CN110311585A - 抑制共模电流的非隔离单相光伏并网逆变器及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种抑制共模电流的非隔离单相光伏并网逆变器及控制方法，逆变器由四个开关管两个桥臂组成，一个开关频率为工频的低频开关管、一个电感和一个高频开关管串联组成一个桥臂，电网接两桥臂中点之间。相比于传统的全桥并网逆变器，该拓扑将滤波电感从电网侧移至逆变器桥臂中间，并增加了2个续流二极管VD₁、VD₂。有效抑制漏电流；高效率；功率器件易于保护；有效抑制了功率器件开通和关断时的噪声。运行结果表明，本发明拓扑在抑制漏电流、提高***效率方面效果很好，可以替代目前采用的HERIC,HBZVR等方案，其市场前景巨大。

Description

抑制共模电流的非隔离单相光伏并网逆变器及控制方法

技术领域

本发明涉及一种逆变器技术，特别涉及一种抑制共模电流的非隔离单相光伏并网逆变器及控制方法。

背景技术

单相光伏并网逆变器的拓扑一般可分为带工频变压器隔离型和无变压器非隔离型两种。工频变压器重量大、体积大、成本高，且存在多个转换阶段，降低了***效率。而无变压器非隔离型单相光伏并网逆变器重量小、体积小、成本低，且能提高1-2％的***效率，因此，非隔离型光伏并网逆变器得到了广泛应用。但是，光伏阵列与大地之间存在寄生电容，寄生电容两端共模电压发生变化，将产生共模电流；而非隔离型拓扑中光伏阵列与电网之间存在直接的电流通路，寄生电容产生的漏电流增加了电网电流总谐波畸变率(THD)、***电磁干扰(EMI)、***整体损耗，并威胁人员安全。

为了减小漏电流，研究人员提出了两类拓扑结构。第一类拓扑实现了电气隔离，通过增加额外的开关管，在续流阶段切断光伏阵列与电网之间的连接，从而抑制了***共模电流，但由于开关寄生电容的存在，这些拓扑无法完全避免漏电流。第二类拓扑是将共模电压钳位为直流侧电压的一半，使得共模电压在开关周期内保持不变，从而达到抑制共模电流的效果，但这类拓扑引入了额外的开关管，增加了成本和复杂性，且***损耗增加，效率降低。

发明内容

本发明是针对单相光伏并网逆变器存在的问题，提出了一种抑制共模电流的非隔离单相光伏并网逆变器及控制方法，具有抑制漏电流、保护功率器件、抑制开关管开通和关断的噪声作用等功能。

本发明的技术方案为：一种抑制共模电流的非隔离单相光伏并网逆变器，开关频率为工频的低频开关管VT₁串联电感L₁、高频开关管VT₂后并联在光伏阵列输出两端，续流二极管VD₁并联在串联的低频开关管VT₁和电感L₁两端，续流二极管VD₁与电感L₁连接端为正；开关频率为工频的低频开关管VT₃串联电感L₂、高频开关管VT₄后并联在光伏阵列输出两端，续流二极管VD₂并联在串联的低频开关管VT₃和电感L₁₂两端，续流二极管VD₂与电感L₂连接端为正；低频开关管VT₁与电感L₁连接点为a，此为第一桥臂中点a；低频开关管VT₃与电感L₂连接点为b，此为第二桥臂中点b；电网接两桥臂中点之间。

所述抑制共模电流的非隔离单相光伏并网逆变器的控制方法，通过采集光伏电池板的输出电压和电流，采用变步长扰动观察法实现最大功率跟踪，通过最大功率跟踪算法得到逆变器直流母线的给定电压直流母线给定电压和光伏阵列输出电压U_PV的偏差经过PI控制器得到光伏阵列输出的给定电流光伏阵列输出的给定电流与锁相环得到的电网角度θ的sinθ相乘得到逆变器电流给定信号电流给定信号与逆变器输出实际电流i_inv的偏差经过比例准谐振控制器得到静止坐标系的电压给定信号通过PWM调制后得到逆变器的PWM驱动信号，控制高频开关管工作。

所述比例准谐振控制器的传递函数为：

式中k_P为比例系数；k_i为积分系数；ω₀为谐振频率；ω_c为截止频率。

本发明的有益效果在于：本发明抑制共模电流的非隔离单相光伏并网逆变器及控制方法，有效抑制漏电流；高效率；功率器件易于保护；有效抑制了功率器件开通和关断时的噪声。运行结果表明，本发明拓扑在抑制漏电流、提高***效率方面效果很好，可以替代目前采用的HERIC,HBZVR等方案，其市场前景巨大。

