CN110311407B - 基于电压闭环的级联型逆变器双模式无缝切换控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于电压闭环的级联型逆变器双模式无缝切换控制方法，该方法包括电流源模式与电压源模式互相切换控制方法。电流源模式切换电压源模式时，通过幅值同步和相位同步完成调制波电压的闭环跟踪，在此基础上采用电流前馈控制实现逆变器由电流源模式到电压源模式的无缝切换。电压源模式切换电流源模式时，通过调制波电压同步调节器完成调制波电压的闭环跟踪，在此基础上采用电流前馈控制实现逆变器由电压源模式到电流源模式的无缝切换。该方法能实现两种控制模式的无缝切换，还能实现光伏发电功率的最大跟踪。

Description

基于电压闭环的级联型逆变器双模式无缝切换控制方法

技术领域

本发明涉及一种基于电压闭环的级联型逆变器双模式无缝切换控制方法，属于级联型光伏逆变器控制技术领域。

背景技术

光伏并网发电由于提供清洁能源，且环境友好而备受关注。面对如何提高光伏***效率、降低发电成本等问题，级联H桥多电平逆变器由于其模块化易拓展、***效率高、并网电流总谐波失真小等优势而成为研究的热点。

级联H桥光伏逆变器由于其输出直接并入电网，省去了并网端的升压变压器，提高了光伏发电***的整体效率。然而，大规模新能源发电***常常安装在偏远地区，且新能源发电***渗透率也不断增加，因此导致新能源发电***常常连接于末端弱电网，而这一区域电网阻抗常常会因线路阻抗、并网机组数量、负载以及***运行方式等因素的变化而发生变化。在这种具有阻抗变化特性的弱电网下，级联H桥光伏逆变器由于其输出阻抗小，采用传统电流源模式并网易发生振荡。此时，采用基于下垂控制的电压源并网模式，则可以实现逆变器并网的稳定控制。因此，研究级联型逆变器双模式无缝切换控制方法具有突出的工程意义。

目前，国内外学者针对逆变器电流源电压源双模式无缝切换控制方法已有相关研究。如梁建钢、金新民、吴学智和童亦斌在2014年4月发表在《电网技术》第38卷第4期上的《微电网逆变器VCS模式和CCS模式的切换技术》一文。该文针对微电网中的储能装置等分布式电源研究了基于三相PWM整流器拓扑结构的微电网逆变器在PQ控制的电流源模式和下垂控制电压源模式间的相互切换技术，提出了一种不同模式之间闭环跟踪互相切换的方法。但该方法针对的是逆变器在并网和离网两种工况下所引起的逆变器电流源与电压源模式之间的相互切换问题，未研究逆变器在并网时如何实现电流源电压源双模式无缝切换。此外，该方法针对的是针对集中式逆变器，未研究级联型逆变器电流源与电压源模式之间的无缝切换。

石荣亮、张兴和徐海珍等在2017年6月发表在《电工技术学报》第32卷第12期上的《基于自适应模式切换的虚拟同步发电机功率控制策略》中提出根据电网频率是否发生剧烈波动来切换微网储能逆变器的的控制模式。当电网频率发生大幅波动时使逆变器工作在电流源模式，防止储能电池过冲或过放来延长储能电池寿命。当电网频率正常时则采用基于下垂控制的电压源模式，实现并联微网储能逆变器的均流。但该方法针对的是三相集中式储能逆变器，未研究级联型逆变器。此外，由于其直流侧是储能电池，未研究光伏发电功率的最大跟踪。

2018年文献“A Novel Stability Improvement Strategy for a Multi-Inverter System in a Weak Grid Utilizing Dual-Mode Control”Ming Li，Xing Zhangand Wei Zhao，《energies》，2018，11(8)，2144-2162(“一种新颖的弱电网下提高多逆变器***稳定性双模式控制策略”，《能源期刊》2018年第11卷第8期2144-2162页)提出一种基于阻抗滞环的切换方式来提高多逆变器***的稳定性。但该方法未研究逆变器在电流源模式或者电压源模式下如何实现光伏发电功率的最大跟踪。此外，该方法针对的是三相集中式逆变器，未涉及级联型光伏逆变器。

综上所述，现有级联H桥光伏并网逆变器电流源电压源双模式无缝切换控制方法主要存在如下问题：

(1)现有技术研究的逆变器电流源电压源双模式切换控制方法多针对逆变器在并网和离网两种工况下所引起的逆变器电流源与电压源模式之间的相互切换问题，较少涉及逆变器在并网时如何实现电流源电压源双模式无缝切换。

(2)现有技术研究的逆变器电流源电压源双模式切换控制方法多针对三相集中式储能逆变器，未能涉及级联型光伏逆变器。

(3)现有技术研究的逆变器电流源电压源双模式切换控制方法多针对逆变器直流侧是稳定的电源，未考虑光伏发电的最大功率跟踪。

发明内容

本发明要解决的问题就是克服上述方案的局限性，针对级联型光伏并网逆变器电流源电压源双模式切换这一问题，提出一种基于电压闭环的级联型逆变器双模式无缝切换控制方法。该方法采用基于电压闭环控制方式，不仅能实现级联型光伏并网逆变器电流源电压源双模式无缝切换，而且能实现各H桥单元光伏发电的最大功率跟踪。

