CN102684198B - 一种风光储***中储能单元双向变流器的谐波抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种风光储***中储能单元双向变流器的谐波抑制方法，通过对电网五次以及七次谐波电压、电流的提取，然后计算出相应的电压补偿量v_α5th、v_β5th、v_α7th、v_β7th，与内环的电流解耦控制得到的电压量v_α、v_β相加，得到输出参考量V_α、V_β；输出参考量V_α、V_β经过SVPWM调制，得到双向变流器三相桥臂的可控开关管的开通以及关断的开关信号，由于控制量中考虑了五次、七次谐波，抑制了双向变流器的非线性因素产生的高次谐波污染问题。本发明方法适用于风光储***等可再生能源***中储能单元所用的双向变流器的谐波抑制过程中，在无需额外硬件投入的情况下，能够达到良好的谐波抑制效果。

Description

一种风光储***中储能单元双向变流器的谐波抑制方法

技术领域

本发明属于电力行业中的电力并网技术领域，更为具体地讲，涉及一种对风光储***中储能单元双向变流器非线性因素引起的谐波进行抑制的方法。

背景技术

风光储***一方面利用风能、太阳能的互补特性进行风光互补发电，减小了风能、太阳能的间歇性、随机性对单一能源发电的不利影响；另一方面结合储能技术，通过储能单元的充放电控制，更大程度地抑制功率波动，提高发电的电能质量。

储能技术的应用为平滑分布式发电输出功率提供了一种解决途径，但是储能单元的双向变流器为非线性负荷，会造成储能单元的谐波污染。抑制双向变流器造成的储能单元谐波污染问题，成为储能技术的广泛应用过程中必须解决的问题。

理想情况下，不考虑双向变流器三相桥臂的可控开关管的开通以及关断时间，同一桥臂上下两个可控开关管的驱动信号为互补信号，此时能够较为精确的复原调制电压的波形。但是实际中，可控开关管的开通及关断都不是瞬间完成的，存在一个开通或关断时间。为了避免“直通”现象的产生，必须在三相桥臂的上下可控开关管的驱动信号中加入一段死区时间，保证上、下桥臂的可控开关管完全关断后，再去导通其中的另外一只开关管。死区时间的引入将会在三相产生误差电压脉冲，将其进行傅里叶变换分析可得，实际的双向变流器输出电压与理想的双向变流器输出电压相比，差异主要在高频部分，导致双向变流器储能逆变时候产生更严重的谐波污染，包括5次、7次、11次、13次等。

采用矢量控制技术，虽然提高了双向变流器的性能，但是矢量控制技术却无法解决双向变流器的非线性因素造成的谐波污染问题，需要在采用矢量控制技术的基础上，探索一种具备抑制双向变流器的非线性因素造成的谐波污染的谐波抑制方法。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种风光储***中储能单元双向变流器的谐波抑制方法，以抑制双向变流器的非线性因素产生的高次谐波污染问题。

为实现上述发明目的，本发明风光储***中储能单元双向变流器的谐波抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：

（1）、采集电网三相电压、电流信号e_a、e_b、e_c、i_a、i_b、i_c，通过锁相环检测电网三相电压的角频率ω和相位角θ；

通过Clark变换和Park变换，将三相电压、电流信号e_a、e_b、e_c、i_a、i_b、i_c转换为同步旋转dq坐标系下的电网电压、电流分量e_d、e_q、i_d、i_q；

其中，在同步旋转dq坐标系中，选定q轴与电网电动势同向，则同步旋转dq坐标系中的q轴分量代表有功分量，d轴分量代表无功分量；

（2）、当前储能单元实际充放电功率P以及依据电网运行情况得到的期望充放电功率P^*之间的控制偏差P^*-P，经过外环PI控制器调节得到内环的电流解耦控制的期望电流设定值

并取期望无功电流

然后通过内环的电流解耦控制，得到电压量v_d、v_q：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d=-v_d^{\′}+{\mathrm{\ωLi}}_q+e_d\\ v_q=-v_q^{\′}-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_d+e_q\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，

