CN204859029U - 一种新型单相光伏逆变漏电流抑制拓扑结构 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及一种新型单相光伏逆变漏电流抑制拓扑结构，其特征在于，包括：开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6，二极管D1、D2，直流支撑电容C_DC。开关管S2、S3、二极管D1、D2保证左右两个桥臂不直通；高频正常工作时，只流经两个开关管，造成的损耗较普通的H6电路要小。本实用新型所述的新型单相光伏逆变漏电流抑制拓扑结构，通过增大共模回路阻抗来抑制对地漏电流，不但保留了非隔离逆变拓扑的高效率的优点，而且避免出现较大的对地漏电流。

Description

一种新型单相光伏逆变漏电流抑制拓扑结构

技术领域

本实用新型属于电气工程光伏逆变领域，具体说是一种新型单相光伏逆变漏电流抑制拓扑结构。

背景技术

我国是一个资源消耗大国，随着近些年来我国工业的高速进步与发展，我国对资源的依赖性越来越强。然而能源环境日渐恶化，传统能源逐渐枯竭，能源短缺已经直接威胁到了我国的可持续发展。

在水能、风能、海洋能、地热能、太阳能等诸多新能源中，太阳能是最具发展潜力的，它是一种取之不尽、用之不竭的洁净安全可再生能源。光伏发电是目前人工太阳能能源的主要应用之一，光伏逆变器则是光伏发电的关键部分，其将光伏电池板(阵列)所发出的直流电转换为交流电，供给电网(并网)或是负载使用(离网)。

在传统的光伏并网逆变器中，一般会在输出处加入工频变压器，以实现隔离作用。但是工频变压器成本高，损耗大，对光伏并网逆变器的输出效率有很大的影响。因此为了提高输出效率，现多采用非隔离光伏逆变电路。非隔离光伏逆变电路的拓扑结构由于省略了工频变压器，降低了制造成本，拥有效率高、重量轻、体积小等优点，非常适用于小功率光伏逆变***。但是，省略隔离元件(工频变压器)也同样带来了一个严重的问题，即***中可能会出现较大的对地漏电流。

漏电流的本质是共模电流，它的产生是由于光伏逆变***与大地间存在有寄生电容，并网工作时，寄生电容、光伏逆变***和电网间形成回路，共模电压会在寄生电容上产生共模电流。

在带工频变压器的隔离光伏逆变***中，由于回路中的工频变压器的绕组间寄生电容阻抗较大，相当于在回路中穿了一个电容，回路中因共模电压产生的共模电流可以得到相应地抑制。

而在非隔离光伏逆变***中，回路阻抗相对较小，共模电压会在非隔离光伏逆变***和大地之间的寄生电容上产生较大的漏电流。

因此，非隔离光伏逆变***中的漏电流不仅会引起并网电流畸变、电磁干扰等问题，还有可能对使用者的人身安全构成威胁。

传统的全桥逆变电路如图1所示，该全桥逆变电路由四个开关管S1、S2、S3、S4组成两个桥臂，桥臂的中点分别经过滤波电感L_a、L_b，与负载或电网的L、N线(L是相线，N是中性线)连接，图1中C_DC为直流母线支撑电容。该方案中，四个开关管均工作在高频状态。直流电流经全桥逆变电路，通过SPWM调制(正弦脉宽调制)后，输出高频的交流电，经输出LC滤波后，得到50Hz(或60Hz)的工频交流电。

传统的全桥逆变电路的共模漏电流回路如图2所示，R_a、R_b为线路阻抗。各点(指上、下桥臂中点)通过杂散电容接地。经简化可得图3所示模型。

总共模电压有：

式1

式中，V_cm为回路共模电压，V_dm为回路差模电压。V_tcm为回路差模电压与共模电压之和，可看做总共模电压。V_a为上桥臂中点处电压，V_b为下桥臂中点处电压，Z_a和Z_b为L和N两线上的阻抗。

由图3所示简化模型和式1可以看出，共模电流受到桥臂中点输出的共模电压和差模电压的共同影响，其中，差模电压的作用效果与两个桥臂输出侧的滤波电感的值有关：当并网滤波电感L_a、L_b取值不同时，差模电压V_dm会对总共模电压V_tcm产生影响；当并网滤波电感L_a、L_b取值相同时，则差模电压V_dm不起作用，式1可以简化为