为解决本发明的技术问题，本发明提供一种基于电压闭环的级联型逆变器双模式无缝切换控制方法，所述的级联型逆变器由N个带有光伏组件的H桥单元、滤波电感L_s和滤波电容C_f组成，其特征在于，本控制方法包括电流源模式无缝切换电压源模式控制方法和电压源模式无缝切换电流源模式控制方法：

所述电流源模式无缝切换电压源模式控制方法包括以下步骤：

步骤1，对每个H桥单元的直流侧电压采样并依次经过100Hz陷波器滤波，得到N个H桥单元的直流侧电压实际值并记为V_PVi，i＝1，2，3...N；采样N个H桥单元的直流侧电流实际值并记为I_PVi，i＝1，2，3...N；采样滤波电感电流实际值并记为I_L；采样滤波电容电压实际值并记为V_o；采样电网电流实际值并记为I_s；

步骤2，通过对每个H桥单元直流侧电压实际值V_PVi进行最大功率点跟踪控制，得到N个H桥单元的直流侧电压指令值并记为V_PVi ^*，其中，i＝1，2，3...N；

步骤3，根据步骤1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi和步骤2得到的N个H桥单元的直流侧电压指令值V_PVi ^*，通过电流源模式下直流电压调节器，计算得到电流源模式下每个H桥单元的有功功率P_Ci，其中i＝1，2，3...N，其计算式为：

其中，K_CVP为电流源模式下直流电压调节器比例系数，K_CVI为电流源模式下直流电压调节器积分系数，i＝1，2，3...N，s为拉普拉斯算子；

步骤4，根据步骤3得到的电流源模式下N个H桥单元的有功功率P_Ci计算得到电流源模式下N个H桥单元的有功功率之和并记为P_CT，其计算式为：

步骤5，对步骤1中采样的滤波电容电压实际值V_o进行锁相获得电网电压幅值V_m和相位θ_g；通过虚拟同步旋转坐标变换将步骤1中采样得到的滤波电容电压实际值V_o转换成旋转坐标系下的电流源模式滤波电容电压有功分量V_Cod和电流源模式滤波电容电压无功分量V_Coq；通过虚拟同步旋转坐标变换将步骤1中采样得到的滤波电感电流实际值I_L转换成旋转坐标系下的电流源模式滤波电感电流有功分量I_CLd和电流源模式滤波电感电流无功分量I_CLq；

步骤6，根据步骤4得到的电流源模式下N个H桥单元的有功功率之和P_CT和步骤5得到的电网电压幅值V_m计算得到电流源模式下滤波电感电流有功分量参考值

其计算式为：

步骤7，根据步骤5得到的电流源模式滤波电感电流有功分量I_CLd、电流源模式滤波电感电流无功分量I_CLq和步骤6得到的电流源模式下滤波电感电流有功分量参考值

分别通过电流源模式下有功电流调节器和电流源模式下无功电流调节器，计算得到电流源模式下d轴PI调节值E_Cd和电流源模式下q轴PI调节值E_Cq，其计算式分别为：

其中，K_CiP为电流源模式下电流调节器比例系数，K_CiI为电流源模式下电流调节器积分系数；

步骤8，根据步骤7得到的电流源模式下d轴PI调节值E_Cd、电流源模式下q轴PI调节值E_Cq和步骤5得到的电流源模式滤波电容电压有功分量V_Cod通过虚拟同步旋转反坐标变换得到电流源模式下逆变器总调制波电压V_Cr；

步骤9，根据步骤3得到的电流源模式下N个H桥单元的有功功率P_Ci和步骤4得到的电流源模式下N个H桥单元的有功功率之和P_CT计算电流源模式下每个H桥单元的功率分配系数Factor_Ci，i＝1，2，3...N，其计算式为：

步骤10，根据步骤1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi，步骤8得到的电流源模式下逆变器总调制波电压V_Cr和步骤9得到的电流源模式下N个H桥单元功率分配系数Factor_Ci，计算电流源模式下每个H桥单元的调制波信号M_Cri，i＝1，2，3...N，其计算式为：

步骤11，切换前，锁存上一周期电流源模式下滤波电感电流有功分量参考值记为

锁存上一周期电流源模式下N个H桥单元功率分配系数记为Factor_Cmi，计算得到每个电压源模式下直流电压调节器前馈控制量I_VFeedi，i＝1，2，3...N，其计算式为：

步骤12，切换前，根据步骤7得到的电流源模式下d轴PI调节值E_Cd、电流源模式下q轴PI调节值E_Cq和步骤5得到的电流源模式滤波电容电压有功分量V_Cod计算得到电流源模式下逆变器总调制波电压的幅值V_Crm和相位θ_Cr，其计算式为：