分别为差值

经过PI控制输出的电压量，L、ω分别为网侧电感值、电网电动势旋转角频率；

电压量v_d、v_q再经过Park反变换得到电压参考量v_α、v_β；

（3）、电网谐波电流及谐波电压提取

把步骤（1）中得到的同步旋转dq坐标系下的电网电压、电流分量e_d、e_q、i_d、i_q经过矩阵变换，得到五次及七次谐波对应的同步旋转dq坐标系下的电压、电流分量e_5d、e_5q、e_7d、e_7q、i_5d、i_5q、i_7d、i_7q；

其中，由dq坐标系变换到5次谐波所对应的dq坐标系的变换为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{5d}\\ i_{5q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\cos (-6\mathrm{\θ})& -\sin (-6\mathrm{\θ})\\ \sin (-6\mathrm{\θ})& -\cos (-6\mathrm{\θ})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]---\left(2\right)$

$\left[\begin{array}{c}{e}_{5d}\\ {\mathrm{ei}}_{5q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\cos (-6\mathrm{\θ})& -\sin (-6\mathrm{\θ})\\ \sin (-6\mathrm{\θ})& -\cos (-6\mathrm{\θ})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right]$

由dq坐标系变换到7次谐波所对应的dq坐标系的变换为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{7d}\\ i_{7q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)& -\sin \left(6\mathrm{\θ}\right)\\ \sin \left(6\mathrm{\θ}\right)& -\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{e}_{7d}\\ e_{7q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)& -\sin \left(6\mathrm{\θ}\right)\\ \sin \left(6\mathrm{\θ}\right)& -\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right]---\left(3\right)$

然后，电压、电流分量e_5d、e_5q、e_7d、e_7q、i_5d、i_5q、i_7d、i_7q分别通过四阶巴特沃斯Butterworth低通滤波器滤波后，得到5次及7次谐波在各自对应的同步旋转dq坐标系下的直流电压、电流分量e_d5th、e_q5th、e_d7th、e_q7th、i_d5th、i_q5th、i_d7th、i_q7th；

（4）、计算五次谐波及七次谐波电压补偿量

五次谐波电压补偿量：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{d5\mathrm{th}}=-v_{d5\mathrm{th}}^{\′}-5{\mathrm{\ωLi}}_{q5\mathrm{th}}+e_{d5\mathrm{th}}\\ v_{q5\mathrm{th}}=-v_{q5\mathrm{th}}^{\′}+5\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{d5\mathrm{th}}+e_{q5\mathrm{th}}\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中，分别为差值

经过PI控制输出的电压量；七次谐波电压补偿量：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{d7\mathrm{th}}=-v_{d7\mathrm{th}}^{\′}+7{\mathrm{\ωLi}}_{q7\mathrm{th}}+e_{d7\mathrm{th}}\\ v_{q7\mathrm{th}}=-v_{q7\mathrm{th}}^{\′}-7\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{d7\mathrm{th}}+e_{q7\mathrm{th}}\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中，

分别为差值

经过PI控制输出的电压量；给定期望值 $i_{d5\mathrm{th}}^{*}=0,$ $i_{q5\mathrm{th}}^{*}=0,$ $i_{d7\mathrm{th}}^{*}=0,$ $i_{q7\mathrm{th}}^{*}=0;$

（5）、补偿谐波电压

将五次及七次谐波电压补偿量v_d5th、v_q5th、v_d7th、v_q7th转换到基波对应的两相静止αβ坐标系得到v_α5th、v_β5th、v_α7th、v_β7th；

然后分别补偿到步骤（2）中得到的v_α、v_β上，得到能够抑制5次以及7电压输出参考量V_α、V_β：

V_α=v_α+v_a5th+v_α7th

V_β=v_β+v_β5th+v_β7th    （6）

输出参考量V_α、V_β经过SVPWM调制，得到双向变流器三相桥臂的可控开关管的开通以及关断的开关信号。

本发明的发明目的是这样实现的：

本发明风光储***中储能单元双向变流器的谐波抑制方法，通过对电网五次以及七次谐波电压、电流的提取，然后计算出相应的电压补偿量v_α5th、v_β5th、v_α7th、v_β7th，与内环的电流解耦控制得到的电压量v_α、v_β相加，得到输出参考量V_α、V_β；输出参考量V_α、V_β经过SVPWM调制，得到双向变流器三相桥臂的可控开关管的开通以及关断的开关信号。

