CN110289635B - 基于改进重复控制的并网电流控制策略 - Google Patents

基于改进重复控制的并网电流控制策略 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于改进重复控制的并网电流控制策略。应用该控制策略的并网逆变器主电路的拓扑结构包括直流侧电压源、三相逆变器、LC滤波器、线路阻抗和电网。该控制策略通过非理想的广义积分器对电容电压进行微分得到电容电流，桥臂侧电感电流减去电容电流得到网侧电流，将网侧电流与网侧电流基波分量的差值作为并网电流控制输入的误差信号，在重复控制中引入了电容电流反馈，全面反馈网侧电流中谐波信号的方式，提高了谐波的抑制能力，同时不增加成本。

Description

基于改进重复控制的并网电流控制策略
技术领域
本发明属于分布式发电及电力电子技术领域，尤其是涉及一种基于改进重复控制的并网电流控制策略。
背景技术
当大量的非线性负荷、无功负荷和可再生能源通过电力电子装置接入电网中，电网电压的总谐波畸变率变大，而电网电压的谐波分量会对逆变器输出电流产生非常大的影响，对电网以及用电设备造成严重的危害。因此，对于并网电流采用适当的控制策略具有十分重要的研究意义。
由于电网电压中的谐波分量属于周期性的扰动信号，而重复控制基于内膜原理，对基频整数倍处的信号具有无穷大的增益，可以无差的跟踪周期性信号，因此对电网的谐波分量具有很好的抑制作用。但是重复控制滞后了一个周期，动态性能较差，应用受到限制，所以将重复控制与PI控制相结合形成复合控制方法，目前主要分为两种，一种是嵌入式，一种是并联式，提高***的动态性能和谐波抑制能力。
目前，对于基于改进重复控制的并网电流控制策略，已有多篇学术论文进行分析并提出解决方案，例如：
1、题为“采用重复控制的LCL型并网逆变器单闭环电流控制”《中国电机工程学报》，2013年第24期13～21页的文章。该文设计了一种将比例控制器和重复控制器结合，引入电网电压前馈来提高动态性能，并且通过一阶补偿器加陷波器的组合代替相位补偿，使***获得更高的中低频谐波增益，但是一阶补偿器通过近似获得，且依赖于滤波器实际参数，工作环境对其稳定性产生影响。
2、题为“基于双环控制器的电容***式三相四线制DSTATCOM控制方法”《电力自动化设备》，2014年第8期114～121页的文章。该文设计了一种PI控制器和重复控制器串联的双环控制器，兼顾了动态性能和稳态精度，但是其反馈为电感电流内环，不包含电容电流谐波分量，对网侧电流的谐波抑制能力有限。
3、中国发明专利文献(公开号CN 109378862 A)于2018年12月28日公开的《一种基于改进重复控制器的并网电流控制方法》，本发明提出了一种改进重复控制的内模结构使其延迟时间缩短为原来的一半，并且加入电网电压前馈，但本发明以网侧电流作为反馈量，增加了电流传感器，增加了成本。
综合以上文献，现有的基于改进重复控制的并网电流控制策略存在以下不足：
1、现有基于改进重复控制的并网电流控制策略方面的研究，控制器参数设计较为复杂，并且依赖于滤波器参数；
2、现有基于改进重复控制的并网电流控制策略方面的研究，反馈为电感电流，不包含电容电流谐波分量，对网侧电流的谐波抑制能力有限；
3、现有基于改进重复控制的并网电流控制策略方面的研究，反馈为网侧电流，增加了电流传感器，增加了成本。
发明内容
本发明提出了一种基于改进重复控制的并网电流控制策略，该方法所研究的***包含直流侧电压源、三相逆变器、LC滤波器、线路阻抗以及电网。通过非理想的广义积分器对电容电压进行微分得到电容电流，桥臂侧电感电流减去电容电流得到网侧电流，将网侧电流与网侧电流基波分量的差值作为并网电流控制输入的误差信号，在重复控制中引入了电容电流反馈，同时不需要额外的电流传感器，既提高了谐波的抑制能力，也没有增加成本。
本发明的目的是这样实现的。本发明提出一种基于改进重复控制的并网电流控制策略，应用该控制策略的并网逆变器主电路的拓扑结构包括直流侧电压源、三相逆变器、LC滤波器、线路阻抗和电网，所述直流侧电压源与三相逆变器并联，三相逆变器输出经过LC滤波器和线路阻抗接入电网；
本控制策略的步骤如下：