步骤13，将步骤1中采样得到的滤波电容电压实际值V_o通过虚拟同步旋转坐标变换转换成旋转坐标系下的电压源模式滤波电容电压有功分量V_Vod和电压源模式滤波电容电压无功分量V_Voq；

步骤14，将步骤1中采样得到的电网电流实际值I_s通过虚拟同步旋转坐标变换转换成旋转坐标系下的电压源模式电网电流有功分量I_VSd和电压源模式电网电流无功分量I_VSq；

步骤15，根据步骤13得到的电压源模式滤波电容电压有功分量V_Vod、电压源模式滤波电容电压无功分量V_Voq和步骤14得到的电压源模式电网电流有功分量I_VSd、电压源模式电网电流无功分量I_VSq，通过计算并经一阶低通滤波器滤波，得到电压源模式下逆变器输出平均有功功率P_Vo和平均无功功率Q_Vo，其计算式为：

其中，τ为一阶低通滤波器时间常数；

步骤16，根据步骤1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi，步骤2得到的N个H桥单元的直流侧电压指令值V_PVi ^*和步骤11得到的N个电压源模式下直流电压调节器前馈控制量I_VFeedi，通过电压源模式下直流电压调节器，计算得到电压源模式下每个H桥单元的有功功率P_vi，其中i＝1，2，3...N，其计算式为：

其中，K_VVP为电压源模式下直流电压调节器比例系数，K_VVI为电压源模式下直流电压调节器积分系数，i＝1，2，3...N；

步骤17，根据步骤16得到的电压源模式下N个H桥单元的有功功率P_Vi计算得到电压源模式下N个H桥单元的有功功率之和并记为P_VT，其计算式为：

步骤18，根据步骤17得到的电压源模式下N个H桥单元的有功功率之和P_VT和步骤15得到的电压源模式下逆变器输出平均有功功率P_Vo经有功功率-频率下垂控制方程计算得到电压源模式下逆变器的输出角频率ω_Vo，电压源模式下输出角频率ω_Vo经过积分得到电压源模式下逆变器的输出相角θ_Vo，其有功功率-频率下垂控制方程为：

ω_Vo＝ω^*+m(P_VT-P_Vo)

其中ω^*为电网同步角频率，m为有功下垂系数；

步骤19，根据步骤15得到的电压源模式下逆变器输出平均无功功率Q_Vo经无功功率-电压下垂控制方程计算得到电压源模式下滤波电容电压有功分量参考值

和电压源模式下滤波电容电压无功分量参考值

其无功功率-电压下垂控制方程为：

其中E为参考电动势，n为无功下垂系数，Q^*为上层给定无功功率指令；

步骤20，根据步骤12得到的电流源模式下逆变器总调制波电压的幅值V_Crm和相位θ_Cr，步骤18得到的电压源模式下逆变器的输出相角θ_Vo以及步骤19得到的电压源模式下滤波电容电压有功分量参考值

分别通过电压源模式下相位同步调节器和幅值同步调节器，计算得到切换时电压源模式下逆变器总调制波电压的幅值V_Vrm和相位θ_Vr，其计算式为：

其中，K_VSP1为电压源模式下幅值同步调节器比例系数，K_VSI1为电压源模式下幅值同步调节器积分系数，K_VSP2为电压源模式下相位同步调节器比例系数，K_VSI2为电压源模式下相位同步调节器积分系数；

步骤21，根据步骤16得到的电压源模式下N个H桥单元的有功功率P_Vi和步骤17得到的电压源模式下N个H桥单元的有功功率之和P_VT计算电压源模式下每个H桥单元的功率分配系数Factor_Vi，i＝1，2，3...N，其计算式为：

步骤22，根据步骤1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi，步骤20得到的切换时电压源模式下逆变器总调制波电压的幅值V_Vrm和相位θ_Vr以及步骤21得到的电压源模式下N个H桥单元功率分配系数Factor_Vi，计算得到切换时电压源模式下每个H桥单元的调制波信号M_Vri，i＝1，2，3...N，其计算式为：

所述电压源模式无缝切换电流源模式控制方法包括：

首先，切换前，启动调制波电压同步调节器，将步骤19得到的电压源模式下滤波电容电压有功分量参考值

步骤7得到的上一周期电流源模式下d轴PI调节值

和步骤5得到的电流源模式滤波电容电压有功分量V_Cod通过调制波电压同步调节器得到切换前电流源模式下滤波电感电流有功分量参考值

其计算式为：

其中，K_CSP为电流源模式下调制波电压同步调节器比例系数，K_CSI为电流源模式下调制波电压同步调节器积分系数；

其次，调制波电压同步完成后，锁存上一周期电压源模式下滤波电感电流有功分量参考值记为

锁存上一周期电压源模式下N个H桥单元功率分配系数记为Factor_Vmi，计算得到每个电流源模式下直流电压调节器前馈控制量I_CFeedi，i＝1，2，3...N，其计算式为：