由于在双向变流器造成的高次谐波中，随着谐波次数的增加，谐波含量逐渐减小，考虑到这点，本发明以五次、七次谐波作为主要抑制对象，对五次、七次谐波电压电流进行提取，并计算出其电压补偿量补偿到内环的电流解耦控制得到的电压量v_α、v_β中。这样由于控制量中考虑了五次、七次谐波，抑制了双向变流器的非线性因素产生的高次谐波污染问题。

本发明方法适用于风光储***等可再生能源***中储能单元所用的双向变流器的谐波抑制过程中，在无需额外硬件投入的情况下，能够达到良好的谐波抑制效果。

附图说明

图1是风光储***结构图；

图2是应用本发明风光储***中储能单元双向变流器的谐波抑制方法的储能单元双向变流器的一种控制原理图；

图3是五次、七次谐波电流及谐波电压提取示意图；

图4是五次、七次谐波解耦控制电流环控制原理图；

图5是五次、七次谐波电压补偿量转换示意图；

图6是储能单元双向变流器谐波抑制流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

实施例

图1是风光储***结构图。

如图1所示，在本实施例中，风光储***由风力发电***、太阳能光伏发电***以及储能单元组成，其中风力发电***、太阳能光伏发电***是风光储***的主要出力***，通过整流器、逆变器接入到电网上；储能单元主要是解决抑制风力发电***与太阳能光伏发电***二者出力中的高频波动，改善风光储***输出的电能质量，通过双向变流器接入到电网上。能量管理***为风光储***的控制中心，通过光纤与风力发电***、太阳能光伏发电***以及储能单元，并对它们进行控制。

图2是应用本发明风光储***中储能单元双向变流器的谐波抑制方法的储能单元双向变流器的一种控制原理图。

如图2所示，在本实施例中，风光储***中储能单元双向变流器包括三部分：双向变流器主电路、双闭环控制电路、谐波抑制电路。

双向变流器主电路由网侧电感L、网侧电阻R、三相桥臂（主要是IGBT、MOS管等）、负载侧电容C、负载R_L组成，对储能电池e_L进行充电或放电。其工作过程为现有技术，在此不再赘述。

双闭环控制电路采用传统的双闭环算法，采用矢量控制技术，对双向变流器主电路进行充放电控制，对储能电池e_L进行充电或放电。谐波抑制电路对五次谐波以及七次谐波的谐波电压电流进行抑制。

如图2所示，双闭环控制电路实现本发明的步骤（1）、（2），即：

（1）、采集三相电网电压、电流信号e_a、e_b、e_c、i_a、i_b、i_c，通过锁相环检测电网三相电压的角频率ω和相位角θ，通过Clark变换和Park变换得到同步旋转dq坐标系下的电压、电流分量e_d、e_q、i_d、i_q；

在本发明中，在同步旋转dq坐标系中，选定q轴与电网电动势同向，则同步旋转dq坐标系中的q轴分量代表有功分量，d轴分量代表无功分量。当然，也可以选定d轴与电网电动势同向，那样，d轴分量代表有功分量，q轴分量代表无功分量。

（2），当前储能单元实际充放电功率P以及依据电网运行情况得到的期望充放电功率P^*之间的控制偏差P^*-P，经过外环PI控制器调节得到内环的电流解耦控制的期望电流设定值同时取期望无功电流

然后通过内环的电流解耦控制，得到电压量v_d、v_q：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d=-v_d^{\′}+{\mathrm{\ωLi}}_q+e_d\\ v_q=-v_q^{\′}-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_d+e_q\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，