步骤1，采样三相逆变器网侧电容电压即三相逆变器输出相电压Uoa,Uob,Uoc，并经三相逆变器输出相电压坐标变换方程得到三相逆变器输出相电压dq轴分量Uod,Uoq，采样三相逆变器桥臂电感电流ILa,ILb,ILc，并经三相逆变器桥臂电感电流坐标变换方程得到三相逆变器桥臂电感电流dq轴分量ILd,ILq，其中d轴为有功轴，q轴为无功轴；通过锁相环获得电网频率ωg；
步骤2，通过一阶保持器对步骤1得到的三相逆变器输出相电压Uoa,Uob,Uoc，三相逆变器输出相电压dq轴分量Uod,Uoq，三相逆变器桥臂电感电流ILa,ILb,ILc和三相逆变器桥臂电感电流dq轴分量ILd,ILq进行离散化得到一阶保持器离散后的三相逆变器输出相电压Uoa(z),Uob(z),Uoc(z)，一阶保持器离散后的三相逆变器输出相电压dq轴分量Uod(z),Uoq(z)，一阶保持器离散后的三相逆变器桥臂电感电流ILa(z),ILb(z),ILc(z)和一阶保持器离散后的三相逆变器桥臂电感电流dq轴分量ILd(z),ILq(z)，然后再经过离散域中的非理想广义积分器GI'(z)获得离散域中的三相逆变器电容电流ICa(z),ICb(z),ICc(z)，进而获得离散域中的三相逆变器网侧电流Ioa(z),Iob(z),Ioc(z)；
所述离散域中的三相逆变器电容电流ICa(z),ICb(z),ICc(z)的计算公式为：
ICa(z)＝CGI'(z)Uoa(z)
ICb(z)＝CGI'(z)Uob(z)
ICc(z)＝CGI'(z)Uoc(z)
其中，C为LC滤波器的电容值，
Figure BDA0002104766080000041
式中，ωc为离散域中的非理想广义积分器GI'(z)的剪切频率，ω0为离散域中的非理想广义积分器GI'(z)的无限增益处的频率，T为采样周期，z为离散域算子；
所述离散域中的三相逆变器网侧电流Ioa(z),Iob(z),Ioc(z)的计算公式为：
Ioa(z)＝ILa(z)-ICa(z)
Iob(z)＝ILb(z)-ICb(z)
Ioc(z)＝ILc(z)-ICc(z)
步骤3，根据步骤2得到的离散域中的三相逆变器网侧电流Ioa(z),Iob(z),Ioc(z)，先经三相逆变器网侧电流坐标变换方程得到三相逆变器网侧电流dq轴分量Iod(z),Ioq(z)，再经过一阶低通滤波器后获得三相逆变器网侧电流基波分量Iod_LPF(z),Ioq_LPF(z),然后将三相逆变器网侧电流dq轴分量Iod(z),Ioq(z)与三相逆变器网侧电流基波分量Iod_LPF(z),Ioq_LPF(z)的差值作为并网逆变器电流控制的误差信号ed(z)和eq(z)；
所述的三相逆变器网侧电流基波分量的计算公式为：
Figure BDA0002104766080000051
Figure BDA0002104766080000052
其中，Tf为一阶低通滤波器的时间常数；
所述的并网逆变器电流控制的误差信号ed(z)和eq(z)的计算公式为：
ed(z)＝Iod(z)-Iod_LPF(z)
eq(z)＝Ioq(z)-Ioq_LPF(z)
步骤4，根据步骤3得到的并网逆变器电流控制的误差信号ed(z)和eq(z)，经过重复控制后得到电流d轴指令Icdref(z)和电流q轴指令Icqref(z)，其计算公式为：
Figure BDA0002104766080000053
Figure BDA0002104766080000054
其中，z-N为周期延迟环节，N为每基波周期采样次数，Q(z)为内模滤波器，取Q(z)为小于1的常数，z为离散域算子，C(z)为重复控制补偿器，其表达式为：
C(z)＝KrzkS(z)
其中，Kr为重复控制增益，zk为超前相移环节，k为正整数，S(z)为滤波补偿环节的二阶低通滤波器，其表达式为：
Figure BDA0002104766080000055
其中，
Figure BDA0002104766080000056
为阻尼比，ωn为自然振荡频率；
步骤5，根据步骤4得到的电流d轴指令Icdref(z)和步骤2中得到的三相逆变器桥桥臂电感电流d轴分量ILd(z)，经过d轴电流闭环控制方程得到d轴输出信号Uid(z)；根据步骤4得到的电流q轴指令Icqref(z)和步骤2中得到的三相逆变器桥桥臂电感电流q轴分量ILq(z)，经过q轴电流闭环控制方程得到q轴输出信号Uiq(z)，其计算公式分别为：