最后，将电流源模式下直流电压调节器前馈控制量I_CFeedi叠加在每个电流源模式下直流电压调节器的输出，计算得到切换时电流源模式下每个H桥单元的有功功率P′_Ci，其中i＝1，2，3...N，其计算式为：

与现有技术相比，本发明公开的一种基于电压闭环的级联型逆变器双模式无缝切换控制方法，采用基于电压闭环控制策略实现级联H桥光伏并网逆变器双模式控制的无缝切换，其有益效果具体体现在：

1、本发明提出的方法可以实现级联型光伏逆变器在电流源与电压源两种控制模式间无缝切换。

2、本发明提出的方法能够使级联型光伏逆变器在电流源和电压源两种控制模式下均能实现光伏发电功率的最大跟踪。

3、本发明提出的双模式切换方法简单，易于工程实现。

附图说明

图1是本发明级联型逆变器主电路拓扑框图。

图2是本发明级联型逆变器双模式切换的总控制框图。

图3是采用本发明控制方法时级联型逆变器由电流源模式切换电压源模式电网电流I_s及各H桥单元直流侧电压波形。

图4是采用本发明控制方法时级联型逆变器由电压源模式切换电流源模式电网电流I_s及各H桥单元直流侧电压波形。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图及实施例，对本发明作进一步清楚、完整地描述。

图1为本发明实施例级联型逆变器拓扑结构，如图中所示，所述的级联型逆变器由N个带有光伏组件的H桥单元、滤波电感L_s和滤波电容C_f组成。具体的，N个H桥单元直流侧依次与N个光伏电池板PV1，PV2...PVN连接，光伏电池板工作条件为在额定温度25℃，额定光照强度1000W/m²下的最大功率点电压为30.40V，每块光伏电池板通过14.1mF电容与每个H桥单元相连，级联***通过1.5mH滤波电感L_s和55uF滤波电容C_f连接到电网。

本发明的双模式切换总控制框图如图2所示。

电流源模式无缝切换电压源模式控制方法包括以下步骤：

步骤1，对每个H桥单元的直流侧电压采样并依次经过100Hz陷波器滤波，得到N个H桥单元的直流侧电压实际值并记为V_PVi，i＝1，2，3...N；采样N个H桥单元的直流侧电流实际值并记为I_PVi，i＝1，2，3...N；采样滤波电感电流实际值并记为I_L；采样滤波电容电压实际值并记为V_o；采样电网电流实际值并记为I_s；

本实施例中，以五个H桥单元为例，每个H桥单元初始时的直流侧电压实际值为V_PV1＝V_PV2＝V_PV3＝V_PV4＝V_PV5＝35V。

步骤2，通过对每个H桥单元直流侧电压实际值V_PVi进行最大功率点跟踪控制，得到N个H桥单元的直流侧电压指令值并记为V_PVi ^*，其中，i＝1，2，3...N；

本实施例中，初始时刻t＝0.8s时，各H桥单元均工作在额定温度T＝25℃，额定光照强度E₁＝E₂＝E₃＝E₄＝E₅＝1000W/m²的条件下，得到每个H桥单元的直流侧电压指令值V_PV1 ^*V_PV2 ^*＝V_PV3 ^*＝V_PV4 ^*V_PV5 ^*＝30.40V。在t＝1s，温度保持不变，第3、4、5个H桥的光照强度保持不变，第1、2个H桥的光照强度分别变为E₁＝E₂＝800W/m²，得到每个H桥单元的直流侧电压指令值V_PV1 ^*＝V_PV2 ^*＝30.57V，V_PV3 ^*V_PV4 ^*＝V_PV5 ^*＝30.40V。

步骤3，根据步骤1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi和步骤2得到的N个H桥单元的直流侧电压指令值V_PVi ^*，通过电流源模式下直流电压调节器，计算得到电流源模式下每个H桥单元的有功功率P_Ci，其中i＝1，2，3...N，其计算式为：

其中，K_CVP为电流源模式下直流电压调节器比例系数，K_CVI为电流源模式下直流电压调节器积分系数，i＝1，2，3...N，s为拉普拉斯算子。电流源模式下直流电压调节器比例系数和积分系数按照常规并网逆变器进行设计，本实施例中，K_CVP＝1，K_CVI＝10。

步骤4，根据步骤3得到的电流源模式下N个H桥单元的有功功率P_Ci计算得到电流源模式下N个H桥单元的有功功率之和并记为P_CT，其计算式为：

步骤5，对步骤1中采样的滤波电容电压实际值V_o进行锁相获得电网电压幅值V_m和相位θ_g；通过虚拟同步旋转坐标变换将步骤1中采样得到的滤波电容电压实际值V_o转换成旋转坐标系下的电流源模式滤波电容电压有功分量V_Cod和电流源模式滤波电容电压无功分量V_Coq；通过虚拟同步旋转坐标变换将步骤1中采样得到的滤波电感电流实际值I_L转换成旋转坐标系下的电流源模式滤波电感电流有功分量I_CLd和电流源模式滤波电感电流无功分量I_CLq，其计算式分别为：

