JPS5838077B2 - 無整流子電動機の制御装置 - Google Patents
無整流子電動機の制御装置Info
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- JPS5838077B2 JPS5838077B2 JP51074617A JP7461776A JPS5838077B2 JP S5838077 B2 JPS5838077 B2 JP S5838077B2 JP 51074617 A JP51074617 A JP 51074617A JP 7461776 A JP7461776 A JP 7461776A JP S5838077 B2 JPS5838077 B2 JP S5838077B2
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は周波数変換装置により交流電動機に給電してな
る無整流子電動機の制御装置に係り、特に運転特性を改
善するために界磁制御を行う装置に関する。
る無整流子電動機の制御装置に係り、特に運転特性を改
善するために界磁制御を行う装置に関する。
例えば圧延主機の場合、低速圧延時は大きいトルクを必
要とし、高速になるほど小さいトルクで圧延を行い、然
も急速な可逆転や圧延時のピーク負荷に対しては200
〜300%の過負荷トルクが要求される。
要とし、高速になるほど小さいトルクで圧延を行い、然
も急速な可逆転や圧延時のピーク負荷に対しては200
〜300%の過負荷トルクが要求される。
第1図は電動機を界磁制御した場合の一般的特性である
。
。
この特性を得るには当初電機子電圧を、次いで界磁電流
を制御する。
を制御する。
まず電機子電圧が定格値に達するまでは、界磁電流は強
め一定として電機子電圧を変化させることにより速度制
御を行う。
め一定として電機子電圧を変化させることにより速度制
御を行う。
電機子電圧が定格値に達すると界磁を弱めて更に高速の
範囲での速度制御を行う。
範囲での速度制御を行う。
図に示すトルクおよび電動機出力は、電機子に定格電流
を流した場合の特性で、界磁制御範囲では全範囲に亘り
定格出力が得られるから、変換器と電動機の容量が有効
に活用され装置の利用率が高い。
を流した場合の特性で、界磁制御範囲では全範囲に亘り
定格出力が得られるから、変換器と電動機の容量が有効
に活用され装置の利用率が高い。
また、この界磁制御範囲では電機子電圧が定格値で運転
されるから、変換器は進んだ点弧位相で運転され、電源
力率が良好になる。
されるから、変換器は進んだ点弧位相で運転され、電源
力率が良好になる。
ここにおいて、このような界磁制御を必要とする場合、
従来は直流電動機が用いられている。
従来は直流電動機が用いられている。
直流電動機は補償巻線により電機子反作用を打消すよう
に構成されているから、界磁を弱めても良好な運転特性
が得られ、極めて好都合である。
に構成されているから、界磁を弱めても良好な運転特性
が得られ、極めて好都合である。
しかしながら、直流機には整流子とブラシがあるため、
保守性、耐環境性等の問題があり、また高圧化、高速回
転化、単機による大容量化に限界がある。
保守性、耐環境性等の問題があり、また高圧化、高速回
転化、単機による大容量化に限界がある。
本発明は上述の点に鑑みてなされたもので、保守性、耐
環境性が良好で高圧化、高速化、大容量化に好適な無整
流子電動機の制御装置の提供を目的とする。
環境性が良好で高圧化、高速化、大容量化に好適な無整
流子電動機の制御装置の提供を目的とする。
この目的達或のため、本発明では、多相の1次巻線およ
び2次巻線を有する交流電動機を用い、前記1次巻線に
対し周波数変換装置により多相交流電力を、また前記2
次巻線に対し直流電源より直流を、それぞれ給電制御し
て直流電動機と同等の運転特性を得る無整流子電動機の
制御装置を構成したものである。
び2次巻線を有する交流電動機を用い、前記1次巻線に
対し周波数変換装置により多相交流電力を、また前記2
次巻線に対し直流電源より直流を、それぞれ給電制御し
て直流電動機と同等の運転特性を得る無整流子電動機の
制御装置を構成したものである。
以下第2図乃至第8図を参照して本発明の実施例を説明
する。
する。
第2図は本発明の一実施例の構成を示すブロック線図で
あり、1は3相交流電源で変圧器2−1,2−2 .2
−3および6の各1次巻線に接続される。
あり、1は3相交流電源で変圧器2−1,2−2 .2
−3および6の各1次巻線に接続される。
変圧器2−1 .2−2 .2−3は、変流器3−1
.3−2 .3−3を介してサイリスクブリッジ4−1
,4−2 .4−3に至り、電流制御した上で巻線形
誘導電動機5の1次巻線に給電するように、各2次巻線
が接続されている。
.3−2 .3−3を介してサイリスクブリッジ4−1
,4−2 .4−3に至り、電流制御した上で巻線形
誘導電動機5の1次巻線に給電するように、各2次巻線