Figure BDA0002104766080000061
Figure BDA0002104766080000062
其中，Uid(z)为d轴输出信号，Uiq(z)为q轴输出信号，
Figure BDA0002104766080000063
为有功电流给定值，
Figure BDA0002104766080000064
为无功电流给定值，GPI(z)为电流闭环比例积分调节器，其表达式为：
Figure BDA0002104766080000065
其中，kp为三相逆变器电流闭环比例调节器系数，ki为三相逆变器电流闭环积分调节器系数；
步骤6，根据步骤2得到的三相逆变器输出相电压d轴分量Uod(z)和三相逆变器输出相电压q轴分量Uoq(z)分别加上步骤5中得到的d轴输出信号Uid(z)和q轴输出信号Uiq(z)，得到dq坐标系下的调制波Umd(z)和Umq(z)，其表达式分别为：
Umd(z)＝Uod(z)+Uid(z)
Umq(z)＝Uoq(z)+Uiq(z)。
优选地，权利要求1所述输出三相逆变器相电压坐标变换方程、三相逆变器桥臂电感电流坐标变换方程和三相逆变器网侧电流坐标变换方程的表达式分别如下：
所述三相逆变器输出相电压坐标变换方程的表达式为：
Figure BDA0002104766080000071
Figure BDA0002104766080000072
所述三相逆变器桥臂电感电流坐标变换方程的表达式为：
Figure BDA0002104766080000073
Figure BDA0002104766080000074
所述三相逆变器网侧电流坐标变换方程的表达式为：
Figure BDA0002104766080000075
Figure BDA0002104766080000076
其中，θ为d轴和q轴的相位差，
Figure BDA0002104766080000077
s为拉普拉斯算子，θ’为离散域中d轴和q轴的相位差，θ’＝ωg(1-z-1)。
相对于现有技术，本发明的有益效果为：
1、本发明所述基于改进重复控制的并网电流控制策略，通过非理想的广义积分器对电容电压进行微分得到电容电流，桥臂侧电感电流减去电容电流得到网侧电流，将网侧电流与网侧电流基波分量的差值作为并网电流控制输入的误差信号，在重复控制中引入了电容电流反馈，全面反馈网侧电流中谐波信号的方式，提高了谐波的抑制能力；
2、本发明通过一阶保持器离散化方法减缓引入非理想广义积分器的相位偏移，通过超前相移环节补偿***中频段相位偏移，通过滤波补偿环节使***在中低频具有零增益零相移的特性，从而提高***的稳定性；
3、本发明所述的基于改进重复控制的并网电流控制策略可以仅对现有电力电子变换器***的控制方法进行改进，无需增加额外电力电子设备，降低功耗，节约成本。
附图说明
图1为应用该控制策略的并网逆变器主电路拓扑结构图。
图2为本发明实施例改进重复控制的并网电流控制策略的结构框图。
图3为本发明实施例采用基于传统重复控制的并网电流控制策略的网侧电压电流波形图。
图4为本发明实施例采用基于传统重复控制的并网电流控制策略前后的网侧电压的总谐波畸变率。
图5为本发明实施例采用基于传统重复控制的并网电流控制策略之前的网侧电流的总谐波畸变率。
图6为本发明实施例采用基于改进重复控制的并网电流控制策略之后的网侧电流的总谐波畸变率。
图7为本发明实施例采用基于改进重复控制的并网电流控制策略的网侧电流电压的波形图。
图8为本发明实施例采用基于改进重复控制的并网电流控制策略前后的网侧电压的总谐波畸变率。
图9为本发明实施例采用基于改进重复控制的并网电流控制策略之前的网侧电流的总谐波畸变率。
图10为本发明实施例采用基于改进重复控制的并网电流控制策略之后的网侧电流的总谐波畸变率。
具体实施方式
下面结合附图对本实施例进行具体的描述。
图1是应用本发明的并网逆变器主电路的拓扑结构图，由图可见，该拓扑结构包括直流侧电压源、三相逆变器、LC滤波器、线路阻抗和电网。
所述直流侧电压源与三相逆变器并联，三相逆变器输出经过LC滤波器和线路阻抗接入电网。另外，在图1中，Vin为直流侧电压源，Lf为三相逆变器桥臂侧电感，C为三相逆变器滤波电容，Lg为纯感性线路阻抗，r为滤波电容等效串联电阻。