分别为差值

经过PI控制输出的电压量，L、ω分别为网侧电感值、电网电动势旋转角频率；

电压量v_d、v_q再经过Park反变换得到电压参考量v_α、v_β。

如图2所示，谐波抑制电路实现本发明的步骤（3）～（5），即：

（3）、电网谐波电流及谐波电压提取

同步旋转dq坐标系下的电压、电流分量e_d、e_q、i_d、i_q经过矩阵变换，分别得到5次及7次谐波对应的同步旋转dq坐标系下的电压、电流分量e_5d、e_5q、e_7d、e_7q、i_5d、i_5q、i_7d、i_7q，再通过四阶巴特沃斯Butterworth低通滤波器得到5次及7次谐波在各自对应的同步旋转dq坐标系下的谐波分量大小e_d5th、e_q5th、e_d7th、e_q7th、i_d5th、i_q5th、i_d7th、i_q7th。

图3是五次、其次谐波电流及谐波电压提取示意图。

如图3所示，在本实施例中，由于三相电流及电流中的5次、7次谐波分量在各自对应的dq坐标系下表现为直流分量，其他次电流分量在5次、7次谐波分量的dq坐标系下为交流量，因此，本发明首先通过坐标变换，变换矩阵分别为C_base/5th、C_base/7th，分别将三相电流及电压转换到五次、七次谐波分量的dq坐标系下，再通过四阶巴特沃斯Butterworth低通滤波器，实现对五次、七次谐波分量的提取，得到五次谐波对应的dq坐标系下以及七次谐波对应的dq坐标系下的直流分量e_d5th、e_q5th、e_d7th、e_q7th、i_d5th、i_q5th、i_d7th、i_q7th。

其中，坐标变换为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{5d}\\ i_{5q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\cos (-6\mathrm{\θ})& -\sin (-6\mathrm{\θ})\\ \sin (-6\mathrm{\θ})& -\cos (-6\mathrm{\θ})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=C_{\mathrm{base}/5\mathrm{th}}\·\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]---\left(2\right)$

$\left[\begin{array}{c}{e}_{5d}\\ {\mathrm{ei}}_{5q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\cos (-6\mathrm{\θ})& -\sin (-6\mathrm{\θ})\\ \sin (-6\mathrm{\θ})& -\cos (-6\mathrm{\θ})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right]=C_{\mathrm{base}/5\mathrm{th}}\·\left[\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{7d}\\ i_{7q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)& -\sin \left(6\mathrm{\θ}\right)\\ \sin \left(6\mathrm{\θ}\right)& -\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=C_{\mathrm{base}/5\mathrm{th}}\·\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]---\left(3\right)$

$\left[\begin{array}{c}{e}_{7d}\\ e_{7q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)& -\sin \left(6\mathrm{\θ}\right)\\ \sin \left(6\mathrm{\θ}\right)& -\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right]=C_{\mathrm{base}/7\mathrm{th}}\·\left[\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right]$

（4）、计算五次谐波及七次谐波电压补偿量采用电流解耦控制方法，设计五次以及七次谐波解耦控制电流环，将提取得到的电流i_d5th、i_q5th、i_d7th、i_q7th与给定期望值

之间的偏差通过相应的PI控制器以及解耦控制项，得到五次及七次谐波的电压补偿量v_d5th、v_q5th、v_d7th、v_q7th。

图4是五次、七次谐波解耦控制电流环控制原理图；

如图4所示，在本实施例中，分别对五次及七次谐波分量进行解耦控制，由于五次谐波分量为负序分量、七次谐波分量为正序分量，解耦控制项分别为-5ωL与7ωL，由此设计得到五次及七次谐波解耦控制电流环。

如图4所示，五次及七次谐波解耦控制电流环给定的期望值

均为0，以达到消除五次、七次谐波的目的。将提取得到的五次、七次谐波的直流电流分量i_d5th、i_q5th、i_d7th、i_q7th与给定期望值

求偏差值，经过相应的PI控制器，再结合解耦控制项，加上相应的直流电压分量e_d5th、e_q5th、e_d7th、e_q7th，最终得到五次、七次谐波电压补偿量v_d5th、v_q5th、v_d7th、v_q7th，即：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{d5\mathrm{th}}=-v_{d5\mathrm{th}}^{\′}-5{\mathrm{\ωLi}}_{q5\mathrm{th}}+e_{d5\mathrm{th}}\\ v_{q5\mathrm{th}}=-v_{q5\mathrm{th}}^{\′}+5\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{d5\mathrm{th}}+e_{q5\mathrm{th}}\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中，