其中k₁为增益系数。本实施例中，k₁＝0.5。

步骤6，根据步骤4得到的电流源模式下N个H桥单元的有功功率之和P_CT和步骤5得到的电网电压幅值V_m计算得到电流源模式下滤波电感电流有功分量参考值

其计算式为：

步骤7，根据步骤5得到的电流源模式滤波电感电流有功分量I_CLd、电流源模式滤波电感电流无功分量I_CLq和步骤6得到的电流源模式下滤波电感电流有功分量参考值

分别通过电流源模式下有功电流调节器和电流源模式下无功电流调节器，计算得到电流源模式下d轴PI调节值E_Cd和电流源模式下q轴PI调节值E_Cq，其计算式分别为：

其中，K_CiP为电流源模式下电流调节器比例系数，K_CiI为电流源模式下电流调节器积分系数。电流源模式下电流调节器比例系数和积分系数按照常规并网逆变器进行设计，本实施例中，K_CiP＝4，K_CiI＝20。

步骤8，根据步骤7得到的电流源模式下d轴PI调节值E_Cd、电流源模式下q轴PI调节值E_Cq和步骤5得到的电流源模式滤波电容电压有功分量V_Cod通过虚拟同步旋转反坐标变换得到电流源模式下逆变器总调制波电压V_Cr，其计算式为：

V_Cr＝(E_Cd+V_Cod)cosθ_g+E_Cqsinθ_g

步骤9，根据步骤3得到的电流源模式下N个H桥单元的有功功率P_Ci和步骤4得到的电流源模式下N个H桥单元的有功功率之和P_CT计算电流源模式下每个H桥单元的功率分配系数Factor_Ci，i＝1，2，3...N，其计算式为：

步骤10，根据步骤1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi，步骤8得到的电流源模式下逆变器总调制波电压V_Cr和步骤9得到的电流源模式下N个H桥单元功率分配系数Factor_Ci，计算电流源模式下每个H桥单元的调制波信号M_Cri，i＝1，2，3...N，其计算式为：

步骤11，切换前，锁存上一周期电流源模式下滤波电感电流有功分量参考值记为

锁存上一周期电流源模式下N个H桥单元功率分配系数记为Factor_Cmi，计算得到每个电压源模式下直流电压调节器前馈控制量I_VFeedi，i＝1，2，3...N，其计算式为：

步骤12，切换前，根据步骤7得到的电流源模式下d轴PI调节值E_Cd、电流源模式下q轴PI调节值E_Cq和步骤5得到的电流源模式滤波电容电压有功分量V_Cod计算得到电流源模式下逆变器总调制波电压的幅值V_Crm和相位θ_Cr，其计算式为：

步骤13，将步骤1中采样得到的滤波电容电压实际值V_o通过虚拟同步旋转坐标变换转换成旋转坐标系下的电压源模式滤波电容电压有功分量V_Vod和电压源模式滤波电容电压无功分量V_Voq，其计算式为：

其中θ′_Vo为上一周期电压源模式下逆变器的输出相角，k₂为增益系数。本实施例中，k₂＝0.5。

步骤14，将步骤1中采样得到的电网电流实际值I_s通过虚拟同步旋转坐标变换转换成旋转坐标系下的电压源模式电网电流有功分量I_VSd和电压源模式电网电流无功分量I_VSq，其计算式为：

其中k₃为增益系数，本实施例中，k₃＝O.5。

步骤15，根据步骤13得到的电压源模式滤波电容电压有功分量V_Vod、电压源模式滤波电容电压无功分量V_Voq和步骤14得到的电压源模式电网电流有功分量I_VSd、电压源模式电网电流无功分量I_VSq，通过计算并经一阶低通滤波器滤波，得到电压源模式下逆变器输出平均有功功率P_Vo和平均无功功率Q_Vo，其计算式为：

其中，τ为一阶低通滤波器时间常数，本实施例中，τ＝1e-4s。

步骤16，根据步骤1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi，步骤2得到的N个H桥单元的直流侧电压指令值V_PVi ^*和步骤11得到的N个电压源模式下直流电压调节器前馈控制量I_VFeedi，通过电压源模式下直流电压调节器，计算得到电压源模式下每个H桥单元的有功功率P_Vi，其中i＝1，2，3...N，其计算式为：

其中，K_VVP为电压源模式下直流电压调节器比例系数，K_VVI为电压源模式下直流电压调节器积分系数，i＝1，2，3...N。电压源模式下直流电压调节器比例系数和积分系数按照常规并网逆变器进行设计，本实施例中，K_VVP＝0.05，K_VVI＝40。