附图说明

图1为本发明抑制共模电流的非隔离单相光伏并网逆变器拓扑结构图；

图2为本发明共模电流分析等效电路图；

图3为本发明拓扑与传统全桥拓扑的频域特性对比图；

图4为本发明抑制共模电流的非隔离单相光伏并网逆变器控制策略图；

图5为传统结构共模电流仿真波形图；

图6为本发明抑制共模电流的非隔离单相光伏并网逆变器共模电流仿真波形图；

图7为单极性调制的传统全桥逆变电路共模电流波形图；

图8为本发明抑制共模电流的非隔离单相光伏并网逆变器共模电流波形图。

具体实施方式

1、光伏并网逆变器拓扑工作原理

如图1所示抑制共模电流的非隔离单相光伏并网逆变器拓扑结构图，低频开关管VT₁串联电感L₁、高频开关管VT₂后并联在光伏阵列输出两端，续流二极管VD₁并联在串联的低频开关管VT₁和电感L₁两端，续流二极管VD₁与电感L₁连接端为正；低频开关管VT₃串联电感L₂、高频开关管VT₄后并联在光伏阵列输出两端，续流二极管VD₂并联在串联的低频开关管VT₃和电感L₁₂两端，续流二极管VD₂与电感L₂连接端为正；低频开关管VT₁与电感L₁连接点为a，此为第一桥臂中点a；低频开关管VT₃与电感L₂连接点为b，此为第二桥臂中点b；电网接两桥臂中点之间。

直流侧包含光伏阵列(输出等效直流电压为U_PV)和并联在光伏阵列两端的直流母线滤波电容C₁；逆变器由开关管VT_1-4组成(其中以工频开关被认为是低频开关管，以开关频率15kHz开关被认为是高频开关管，高频开关管频率与传统全桥并网逆变器相同)；相比于传统的全桥并网逆变器，该拓扑将滤波电感L₁、L₂从电网侧移至逆变器桥臂中间，并增加了2个续流二极管VD₁、VD₂；交流侧包含并联在逆变器输出的滤波电容C₂和电网(电网电压为u_grid)；寄生电容C_PV两端共模电压为u_cm，共模电流为i_cm。

共模电压定义为：

若寄生电容C_PV两端共模电压发生变化，则共模谐振电路产生的共模电流i_cm为：

由公式(2)可知，***漏电流i_cm与寄生电容C_PV大小、共模电压幅值u_cm变化、***开关频率有关。而寄生电容C_PV大小取决于光伏板固有属性，开关频率取决于***性能，一般难以改变，因此，减小共模电压幅值变化成为抑制漏电流的关键。

电网电压正半周期时，低频开关管VT₁导通，高频开关管VT₄以开关频率通断；低频开关管VT₃和高频开关管VT₂均断开。当高频开关管VT₄处于导通状态时，逆变器工作的电流回路为：光伏阵列—低频开关管VT₁—电网—电感L₂—高频开关管VT₄—光伏阵列，则a,b两点相对于o点的电压u_ao1,u_bo1为：

其中u_L2为电感L₂两端电压。

由公式(1)，模态1状态下共模电压为：

u_cm1＝(u_ao1+u_bo1)/2＝(2U_PV-u_grid)/2 (4)

电网电压正半周期时，低频开关管VT₁仍保持导通，高频开关管VT₄、低频开关管VT₃和高频开关管VT₂均断开时，逆变器工作的电流回路为：低频开关管VT₁—电网—电感L₂—续流二极管VD₂—低频开关管VT₁。此时a,b两点相对于o点的电压u_ao2,u_bo2为：

u_ao2＝U_PV＝u_grid+u_L2+U_PV (5)

u_bo2＝u_L2+U_PV

其中，对于u_ao2，由于低频开关管VT₁，电网，电感L₂，续流二极管VD₂构成闭合回路，忽略开关管及二极管压降可得：u_grid+u_L2＝0，因此上式成立。

则模态2状态下共模电压为：

u_cm2＝(u_ao2+u_bo2)/2＝(2U_PV-u_grid)/2 (6)