分别为差值

经过PI控制输出的电压量；七次谐波电压补偿量：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{d7\mathrm{th}}=-v_{d7\mathrm{th}}^{\′}+7{\mathrm{\ωLi}}_{q7\mathrm{th}}+e_{d7\mathrm{th}}\\ v_{q7\mathrm{th}}=-v_{q7\mathrm{th}}^{\′}-7\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{d7\mathrm{th}}+e_{q7\mathrm{th}}\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中，

分别为差值

经过PI控制输出的电压量；给定期望值 $i_{d5\mathrm{th}}^{*}=0,$ $i_{q5\mathrm{th}}^{*}=0,$ $i_{d7\mathrm{th}}^{*}=0,$ $i_{q7\mathrm{th}}^{*}=0;$

（5）、补偿谐波电压

将五次及七次谐波电压补偿量v_d5th、v_q5th、v_d7th、v_q7th转换到基波对应的两相静止αβ坐标系得到v_α5th、v_β5th、v_α7th、v_β7th；

然后分别补偿到步骤（2）中得到的v_α、v_β上，得到能够抑制5次以及7电压输出参考量V_α、V_β：

V_α=v_α+v_a5th+v_α7th

V_β=v_β+v_β5th+v_β7th    （6）

输出参考量V_α、V_β经过SVPWM调制，得到双向变流器三相桥臂的可控开关管的开通以及关断的开关信号。

图5是五次、七次谐波电压补偿量转换示意图。

如图5所示，在本实施例中，将五次及七次谐波电压补偿量v_d5th、v_q5th、v_d7th、v_q7th经过矩阵变换和Park反变换，转换到两相静止αβ坐标系下，得到谐波抑制的两相静止αβ坐标系中电压补偿量v_α5th、v_β5th、v_α7th、v_β7th。再叠加到不考虑谐波抑制时双闭环控制电路的输出电压参考量v_α、v_β，就得到补偿后的两相静止αβ坐标系的电压输出参考量V_α、V_β，最后经SVPWM调制，完成开关驱动信号的输出，最终达到抑制五、七次谐波的目的。

其中，矩阵变换中的矩阵分别为

和矩阵变换为：

${\left[\begin{array}{cc}-\cos (-6\mathrm{\θ})& -\sin (-6\mathrm{\θ})\\ \sin (-6\mathrm{\θ})& -\cos (-6\mathrm{\θ})\end{array}\right]}^T\left[\begin{array}{c}{v}_{d5\mathrm{th}}\\ v_{q5\mathrm{th}}\end{array}\right]=C_{\mathrm{base}/5\mathrm{th}}^T\·\left[\begin{array}{c}{v}_{d5\mathrm{th}}\\ v_{q5\mathrm{th}}\end{array}\right]$

${\left[\begin{array}{cc}-\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)& -\sin \left(6\mathrm{\θ}\right)\\ \sin \left(6\mathrm{\θ}\right)& -\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]}^T\left[\begin{array}{c}{v}_{d7\mathrm{th}}\\ i_{q7\mathrm{th}}\end{array}\right]=C_{\mathrm{base}/7\mathrm{th}}^T\·\left[\begin{array}{c}{v}_{d7\mathrm{th}}\\ i_{q7\mathrm{th}}\end{array}\right]$

图6是储能单元双向变流器谐波抑制流程图

如图6所示，在本实施例中，控制流程可分为两条流程分支：

第一条分支，先采集电网三相电压、电流，经过Clark变换和Park变换，得到e_d、e_q、i_d、i_q；然后计算充放电功率与给定充放电功率的差值，经过PI控制器，得到内环的电流解耦控制的电流设定值