具体参数如下：逆变器额定输出线电压为380V/50Hz，直流侧电压Vin＝600V，桥臂侧滤波电感Lf＝0.56mH，交流侧滤波电容Cf＝270uF，滤波电容等效串联电阻r＝0.2Ω，纯感性线路阻抗Lg＝0.1mH。
图2是本发明实施例实施例改进重复控制的并网电流控制策略的结构框图。由该图可见，本发明所述基于改进重复控制的并网电流控制策略的步骤如下：
步骤1，采样三相逆变器网侧电容电压即三相逆变器输出相电压Uoa,Uob,Uoc，并经三相逆变器输出相电压坐标变换方程得到三相逆变器输出相电压dq轴分量Uod,Uoq，采样三相逆变器桥臂电感电流ILa,ILb,ILc，并经三相逆变器桥臂电感电流坐标变换方程得到三相逆变器桥臂电感电流dq轴分量ILd,ILq，其中d轴为有功轴，q轴为无功轴；通过锁相环获得电网频率ωg。
所述三相逆变器输出相电压坐标变换方程的表达式为：
Figure BDA0002104766080000091
Figure BDA0002104766080000092
所述三相逆变器桥臂电感电流坐标变换方程的表达式为：
Figure BDA0002104766080000101
Figure BDA0002104766080000102
其中，θ为d轴和q轴的相位差，
Figure BDA0002104766080000103
s为拉普拉斯算子。
步骤2，通过一阶保持器对步骤1得到的三相逆变器输出相电压Uoa,Uob,Uoc，三相逆变器输出相电压dq轴分量Uod,Uoq，三相逆变器桥臂电感电流ILa,ILb,ILc和三相逆变器桥臂电感电流dq轴分量ILd,ILq进行离散化得到一阶保持器离散后的三相逆变器输出相电压Uoa(z),Uob(z),Uoc(z)，一阶保持器离散后的三相逆变器输出相电压dq轴分量Uod(z),Uoq(z)，一阶保持器离散后的三相逆变器桥臂电感电流ILa(z),ILb(z),ILc(z)和一阶保持器离散后的三相逆变器桥臂电感电流dq轴分量ILd(z),ILq(z)，然后再经过离散域中的非理想广义积分器GI'(z)获得离散域中的三相逆变器电容电流ICa(z),ICb(z),ICc(z)，进而获得离散域中的三相逆变器网侧电流Ioa(z),Iob(z),Ioc(z)。所述一阶保持器的离散化是通过MATLAB仿真软件实现的。
所述离散域中的三相逆变器电容电流ICa(z),ICb(z),ICc(z)的计算公式为：
ICa(z)＝CGI'(z)Uoa(z)
ICb(z)＝CGI'(z)Uob(z)
ICc(z)＝CGI'(z)Uoc(z)
其中，C为LC滤波器的电容值，
Figure BDA0002104766080000104
式中，ωc为离散域中的非理想广义积分器GI'(z)的剪切频率，ω0为离散域中的非理想广义积分器GI'(z)的无限增益处的频率，T为采样周期，z为离散域算子。本实施例中，ω0＝2050rad/s，ωc＝950rad/s，C＝270uF。
所述离散域中的三相逆变器网侧电流Ioa(z),Iob(z),Ioc(z)的计算公式为：
Ioa(z)＝ILa(z)-ICa(z)
Iob(z)＝ILb(z)-ICb(z)
Ioc(z)＝ILc(z)-ICc(z)
步骤3，根据步骤2得到的离散域中的三相逆变器网侧电流Ioa(z),Iob(z),Ioc(z)，先经三相逆变器网侧电流坐标变换方程得到三相逆变器网侧电流dq轴分量Iod(z),Ioq(z)，再经过一阶低通滤波器后获得三相逆变器网侧电流基波分量Iod_LPF(z),Ioq_LPF(z),然后将三相逆变器网侧电流dq轴分量Iod(z),Ioq(z)与三相逆变器网侧电流基波分量Iod_LPF(z),Ioq_LPF(z)的差值作为并网逆变器电流控制的误差信号ed(z)和eq(z)；
所述三相逆变器网侧电流坐标变换方程的表达式为：
Figure BDA0002104766080000111
Figure BDA0002104766080000112
其中，θ’为离散域中d轴和q轴的相位差，θ’＝ωg(1-z-1)。
所述的三相逆变器网侧电流基波分量的计算公式为：