步骤17，根据步骤16得到的电压源模式下N个H桥单元的有功功率P_Vi计算得到电压源模式下N个H桥单元的有功功率之和并记为P_VT，其计算式为：

步骤18，根据步骤17得到的电压源模式下N个H桥单元的有功功率之和P_VT和步骤15得到的电压源模式下逆变器输出平均有功功率P_Vo经有功功率-频率下垂控制方程计算得到电压源模式下逆变器的输出角频率ω_Vo，电压源模式下输出角频率ω_Vo经过积分得到电压源模式下逆变器的输出相角θ_Vo，其有功功率-频率下垂控制方程为：

ω_Vo＝ω^*+m(P_VT-P_Vo)

其中ω^*为电网同步角频率，m为有功下垂系数。本实施例中电网同步角频率ω^*＝100πrad/s，有功下垂系数m＝6.28e-3rad/W。

步骤19，根据步骤15得到的电压源模式下逆变器输出平均无功功率Q_Vo经无功功率-电压下垂控制方程计算得到电压源模式下滤波电容电压有功分量参考值

和电压源模式下滤波电容电压无功分量参考值

其无功功率-电压下垂控制方程为：

其中E为参考电动势，n为无功下垂系数，Q^*为上层给定无功功率指令。本实施例中参考电动势E＝120V，无功下垂系数n＝5e-3V/Var，上层给定无功功率指令Q^*＝0Var。

步骤20，根据步骤12得到的电流源模式下逆变器总调制波电压的幅值V_Crm和相位θ_Cr，步骤18得到的电压源模式下逆变器的输出相角θ_Vo以及步骤19得到的电压源模式下滤波电容电压有功分量参考值

分别通过电压源模式下相位同步调节器和幅值同步调节器，计算得到切换时电压源模式下逆变器总调制波电压的幅值V_Vrm和相位θ_Vr，其计算式为：

其中，K_VSP1为电压源模式下幅值同步调节器比例系数，K_VSI1为电压源模式下幅值同步调节器积分系数，K_VSP2为电压源模式下相位同步调节器比例系数，K_VSI2为电压源模式下相位同步调节器积分系数。本实施例中，K_VSP1＝0.5，K_VSI1＝2，K_VSP2＝40，K_VSI2＝200。

步骤21，根据步骤16得到的电压源模式下N个H桥单元的有功功率P_Vi和步骤17得到的电压源模式下N个H桥单元的有功功率之和P_VT计算电压源模式下每个H桥单元的功率分配系数Factor_Vi，i＝1，2，3...N，其计算式为：

步骤22，根据步骤1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi，步骤20得到的切换时电压源模式下逆变器总调制波电压的幅值V_Vrm和相位θ_Vr以及步骤21得到的电压源模式下N个H桥单元功率分配系数Factor_Vi，计算得到切换时电压源模式下每个H桥单元的调制波信号M_Vri，i＝1，2，3...N，其计算式为：

所述电压源模式无缝切换电流源模式控制方法包括：

首先，切换前，启动调制波电压同步调节器，将步骤19得到的电压源模式下滤波电容电压有功分量参考值

步骤7得到的上一周期电流源模式下d轴PI调节值

和步骤5得到的电流源模式滤波电容电压有功分量V_Cod通过调制波电压同步调节器得到切换前电流源模式下滤波电感电流有功分量参考值

其计算式为：

其中，K_CSP为电流源模式下调制波电压同步调节器比例系数，K_CSI为电流源模式下调制波电压同步调节器积分系数。本实施例中，K_CSP＝0.2，K_CSI＝20。

其次，调制波电压同步完成后，锁存上一周期电压源模式下滤波电感电流有功分量参考值记为

锁存上一周期电压源模式下N个H桥单元功率分配系数记为Factor_Vmi，计算得到每个电流源模式下直流电压调节器前馈控制量I_CFeedi，i＝1，2，3...N，其计算式为：

最后，将电流源模式下直流电压调节器前馈控制量I_CFeedi叠加在每个电流源模式下直流电压调节器的输出，计算得到切换时电流源模式下每个H桥单元的有功功率P′_Ci，其中i＝1，2，3...N，其计算式为：

图3为采用本发明控制方法时级联型逆变器由电流源模式切换电压源模式电网电流I_s及各H桥单元直流侧电压波形。在1.5s时由电流源模式切换电压源模式，1.54s时完成切换，电网电流没有冲击，逆变器无缝切换。切换完成后各H桥单元直流侧电压均控制在其直流侧电压指令值V_PVi ^*处，i＝1，2，3...N，即在各H桥单元最大功率点处。

图4为采用本发明控制方法时级联型逆变器由电压源模式切换电流源模式电网电流I_s及各H桥单元直流侧电压波形。在2s时由电压源模式切换电流源模式，2.04s时完成切换，电网电流没有冲击，逆变器无缝切换。切换完成后各H桥单元直流侧电压均控制在其直流侧电压指令值V_PVi ^*处，i＝1，2，3...N，即在各H桥单元最大功率点处。

Claims (1)