电网电压负半周期时，低频开关管VT₃导通，高频开关管VT₂以开关频率通断；低频开关管VT₁和高频开关管VT₄均断开。当高频开关管VT₂处于导通状态时，逆变器工作的电流回路为：光伏阵列—低频开关管VT₃—电网—电感L₁—高频开关管VT₂—光伏阵列。此时a,b两点相对于o点的电压u_ao3,u_bo3为：

其中u_L1为电感L₁两端电压。

则模态3状态下共模电压为：

u_cm3＝(u_ao3+u_bo3)/2＝(2U_PV-u_grid)/2 (8)

电网电压负半周期时，低频开关管VT₃仍保持导通，高频开关管VT₂、低频开关管VT₁和高频开关管VT₄均断开时，逆变器工作的电流回路为：低频开关管VT₃—电网—电感L₁—续流二极管VD₁—低频开关管VT₃。此时a,b两点相对于o点的电压u_ao4,u_bo4为：

则模态4状态下共模电压为：

u_cm4＝(u_ao4+u_bo4)/2＝(2U_PV-u_grid)/2 (10)

由上述分析可知，光伏并网逆变器拓扑的共模电压与直流侧电压U_PV及电网电压u_grid有关，而以电网频率变换的电网电压对共模电压的作用可以忽略不计。因此，本发明拓扑的共模电压在开关周期内为U_PV，保持不变，解决了抑制漏电流的关键问题。

2、从频域角度分析，将u_ao,u_bo等效成幅值为方波电压源；由于开关频率远大于电网频率，所以可以忽略电网引起的漏电流；同时将直流侧视为短路，保留共模元件可得共模电流分析等效电路如图2所示，图中i₁,i₂分别为等效方波电源u_ao,u_bo所在支路电流。光伏***与大地间存在寄生电容C_PV，该寄生电容通过逆变器与滤波元件L₁、L₂、C_PV及电网u_grid构成共模谐振电路，u_ao,u_bo分别为两桥臂中点a、b对接地点o点电压，u_cm、i_cm为共模谐振回路的共模电压和共模电流。考虑u_ao单独作用，将u_bo视为短路，可得共模电流i_cma为：

其中ω为电网电压角频率。

同理u_bo单独作用时共模电流i_cmb为：

根据叠加定理可得共模电流i_cm为：

若滤波电感对称，即L₁＝L₂＝L，式(3)可化简为：

则从i_cm至u_ao+u_bo的传递函数为：

本发明拓扑与传统全桥拓扑的频域特性对比如图3所示，当频率大于1kHz时，本发明拓扑的漏电流低于传统全桥拓扑的漏电流，可见，对于一般逆变器的工作频率，本发明拓扑有效抑制了***漏电流。

3、光伏并网逆变器控制策略

如图4所示抑制共模电流的非隔离单相光伏并网逆变器控制策略图，光伏并网逆变器输出电流的控制方式主要包括电流滞环控制和正弦脉宽调制控制。滞环方法控制简单、动态性能好，但输出开关频率不固定，输出滤波器的设计困难。而正弦脉宽调制控制方式开关频率固定，有利于输出滤波器的设计，输出电流谐波含量小，但动态响应较慢。因此，本发明采用正弦脉宽调制控制方式，实现本发明单相光伏并网逆变器输出电流的有效控制。逆变器采用双闭环控制策略，电压外环稳定直流母线电压，电流内环实现对并网电流相位和并网质量的控制，如下图4所示。

通过采集光伏电池板的输出电压和电流，采用变步长扰动观察法实现最大功率跟踪(MPPT)，通过MPPT算法得到逆变器直流母线的给定电压直流母线给定电压和光伏阵列输出电压U_PV的偏差经过PI控制器得到光伏阵列输出的给定电流光伏阵列输出的给定电流与锁相环得到的电网角度θ的sinθ相乘得到逆变器电流给定信号电流给定与逆变器输出实际电流i_inv的偏差经过比例准谐振(PQR)控制器得到静止坐标系的电压给定信号通过PWM调制后得到逆变器的PWM驱动信号，控制高频开关管工作。

根据古典控制理论可知，PI控制对交流量(并网电流)难以达到理想的控制效果，存在稳态误差的问题。基于内模原理的比例谐振(PR)控制解决了交流量控制存在稳态误差的问题。在实际***中，PR控制器的实现存在以下问题：由于受模拟***元器件参数精度和数字***精度的限制，PR控制器不容易实现。因此在本***中采用PQR控制器，其控制器的传递函数为：