Figure BDA0002104766080000113
Figure BDA0002104766080000114
其中，Tf为一阶低通滤波器的时间常数。本实施例中，Tf＝0.05。
所述的并网逆变器电流控制的误差信号ed(z)和eq(z)的计算公式为：
ed(z)＝Iod(z)-Iod_LPF(z)
eq(z)＝Ioq(z)-Ioq_LPF(z)
步骤4，根据步骤3得到的并网逆变器电流控制的误差信号ed(z)和eq(z)，经过重复控制后得到电流d轴指令Icdref(z)和电流q轴指令Icqref(z)，其计算公式为：
Figure BDA0002104766080000121
Figure BDA0002104766080000122
其中，z-N为周期延迟环节，N为每基波周期采样次数，Q(z)为内模滤波器，取Q(z)为小于1的常数，z为离散域算子，C(z)为重复控制补偿器，其表达式为：
C(z)＝KrzkS(z)
其中，Kr为重复控制增益，zk为超前相移环节，k为正整数，S(z)为滤波补偿环节的二阶低通滤波器，其表达式为：
Figure BDA0002104766080000123
其中，
Figure BDA0002104766080000124
为阻尼比，ωn为自然振荡频率。
本实施例中，N为采样频率fs与基波频率f0的比值，fs＝5000Hz，f0＝50Hz，则N＝100；Q(z)＝0.98；Kr＝0.05；k＝5；
Figure BDA0002104766080000125
ωn＝375rad/s。
步骤5，根据步骤4得到的电流d轴指令Icdref(z)和步骤2中得到的三相逆变器桥桥臂电感电流d轴分量ILd(z)，经过d轴电流闭环控制方程得到d轴输出信号Uid(z)；根据步骤4得到的电流q轴指令Icqref(z)和步骤2中得到的三相逆变器桥桥臂电感电流q轴分量ILq(z)，经过q轴电流闭环控制方程得到q轴输出信号Uiq(z)，其计算公式分别为：
Figure BDA0002104766080000131
Figure BDA0002104766080000132
其中，Uid(z)为d轴输出信号，Uiq(z)为q轴输出信号，
Figure BDA0002104766080000133
为有功电流给定值，
Figure BDA0002104766080000134
为无功电流给定值，GPI(z)为电流闭环比例积分调节器，其表达式为：
Figure BDA0002104766080000135
其中，kp为三相逆变器电流闭环比例调节器系数，ki为三相逆变器电流闭环积分调节器系数。本实施例中，
Figure BDA0002104766080000136
kp＝5，ki＝1。
步骤6，根据步骤2得到的三相逆变器输出相电压d轴分量Uod(z)和三相逆变器输出相电压q轴分量Uoq(z)分别加上步骤5中得到的d轴输出信号Uid(z)和q轴输出信号Uiq(z)，得到dq坐标系下的调制波Umd(z)和Umq(z)，其表达式分别为：
Umd(z)＝Uod(z)+Uid(z)
Umq(z)＝Uoq(z)+Uiq(z)。
本实施例中发明适用于基于改进重复控制的并网电流控制策略。以下所示为基于改进重复控制的并网电流控制策略的仿真波形图。
三相逆变器采用传统或改进重复控制的并网电流控制策略，0s时并网运行。
图3、图4、图5分别为基于传统重复控制的并网电流控制策略的网侧电压电流波形图、电压总谐波畸变率和电流总谐波畸变率。由三张图可见，并网后，电网电压总谐波畸变率为9.43％，含有较多的5次和7次谐波，采用传统嵌入式重复控制前后，并网电流总谐波畸变率从10.98％降至9.92％，谐波抑制率达到了9.7％，对5次和7次谐波具有一定的抑制效果。
图6、图7、图8分别为基于改进重复控制的并网电流控制策略的网侧电压电流波形图、电压总谐波畸变率和电流总谐波畸变率。由三张图可见，并网后，电网电压总谐波畸变率为9.43％，含有较多的5次和7次谐波，采用改进重复控制前后，并网电流总谐波畸变率从10.98％降至2.00％，谐波抑制率达到了81.8％，对5次和7次谐波具有明显的抑制效果。

Claims (2)