式2

总共模电压产生的共模电流(即漏电流)i_cm，其值与寄生电容C_pv和共模电压变化率dV_tcm/dt成正比。其表达式为：

式3

由以上分析可知，对于传统单相非隔离型光伏并网逆变器拓扑，漏电流有效抑制有两个基本条件，一是各个桥臂参数对称，电感值选取一致；二是使得共模电压保持恒定。

表1给出单相逆变器开关状态和共模电压V_cm之间的关系。

表1单相逆变器开关状态和共模电压关系

表中：

S_a、S_b为上、下桥臂开关状态，1表示开通，0便是关断，

S_ab为输出状态，可看做S_a-S_b，1表示输出为正，0便是无输出，-1表示输出为负，

V_a为上桥臂输出电压，

V_b为下桥臂输出电压，

V_cm为共模电压。

V_DC为输入直流电压。

下面根据表1分析调制方法对共模电流i_cm的影响。

单相全桥逆变PWM调制，一般来说，可以分成双极性调制和单极性调制。

对于双极性调制而言，总的输出状态S_ab只会有两种情何况：-1和1，而这两种状态下，共模电压都为0.5V_DC，根据式3可知，共模电压变化率为0，所以双极性调制时共模电流为0；

单极性调制(包括倍频)中输出状态S_ab会包含0的情况，使得其共模电压在0.5V_DC、V_DC和0之间变化，因此，根据式3可知，共模电压变化率不为0，所以单极性调制时存在漏电流。

当采用单极性调制时，会造成严重的对地漏电流。而采用双极性调制，会造成输出纹波过大等问题。

与图1～3所示方案相近的技术方案H6拓扑如图4所示。其工作原理如下：

在正半周期时：开关管S1始终保持开通，开关管S3和S6工作在开关频率状态，其余始终关断。S3和S6开通时，输入侧流经开关管S3、S1和S6形成回路，a点电压V_a等于V_DC，b点电压V_b等于0，此时V_tcm等于0.5V_DC；开关管S3和S6关断时，电流流经开关管S1和二极管D1形成回路，此时a点电压V_a等于0.5V_DC，b点电压V_b也等于0.5V_DC，此时V_tcm等于0.5V_DC。

在负半周期时：开关管S5始终保持开通，开关管S4和S2工作在开关频率状态，其余始终关断。开关管S4和S2开通时，输入侧流经开关管S4、S5和S2形成回路，a点电压V_a等于0，b点电压V_b等于V_DC，此时V_tcm等于0.5V_DC；开关管S4和S2关断时，电流流经开关管S5和二极管D2形成回路，此时a点电压V_a等于0.5V_DC，b点电压V_b也等于0.5V_DC，此时V_tcm等于0.5V_DC。由于共模电压在每个周期内都保持0.5V_DC常量，根据式3可知，漏电流为零。

图4所示方案的缺点在于：在高频状态工作时，电流需流过3个开关管，由此造成的损耗会比全桥逆变电路(图1所示方案)下要高。

实用新型内容

针对现有技术中存在的缺陷，本实用新型的目的在于提供一种新型单相光伏逆变漏电流抑制拓扑结构，通过增大共模回路阻抗来抑制对地漏电流，不但保留了非隔离逆变拓扑的高效率的优点，而且避免出现较大的对地漏电流。

为达到以上目的，本实用新型采取的技术方案是：

一种新型单相光伏逆变漏电流抑制拓扑结构，其特征在于，包括：

开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6，

二极管D1、D2，

直流支撑电容C_DC，

开关管S1的发射极与开关管S3的发射极连接，连接点作为a点，

开关管S3的集电极与开关管S4的集电极连接，

开关管S4的发射极与开关管S5的集电极连接，连接点作为c点，

开关管S1的集电极和开关管S2的集电极连接，

开关管S5的发射极和开关管S6的发射极连接，

开关管S2的发射极和二极管D1的正极连接，连接点作为b点，

开关管S6的集电极和二极管D2的正极连接，连接点作为d点，

二极管D1的负极和二极管D2的负极连接，

连接点a点和连接点d点连接，

连接点b点和连接点c点连接，

开关管S3、S4的连接点和二极管D1、D2的连接点相连，

直流支撑电容C_DC的正极和开关管S1的集电极连接，负极和开关管S5的发射极连接。

在上述技术方案的基础上，所述开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6为IGBT或是MOSFET。