式中：k_P为比例系数；k_i为积分系数；ω₀为谐振频率；ω_c为截止频率。

加入截止频率ω_c来扩大谐振控制器的带宽，减少理想控制器对于谐振频率变化的敏感度，提高控制***的稳定性。

针对单极性调制的传统全桥拓扑和本发明提出的新型拓扑，分别在Matlab中搭建仿真模型。其中，光伏阵列模拟为开路电压480V，短路电流9A的电源；直流侧电容为2000μF；交流侧滤波电感、电容分别为3mH、4.7μF；电网电压有效值为220V；逆变器开关频率为15kHz；光伏阵列与大地之间的寄生电容模拟为200nF电容。仿真结果如图5、6所示。对于单极性调制的传统全桥拓扑，其寄生电容C_PV两端共模电压幅值以开关频率不断变化，因此共模谐振回路产生较大的共模电流，如图5所示，可达0.2A。而本发明提出的新型拓扑的共模电压在开关周期内保持不变，有效抑制了共模电流，共模电流仿真结果如图6所示，共模电流可控制在50mA以内。

同时，搭建了基于DSPTMS320F2808的3kVA实验样机，光伏阵列采用可编程的模拟直流电源TopCon Quadro，本***中该模拟电源的开路电压为480V，短路电流为9A，实验参数如表1所示。对于单极性调制的传统全桥逆变电路和本发明光伏并网逆变电路共模电流的大小，实验结果如图7、8所示，单极性调制的传统全桥拓扑的共模电流可达164mA，而本发明拓扑的共模电流可控制在96mA以内，有效抑制了***漏电流，且逆变器输出的并网电流相位与电网电压相位一致，实现了单位功率因数。

表1

本发明有效抑制漏电流，VT₁、VT₃工作在工频，保证任一时刻，太阳能模块和电网之间有直接连接，使得寄生电容上的电压变化为工频，抑制了漏电流。

高效率，采用单极性PWM调制，VT₂、VT₄工作在高频上，可采用MOSFET使得开关损耗最小。VT₁、VT₃工作在工频上，采用低饱和压降IGBT使得导通损耗最小。续流电流只流过VD₁、VD₂，如采用SiC二级管，可以大大降低二级管的反向恢复损耗。

功率器件易于保护，上桥的器件VT₁、VT₃和下桥的器件VT₂、VT₄之间由于有滤波电感，即使发生失效，电流也不会迅速增大，***有充足的时间进行保护。

上桥的器件VT₁、VT₃和下桥的器件VT₂、VT₄之间由于有滤波电感，有效抑制了功率器件开通和关断时的噪声作用。

Claims (3)

1.一种抑制共模电流的非隔离单相光伏并网逆变器，其特征在于，开关频率为工频的低频开关管VT₁串联电感L₁、高频开关管VT₂后并联在光伏阵列输出两端，续流二极管VD₁并联在串联的低频开关管VT₁和电感L₁两端，续流二极管VD₁与电感L₁连接端为正；开关频率为工频的低频开关管VT₃串联电感L₂、高频开关管VT₄后并联在光伏阵列输出两端，续流二极管VD₂并联在串联的低频开关管VT₃和电感L₁₂两端，续流二极管VD₂与电感L₂连接端为正；低频开关管VT₁与电感L₁连接点为a，此为第一桥臂中点a；低频开关管VT₃与电感L₂连接点为b，此为第二桥臂中点b；电网接两桥臂中点之间。

2.根据权利要求1所述抑制共模电流的非隔离单相光伏并网逆变器的控制方法，其特征在于，通过采集光伏电池板的输出电压和电流，采用变步长扰动观察法实现最大功率跟踪，通过最大功率跟踪算法得到逆变器直流母线的给定电压直流母线给定电压和光伏阵列输出电压U_PV的偏差经过PI控制器得到光伏阵列输出的给定电流光伏阵列输出的给定电流与锁相环得到的电网角度θ的sinθ相乘得到逆变器电流给定信号电流给定信号与逆变器输出实际电流i_inv的偏差经过比例准谐振控制器得到静止坐标系的电压给定信号 通过PWM调制后得到逆变器的PWM驱动信号，控制高频开关管工作。

3.根据权利要求2所述抑制共模电流的非隔离单相光伏并网逆变器的控制方法，其特征在于，所述比例准谐振控制器的传递函数为：

式中k_P为比例系数；k_i为积分系数；ω₀为谐振频率；ω_c为截止频率。