1.一种基于电压闭环的级联型逆变器双模式无缝切换控制方法，所述的级联型逆变器由N个带有光伏组件的H桥单元、滤波电感L_s和滤波电容C_f组成，其特征在于，本控制方法包括电流源模式无缝切换电压源模式控制方法和电压源模式无缝切换电流源模式控制方法：

所述电流源模式无缝切换电压源模式控制方法包括以下步骤：

步骤1，对每个H桥单元的直流侧电压采样并依次经过100Hz陷波器滤波，得到N个H桥单元的直流侧电压实际值并记为V_PVi，i＝1，2，3...N；采样N个H桥单元的直流侧电流实际值并记为I_PVi，i＝1，2，3...N；采样滤波电感电流实际值并记为I_L；采样滤波电容电压实际值并记为V_o；采样电网电流实际值并记为I_s；

步骤2，通过对每个H桥单元直流侧电压实际值V_PVi进行最大功率点跟踪控制，得到N个H桥单元的直流侧电压指令值并记为V_PVi ^*，其中，i＝1，2，3...N；

步骤3，根据步骤1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi和步骤2得到的N个H桥单元的直流侧电压指令值V_PVi ^*，通过电流源模式下直流电压调节器，计算得到电流源模式下每个H桥单元的有功功率P_Ci，其中i＝1，2，3...N，其计算式为：

其中，K_CVP为电流源模式下直流电压调节器比例系数，K_CVI为电流源模式下直流电压调节器积分系数，i＝1，2，3...N，s为拉普拉斯算子；

步骤4，根据步骤3得到的电流源模式下N个H桥单元的有功功率P_Ci计算得到电流源模式下N个H桥单元的有功功率之和并记为P_CT，其计算式为：

步骤5，对步骤1中采样的滤波电容电压实际值V_o进行锁相获得电网电压幅值V_m和相位θ_g；通过虚拟同步旋转坐标变换将步骤1中采样得到的滤波电容电压实际值V_o转换成旋转坐标系下的电流源模式滤波电容电压有功分量V_Cod和电流源模式滤波电容电压无功分量V_Coq；通过虚拟同步旋转坐标变换将步骤1中采样得到的滤波电感电流实际值I_L转换成旋转坐标系下的电流源模式滤波电感电流有功分量I_CLd和电流源模式滤波电感电流无功分量I_CLq；

步骤6，根据步骤4得到的电流源模式下N个H桥单元的有功功率之和P_CT和步骤5得到的电网电压幅值V_m计算得到电流源模式下滤波电感电流有功分量参考值

其计算式为：

步骤7，根据步骤5得到的电流源模式滤波电感电流有功分量I_CLd、电流源模式滤波电感电流无功分量I_CLq和步骤6得到的电流源模式下滤波电感电流有功分量参考值

分别通过电流源模式下有功电流调节器和电流源模式下无功电流调节器，计算得到电流源模式下d轴PI调节值E_Cd和电流源模式下q轴PI调节值E_Cq，其计算式分别为：

其中，K_CiP为电流源模式下电流调节器比例系数，K_CiI为电流源模式下电流调节器积分系数；

步骤8，根据步骤7得到的电流源模式下d轴PI调节值E_Cd、电流源模式下q轴PI调节值E_Cq和步骤5得到的电流源模式滤波电容电压有功分量V_Cod通过虚拟同步旋转反坐标变换得到电流源模式下逆变器总调制波电压V_Cr；

步骤9，根据步骤3得到的电流源模式下N个H桥单元的有功功率P_Ci和步骤4得到的电流源模式下N个H桥单元的有功功率之和P_CT计算电流源模式下每个H桥单元的功率分配系数Factor_Ci，i＝1，2，3...N，其计算式为：

步骤10，根据步骤1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi，步骤8得到的电流源模式下逆变器总调制波电压V_Cr和步骤9得到的电流源模式下N个H桥单元功率分配系数Factor_Ci，计算电流源模式下每个H桥单元的调制波信号M_Cri，i＝1，2，3...N，其计算式为：

步骤11，切换前，锁存上一周期电流源模式下滤波电感电流有功分量参考值记为

锁存上一周期电流源模式下N个H桥单元功率分配系数记为Factor_Cmi，计算得到每个电压源模式下直流电压调节器前馈控制量I_VFeedi，i＝1，2，3...N，其计算式为：

步骤12，切换前，根据步骤7得到的电流源模式下d轴PI调节值E_Cd、电流源模式下q轴PI调节值E_Cq和步骤5得到的电流源模式滤波电容电压有功分量V_Cod计算得到电流源模式下逆变器总调制波电压的幅值V_Crm和相位θ_Cr，其计算式为：

步骤13，将步骤1中采样得到的滤波电容电压实际值V_o通过虚拟同步旋转坐标变换转换成旋转坐标系下的电压源模式滤波电容电压有功分量V_Vod和电压源模式滤波电容电压无功分量V_Voq；