接着进行内环的电流解耦控制；最后经过Park反变换得到双闭环控制的电压参考量v_α、v_β。

第二条分支，取上一分支得到的e_d、e_q、i_d、i_q，经过矩阵变换（C_base/5th和C_base/7th），得到五次及七次谐波对应的同步旋转dq坐标系下的电压、电流分量；然后经过低通滤波器提取五次及七次谐波分量；接着将五次谐波以及七次谐波电流的期望值设置为0，对五次及七次谐波电流进行解耦控制；再经过相应的坐标变换，得到五次及七次谐波在两相静止坐标系下的电压补偿量v_α5th、v_β5th、v_α7th、v_β7th；最后将v_α5th、v_β5th、v_α7th、v_β7th注入到双闭环控制电路的电压参考量v_α、v_β，得到抑制5次以及7次谐波所需的电压参考量V_α、V_β。

最终，以电压参考量V_α、V_β作为SVPWM调制的输入，输出可控开关管的驱动信号。

实例

将本发明运用于电压型PWM双向变流器，电源电压311V，f＝50Hz，R=0.1Ω，L=0.004H，C=0.0047F（初始电压设置为650V），负载为锂离子电池（额定电压600V、初始SOC=50%），电压环采样周期1ms，IGBT桥臂开关频率为10kHz，考虑死区效应，死区时间设置为5us。

恒功率放电时，采用谐波抑制策略后，与谐波抑制前相比，五次谐波含量、七次谐波含量得到明显抑制，THD也得到减小，并未影响其他次谐波含量，储能单元通过采用谐波抑制算法后的双向变流器进行放电控制时，电流谐波得到了明显抑制。

恒功率充电时，采用谐波抑制策略后，与谐波抑制前相比，五次谐波含量、七次谐波含量得到明显抑制，THD也得到减小，并未影响其他次谐波含量，储能单元通过采用谐波抑制算法后的双向变流器进行充电控制时，电流谐波得到了明显抑制。

可见，储能单元通过采用谐波抑制算法后的双向变流器进行充放电控制时，在一定程度上抑制了网侧电流的五次、七次谐波分量，并降低了THD，改善了网侧电流的谐波情况，有利于改善储能***的电能质量。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (2)

1.一种风光储***中储能单元双向变流器的谐波抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：

（1）、采集电网三相电压、电流信号e_a、e_b、e_c、i_a、i_b、i_c，通过锁相环检测电网三相电压的角频率ω和相位角θ；

通过Clark变换和Park变换，将三相电压、电流信号e_a、e_b、e_c、i_a、i_b、i_c转换为同步旋转dq坐标系下的电网电压、电流分量e_d、e_q、i_d、i_q；

其中，在同步旋转dq坐标系中，选定q轴与电网电动势同向，则同步旋转dq坐标系中的q轴分量代表有功分量，d轴分量代表无功分量；

（2）、当前储能单元实际充放电功率P以及依据电网运行情况得到的期望充放电功率P^*之间的控制偏差P^*-P，经过外环PI控制器调节得到内环的电流解耦控制的期望电流设定值

并取期望无功电流

然后通过内环的电流解耦控制，得到电压量v_d、v_q：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d=-v_d^{\′}+\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_q+e_d\\ v_q=-v_q^{\′}-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_d+e_q\end{array}\right.$

其中，v′_d、v′_q分别为差值经过PI控制输出的电压量，L、ω分别为网侧电感值、电网电动势旋转角频率；

电压量v_d、v_q再经过Park反变换得到电压参考量v_α、v_β；

（3）、电网谐波电流及谐波电压提取

把步骤（1）中得到的同步旋转dq坐标系下的电网电压、电流分量e_d、e_q、i_d、i_q经过矩阵变换，得到五次及七次谐波对应的同步旋转dq坐标系下的电压、电流分量e_5d、e_5q、e_7d、e_7q、i_5d、i_5q、i_7d、i_7q；

其中，由dq坐标系变换到5次谐波所对应的dq坐标系的变换为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{5d}\\ i_{5q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\cos (-6\mathrm{\θ})& -\sin (-6\mathrm{\θ})\\ \sin (-6\mathrm{\θ})& -\cos (-6\mathrm{\θ})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{e}_{5d}\\ e_{5q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\cos (-6\mathrm{\θ})& -\sin (-6\mathrm{\θ})\\ \sin (-6\mathrm{\θ})& -\cos (-6\mathrm{\θ})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right]$