在上述技术方案的基础上，连接点b点与输出滤波电感L_a连接，连接点d点与输出滤波电感L_b连接。

在上述技术方案的基础上，所述输出滤波电感L_a、L_b对称且大小相同。

本实用新型所述的新型单相光伏逆变漏电流抑制拓扑结构，通过增大共模回路阻抗来抑制对地漏电流，不但保留了非隔离逆变拓扑的高效率的优点，而且避免出现较大的对地漏电流。

附图说明

本实用新型有如下附图：

图1传统的全桥逆变电路示意图，

图2传统的全桥逆变电路的共模漏电流回路示意图，

图3图2的简化模型，

图4H6拓扑示意图，

图5本实用新型示意图，

图6T1时间电路工作示意图，

图7T2时间电路工作示意图，

图8T3时间电路工作示意图，

图9T4时间电路工作示意图。

具体实施方式

以下结合附图对本实用新型作进一步详细说明。

如图5～9所示，本实用新型所述的新型单相光伏逆变漏电流抑制拓扑结构，在原有的H6拓扑的基础上进行了改进，包括：

开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6，

二极管D1、D2，

直流支撑电容C_DC，

开关管S1的发射极与开关管S3的发射极连接，连接点作为a点，

开关管S3的集电极与开关管S4的集电极连接，

开关管S4的发射极与开关管S5的集电极连接，连接点作为c点，

开关管S1的集电极和开关管S2的集电极连接，

开关管S5的发射极和开关管S6的发射极连接，

开关管S2的发射极和二极管D1的正极连接，连接点作为b点，

开关管S6的集电极和二极管D2的正极连接，连接点作为d点，

二极管D1的负极和二极管D2的负极连接，

连接点a点和连接点d点连接，

连接点b点和连接点c点连接，

开关管S3、S4的连接点和二极管D1、D2的连接点相连，

直流支撑电容C_DC的正极和开关管S1的集电极连接，负极和开关管S5的发射极连接。

在上述技术方案的基础上，所述开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6为IGBT(绝缘栅双极型晶体管)或是MOSFET(金属-氧化物半导体场效应晶体管)。

在上述技术方案的基础上，连接点b点与输出滤波电感L_a连接，连接点d点与输出滤波电感L_b连接。

在上述技术方案的基础上，所述输出滤波电感L_a、L_b对称且大小相同。

该电路的工作原理如下：

在正半周期时，开关管S4始终开通，开关管S2、S6工作在高频状态，其余开关管式中关断。

T1为正半周期高频工作状态中开关管开通的时间，如图6所示。该时间段中，开关管S2、S6开通，直流输入流经开关管S2、电感L_a、电感L_b、开关管S6形成回路，输出交流正半周波形。

T2为正半周期高频工作状态中开关管关断的时间，如图7所示。开关管S2、S6关断，电感电流流经电感L_a、电感L_b、二极管D2、开关管S4完成零电压续流(电感电流流经电感L_a、电感L_b、开关管S3的反并联二极管、开关管S4也可以完成续流)。

在负半周期时，开关管S3始终开通，开关管S1、S5工作在高频状态，其余开关管式中关断。

T3为负半周期高频工作状态中开关管开通的时间，如图8所示。开关管S1、S5开通。直流输入流经开关管S1、电感L_b、电感L_a、开关管S5形成回路，输出交流负半周波形。

T4为负半周期高频工作状态中开关管关断的时间，如图9所示。开关管S1、S5关断，电感电流流经电感L_a、电感L_b、二极管D1、开关管S3完成零电压续流(电感电流流经电感L_a、电感L_b、开关管S4的反并联二极管、开关管S3也可已完成续流)。

以上即为该电路一个完整周期的工作原理。

其中：开关管S2、S3、二极管D1、D2保证左右两个桥臂不直通。由于开关管S3、S4的反并联二极管也流过电流，所以对二极管D1、D2的电流容量要求更低。高频正常工作时，只流经两个开关管，造成的损耗较普通的H6电路要小。

本实用新型所述的新型单相光伏逆变漏电流抑制拓扑结构，不仅能起到抑制漏电流的作用，在高频工作时，流过电流的开关管只有两个，造成的损耗更小。从而可以提升光伏逆变电路的输出效率。

本实用新型所述的新型单相光伏逆变漏电流抑制拓扑结构，通过对桥式电路外的开关管与二极管进行设置，形成续流回路，同时保证，续流时，网侧与光伏阵列侧的电路通过开关管关断实现隔离，以至于此时电路中的共模阻抗近乎无限大，从而抑制漏电流的大小。

本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (4)

1.一种新型单相光伏逆变漏电流抑制拓扑结构，其特征在于，包括：

开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6，

二极管D1、D2，

直流支撑电容C_DC，

开关管S1的发射极与开关管S3的发射极连接，连接点作为a点，

开关管S3的集电极与开关管S4的集电极连接，

开关管S4的发射极与开关管S5的集电极连接，连接点作为c点，

开关管S1的集电极和开关管S2的集电极连接，

开关管S5的发射极和开关管S6的发射极连接，

开关管S2的发射极和二极管D1的正极连接，连接点作为b点，

开关管S6的集电极和二极管D2的正极连接，连接点作为d点，

二极管D1的负极和二极管D2的负极连接，

连接点a点和连接点d点连接，

连接点b点和连接点c点连接，

开关管S3、S4的连接点和二极管D1、D2的连接点相连，

直流支撑电容C_DC的正极和开关管S1的集电极连接，负极和开关管S5的发射极连接。

2.如权利要求1所述的新型单相光伏逆变漏电流抑制拓扑结构，其特征在于：所述开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6为IGBT或是MOSFET。

3.如权利要求1所述的新型单相光伏逆变漏电流抑制拓扑结构，其特征在于：连接点b点与输出滤波电感L_a连接，连接点d点与输出滤波电感L_b连接。

4.如权利要求3所述的新型单相光伏逆变漏电流抑制拓扑结构，其特征在于：所述输出滤波电感L_a、L_b对称且大小相同。