步骤14，将步骤1中采样得到的电网电流实际值I_s通过虚拟同步旋转坐标变换转换成旋转坐标系下的电压源模式电网电流有功分量I_VSd和电压源模式电网电流无功分量I_VSq；

步骤15，根据步骤13得到的电压源模式滤波电容电压有功分量V_Vod、电压源模式滤波电容电压无功分量V_Voq和步骤14得到的电压源模式电网电流有功分量I_VSd、电压源模式电网电流无功分量I_VSq，通过计算并经一阶低通滤波器滤波，得到电压源模式下逆变器输出平均有功功率P_Vo和平均无功功率Q_Vo，其计算式为：

其中，τ为一阶低通滤波器时间常数；

步骤16，根据步骤1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi，步骤2得到的N个H桥单元的直流侧电压指令值V_PVi ^*和步骤11得到的N个电压源模式下直流电压调节器前馈控制量I_VFeedi，通过电压源模式下直流电压调节器，计算得到电压源模式下每个H桥单元的有功功率P_Vi，其中i＝1，2，3...N，其计算式为：

其中，K_VVP为电压源模式下直流电压调节器比例系数，K_VVI为电压源模式下直流电压调节器积分系数，i＝1，2，3...N；

步骤17，根据步骤16得到的电压源模式下N个H桥单元的有功功率P_Vi计算得到电压源模式下N个H桥单元的有功功率之和并记为P_VT，其计算式为：

步骤18，根据步骤17得到的电压源模式下N个H桥单元的有功功率之和P_VT和步骤15得到的电压源模式下逆变器输出平均有功功率P_Vo经有功功率-频率下垂控制方程计算得到电压源模式下逆变器的输出角频率ω_Vo，电压源模式下输出角频率ω_Vo经过积分得到电压源模式下逆变器的输出相角θ_Vo，其有功功率-频率下垂控制方程为：

ω_Vo＝ω^*+m(P_VT-P_Vo)

其中ω^*为电网同步角频率，m为有功下垂系数；

步骤19，根据步骤15得到的电压源模式下逆变器输出平均无功功率Q_Vo经无功功率-电压下垂控制方程计算得到电压源模式下滤波电容电压有功分量参考值

和电压源模式下滤波电容电压无功分量参考值

其无功功率-电压下垂控制方程为：

其中E为参考电动势，n为无功下垂系数，Q^*为上层给定无功功率指令；

步骤20，根据步骤12得到的电流源模式下逆变器总调制波电压的幅值V_Crm和相位θ_Cr，步骤18得到的电压源模式下逆变器的输出相角θ_Vo以及步骤19得到的电压源模式下滤波电容电压有功分量参考值

分别通过电压源模式下相位同步调节器和幅值同步调节器，计算得到切换时电压源模式下逆变器总调制波电压的幅值V_Vrm和相位θ_Vr，其计算式为：

其中，K_VSP1为电压源模式下幅值同步调节器比例系数，K_VSI1为电压源模式下幅值同步调节器积分系数，K_VSP2为电压源模式下相位同步调节器比例系数，K_VSI2为电压源模式下相位同步调节器积分系数；

步骤21，根据步骤16得到的电压源模式下N个H桥单元的有功功率P_Vi和步骤17得到的电压源模式下N个H桥单元的有功功率之和P_VT计算电压源模式下每个H桥单元的功率分配系数Factor_Vi，i＝1，2，3...N，其计算式为：

步骤22，根据步骤1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值V_PVi，步骤20得到的切换时电压源模式下逆变器总调制波电压的幅值V_Vrm和相位θ_Vr以及步骤21得到的电压源模式下N个H桥单元功率分配系数Factor_Vi，计算得到切换时电压源模式下每个H桥单元的调制波信号M_Vri，i＝1，2，3...N，其计算式为：

所述电压源模式无缝切换电流源模式控制方法包括：

首先，切换前，启动调制波电压同步调节器，将步骤19得到的电压源模式下滤波电容电压有功分量参考值

步骤7得到的上一周期电流源模式下d轴PI调节值

和步骤5得到的电流源模式滤波电容电压有功分量V_Cod通过调制波电压同步调节器得到切换前电流源模式下滤波电感电流有功分量参考值

其计算式为：

其中，K_CSP为电流源模式下调制波电压同步调节器比例系数，K_CSI为电流源模式下调制波电压同步调节器积分系数；

其次，调制波电压同步完成后，锁存上一周期电压源模式下滤波电感电流有功分量参考值记为

锁存上一周期电压源模式下N个H桥单元功率分配系数记为Factor_Vmi，计算得到每个电流源模式下直流电压调节器前馈控制量I_CFeedi，i＝1，2，3...N，其计算式为：

最后，将电流源模式下直流电压调节器前馈控制量I_CFeedi叠加在每个电流源模式下直流电压调节器的输出，计算得到切换时电流源模式下每个H桥单元的有功功率P′_Ci，其中i＝1，2，3...N，其计算式为：

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