由dq坐标系变换到7次谐波所对应的dq坐标系的变换为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{7d}\\ i_{7q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\cos (-6\mathrm{\θ})& -\sin (-6\mathrm{\θ})\\ \sin (-6\mathrm{\θ})& -\cos (-6\mathrm{\θ})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{e}_{7d}\\ e_{7q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)& -\sin \left(6\mathrm{\θ}\right)\\ \sin \left(6\mathrm{\θ}\right)& -\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right]$

然后，电压、电流分量e_5d、e_5q、e_7d、e_7q、i_5d、i_5q、i_7d、i_7q分别通过四阶巴特沃斯Butterworth低通滤波器滤波后，得到5次及7次谐波在各自对应的同步旋转dq坐标系下的直流电压、电流分量e_d5th、e_q5th、e_d7th、e_q7th、i_d5th、i_q5th、i_d7th、i_q7th；

（4）、计算五次谐波及七次谐波电压补偿量

五次谐波电压补偿量：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{d5\mathrm{th}}=-v_{d5\mathrm{th}}^{\′}-5\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{q5\mathrm{th}}+e_{d5\mathrm{th}}\\ v_{q5\mathrm{th}}=-v_{q5\mathrm{th}}^{\′}+5\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{d5\mathrm{th}}+e_{q5\mathrm{th}}\end{array}\right.$

其中，v′_d5th、v′_q5th分别为差值

经过PI控制输出的电压量；

七次谐波电压补偿量：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{d7\mathrm{th}}=-v_{d7\mathrm{th}}^{\′}-7\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{q7\mathrm{th}}+e_{d7\mathrm{th}}\\ v_{q7\mathrm{th}}=-v_{q7\mathrm{th}}^{\′}+7\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_{d7\mathrm{th}}+e_{q7\mathrm{th}}\end{array}\right.$

其中，v′_d7th、v′_q7th分别为差值

经过PI控制输出的电压量；

给定期望值 $i_{d5\mathrm{th}}^{*}=0,i_{q5\mathrm{th}}^{*}=0,i_{d7\mathrm{th}}^{*}=0,i_{q7\mathrm{th}}^{*}=0;$

（5）、补偿谐波电压

将五次及七次谐波电压补偿量v_d5th、v_q5th、v_d7th、v_q7th转换到基波对应的两相静止αβ坐标系得到v_α5th、v_β5th、v_α7th、v_β7th；

然后分别补偿到步骤（2）中得到的v_α、v_β上，得到能够抑制5次以及7电压输出参考量V_α、V_β：

V_α=v_α+v_a5th+v_α7th

V_β=v_β+v_β5th+v_β7th

输出参考量V_α、V_β经过SVPWM调制，得到双向变流器三相桥臂的可控开关管的开通以及关断的开关信号。

2.根据权利要求1所述的谐波抑制方法，其特征在于，步骤（5）中，所述的转换为矩阵变换和Park反变换；其中，矩阵变换中的矩阵分别为

和

矩阵变换为：

${\left[\begin{array}{cc}-\cos (-6\mathrm{\θ})& -\sin (-6\mathrm{\θ})\\ \sin (-6\mathrm{\θ})& -\cos (-6\mathrm{\θ})\end{array}\right]}^T\left[\begin{array}{c}{v}_{d5\mathrm{th}}\\ v_{q5\mathrm{th}}\end{array}\right]=C_{\mathrm{base}/5\mathrm{th}}^T\·\left[\begin{array}{c}{v}_{d5\mathrm{th}}\\ v_{q5\mathrm{th}}\end{array}\right]$

${\left[\begin{array}{cc}-\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)& -\sin \left(6\mathrm{\θ}\right)\\ \sin \left(6\mathrm{\θ}\right)& -\cos \left(6\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]}^T\left[\begin{array}{c}{v}_{d7\mathrm{th}}\\ v_{q7\mathrm{th}}\end{array}\right]=C_{\mathrm{base}/7\mathrm{th}}^T\·\left[\begin{array}{c}{v}_{d7\mathrm{th}}\\ v_{q7\mathrm{th}}\end{array}\right].$

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