1.一种基于改进重复控制的并网电流控制策略，应用该控制策略的并网逆变器主电路的拓扑结构包括直流侧电压源、三相逆变器、LC滤波器、线路阻抗和电网，所述直流侧电压源与三相逆变器并联，三相逆变器输出经过LC滤波器和线路阻抗接入电网；
其特征在于，本控制策略的步骤如下：
步骤1，采样三相逆变器网侧电容电压即三相逆变器输出相电压Uoa,Uob,Uoc，并经三相逆变器输出相电压坐标变换方程得到三相逆变器输出相电压dq轴分量Uod,Uoq，采样三相逆变器桥臂电感电流ILa,ILb,ILc，并经三相逆变器桥臂电感电流坐标变换方程得到三相逆变器桥臂电感电流dq轴分量ILd,ILq，其中d轴为有功轴，q轴为无功轴；通过锁相环获得电网频率ωg；
步骤2，通过一阶保持器对步骤1得到的三相逆变器输出相电压Uoa,Uob,Uoc，三相逆变器输出相电压dq轴分量Uod,Uoq，三相逆变器桥臂电感电流ILa,ILb,ILc和三相逆变器桥臂电感电流dq轴分量ILd,ILq进行离散化得到一阶保持器离散后的三相逆变器输出相电压Uoa(z),Uob(z),Uoc(z)，一阶保持器离散后的三相逆变器输出相电压dq轴分量Uod(z),Uoq(z)，一阶保持器离散后的三相逆变器桥臂电感电流ILa(z),ILb(z),ILc(z)和一阶保持器离散后的三相逆变器桥臂电感电流dq轴分量ILd(z),ILq(z)，然后再经过离散域中的非理想广义积分器GI'(z)获得离散域中的三相逆变器电容电流ICa(z),ICb(z),ICc(z)，进而获得离散域中的三相逆变器网侧电流Ioa(z),Iob(z),Ioc(z)；
所述离散域中的三相逆变器电容电流ICa(z),ICb(z),ICc(z)的计算公式为：
ICa(z)＝CGI'(z)Uoa(z)
ICb(z)＝CGI'(z)Uob(z)
ICc(z)＝CGI'(z)Uoc(z)
其中，C为LC滤波器的电容值，
Figure FDA0002104766070000021
式中，ωc为离散域中的非理想广义积分器GI'(z)的剪切频率，ω0为离散域中的非理想广义积分器GI'(z)的无限增益处的频率，T为采样周期，z为离散域算子；
所述离散域中的三相逆变器网侧电流Ioa(z),Iob(z),Ioc(z)的计算公式为：
Ioa(z)＝ILa(z)-ICa(z)
Iob(z)＝ILb(z)-ICb(z)
Ioc(z)＝ILc(z)-ICc(z)
步骤3，根据步骤2得到的离散域中的三相逆变器网侧电流Ioa(z),Iob(z),Ioc(z)，先经三相逆变器网侧电流坐标变换方程得到三相逆变器网侧电流dq轴分量Iod(z),Ioq(z)，再经过一阶低通滤波器后获得三相逆变器网侧电流基波分量Iod_LPF(z),Ioq_LPF(z),然后将三相逆变器网侧电流dq轴分量Iod(z),Ioq(z)与三相逆变器网侧电流基波分量Iod_LPF(z),Ioq_LPF(z)的差值作为并网逆变器电流控制的误差信号ed(z)和eq(z)；
所述的三相逆变器网侧电流基波分量的计算公式为：
Figure FDA0002104766070000022
Figure FDA0002104766070000023
其中，Tf为一阶低通滤波器的时间常数；
所述的并网逆变器电流控制的误差信号ed(z)和eq(z)的计算公式为：
ed(z)＝Iod(z)-Iod_LPF(z)
eq(z)＝Ioq(z)-Ioq_LPF(z)
步骤4，根据步骤3得到的并网逆变器电流控制的误差信号ed(z)和eq(z)，经过重复控制后得到电流d轴指令Icdref(z)和电流q轴指令Icqref(z)，其计算公式为：
Figure FDA0002104766070000031
Figure FDA0002104766070000032
其中，z-N为周期延迟环节，N为每基波周期采样次数，Q(z)为内模滤波器，取Q(z)为小于1的常数，z为离散域算子，C(z)为重复控制补偿器，其表达式为：
C(z)＝KrzkS(z)
其中，Kr为重复控制增益，zk为超前相移环节，k为正整数，S(z)为滤波补偿环节的二阶低通滤波器，其表达式为：
Figure FDA0002104766070000033
其中，
Figure FDA0002104766070000034
为阻尼比，ωn为自然振荡频率；
步骤5，根据步骤4得到的电流d轴指令Icdref(z)和步骤2中得到的三相逆变器桥桥臂电感电流d轴分量ILd(z)，经过d轴电流闭环控制方程得到d轴输出信号Uid(z)；根据步骤4得到的电流q轴指令Icqref(z)和步骤2中得到的三相逆变器桥桥臂电感电流q轴分量ILq(z)，经过q轴电流闭环控制方程得到q轴输出信号Uiq(z)，其计算公式分别为：
Figure FDA0002104766070000041
Figure FDA0002104766070000042
其中，Uid(z)为d轴输出信号，Uiq(z)为q轴输出信号，
Figure FDA0002104766070000043
为有功电流给定值，
Figure FDA0002104766070000044
为无功电流给定值，GPI(z)为电流闭环比例积分调节器，其表达式为：
Figure FDA0002104766070000045
其中，kp为三相逆变器电流闭环比例调节器系数，ki为三相逆变器电流闭环积分调节器系数；
步骤6，根据步骤2得到的三相逆变器输出相电压d轴分量Uod(z)和三相逆变器输出相电压q轴分量Uoq(z)分别加上步骤5中得到的d轴输出信号Uid(z)和q轴输出信号Uiq(z)，得到dq坐标系下的调制波Umd(z)和Umq(z)，其表达式分别为：
Umd(z)＝Uod(z)+Uid(z)
Umq(z)＝Uoq(z)+Uiq(z)。
2.根据权利要求1所述的基于改进重复控制的并网电流控制策略，其特征在于，权利要求1所述输出三相逆变器相电压坐标变换方程、三相逆变器桥臂电感电流坐标变换方程和三相逆变器网侧电流坐标变换方程的表达式分别如下：
所述三相逆变器输出相电压坐标变换方程的表达式为：
Figure FDA0002104766070000046
Figure FDA0002104766070000047
所述三相逆变器桥臂电感电流坐标变换方程的表达式为：
Figure FDA0002104766070000051
Figure FDA0002104766070000052
所述三相逆变器网侧电流坐标变换方程的表达式为：
Figure FDA0002104766070000053
Figure FDA0002104766070000054
其中，θ为d轴和q轴的相位差，
Figure FDA0002104766070000055
s为拉普拉斯算子，θ’为离散域中d轴和q轴的相位差，θ’＝ωg(1-z-1)。
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CN112134306B (zh) * 2020-10-29 2022-07-12 华中科技大学 提高三相电压支撑型并网逆变器高频稳定性的控制方法
CN113489358B (zh) * 2021-06-29 2022-07-01 南京工程学院 一种逆变器的参数在线辨识方法
CN113394797A (zh) * 2021-07-20 2021-09-14 合肥工业大学智能制造技术研究院 一种应用于电能质量综合管理器的电流环优化方法及装置
CN115800722B (zh) * 2023-02-07 2023-04-25 武汉理工大学 一种单相并网变换电路消除并网电流谐波畸变的方法

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KR101562848B1 (ko) * 2015-05-21 2015-10-27 주식회사 이온 능동댐핑기반 반복제어기법을 이용한 무정전전원장치 제어 방법
CN105186906B (zh) * 2015-06-03 2018-12-14 湖南工业大学 三相lcl型光伏并网逆变器控制方法
CN105337481A (zh) * 2015-10-20 2016-02-17 许昌学院 一种lcl型并网逆变器控制方法
CN106410849B (zh) * 2016-11-10 2019-01-15 合肥工业大学 基于虚拟同步发电机的微网逆变器均衡控制方法
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