が接続されている。
電動機5の1次巻線は星形結線されているからU,V,
WおよびOの4端子を有し、各相端子U,V,Wと中性
端子Oとの間に通電される。
WおよびOの4端子を有し、各相端子U,V,Wと中性
端子Oとの間に通電される。
一方、変圧器6は、変流器7−1 ,7−2を介してサ
イリスクブリッジ8−L8−2に至り、電流制御した上
で巻線形誘導電動機5の2次巻線に給電するように、各
2次巻線が接続されている。
イリスクブリッジ8−L8−2に至り、電流制御した上
で巻線形誘導電動機5の2次巻線に給電するように、各
2次巻線が接続されている。
サイリスクブリッジ8−1 .8−2は、例えば第9図
に示すように、6アームのサイリスクにより構或され三
相交流電源を全波整流して直流電源を得る方式のものを
用いることができる。
に示すように、6アームのサイリスクにより構或され三
相交流電源を全波整流して直流電源を得る方式のものを
用いることができる。
三相交流電圧を■aC、直流出力電圧をVdc,制御遅
れ角をαとすれば、周知のように、 3,/T Vdc−Vac cosαの関係にあるから、π 制御遅れ角αを、公知の位相制御装置により制御するこ
とによりVdcが制御され、これにより出力電流Ifu
又はIfvを制御することができる。
れ角をαとすれば、周知のように、 3,/T Vdc−Vac cosαの関係にあるから、π 制御遅れ角αを、公知の位相制御装置により制御するこ
とによりVdcが制御され、これにより出力電流Ifu
又はIfvを制御することができる。
電動機5の2次巻線は星形結線されており、U,v,w
の3端子を有し、端子u,vとWとの間に通電される。
の3端子を有し、端子u,vとWとの間に通電される。
変流器3−1 .3−2 ,3−3の検出出力はそれぞ
れ電流検出回路171.17−2.17−3に与えられ
、サイリスクブリッジ4−1.4−2 .4−3を制御
するための電流制御回路18−1.18−2.18−3
への帰還信号として用いられる。
れ電流検出回路171.17−2.17−3に与えられ
、サイリスクブリッジ4−1.4−2 .4−3を制御
するための電流制御回路18−1.18−2.18−3
への帰還信号として用いられる。
また、変流器7−1 .7−2の検出出力はそれぞれ電
流検出回路2 0−1 , 2 0−2に与えられ、サ
イリスクブリッジ8−1 ,8−2を制御するための電
流制御回路21−1.21−2への帰還信号として用い
られる。
流検出回路2 0−1 , 2 0−2に与えられ、サ
イリスクブリッジ8−1 ,8−2を制御するための電
流制御回路21−1.21−2への帰還信号として用い
られる。
電流制御回路18−1〜18−3は、巻線形誘導電動機
5の1次巻線電流すなわち電機子電流を制御する。
5の1次巻線電流すなわち電機子電流を制御する。
この制御は、掛算器16−1,162 . 1 6−3
から与えられるiU基準、iy基準、およびiw基準に
基いて行われる。
から与えられるiU基準、iy基準、およびiw基準に
基いて行われる。
そして、掛算器16−1 .16−2.16−3には、
速度基準11と速度計発電機10からの帰還信号とを加
え合わせた信号が速度制御回路12に与えられることに
より速度制御回路12が生じる出力が一方の入力として
与えられる。
速度基準11と速度計発電機10からの帰還信号とを加
え合わせた信号が速度制御回路12に与えられることに
より速度制御回路12が生じる出力が一方の入力として
与えられる。
そして、他方の入力としてセルシン9の出力に応動する
同期整流回路131.13−2.13−3の出力が与え
られる。
同期整流回路131.13−2.13−3の出力が与え
られる。
また、電流制御回路21−L21−2は巻線形誘導電動
機の2次巻線電流すなわち界磁電流を制御する。
機の2次巻線電流すなわち界磁電流を制御する。
この制御は、励磁電流基準回路25による励磁電流基準
信号および速度制御回路12による電機子電流基準信号
に基いて行われる。
信号および速度制御回路12による電機子電流基準信号
に基いて行われる。
電機子電流基準信号は制御回路21−1と21−2とで
逆極性になるように極性反転回路23が設けられている
。
逆極性になるように極性反転回路23が設けられている
。
励磁電流基準回路25は、速度計発電機10の出力およ
び巻線形誘導電動機5の1次電圧を検出する電圧検出回
路24の出力に基き動作する。
び巻線形誘導電動機5の1次電圧を検出する電圧検出回
路24の出力に基き動作する。
この装置において、同期整流回路13−1.1 3−2
. 1 3−3の各々からそれぞれ1200づつ位相
がずれた3相正弦波電圧が得られる。
. 1 3−3の各々からそれぞれ1200づつ位相
がずれた3相正弦波電圧が得られる。
そして、これらの電圧と電動機のU相、■相、W相の無
負荷逆起電力とが同相になるように前以てセルシン9の
取付角度を調整しておく。
負荷逆起電力とが同相になるように前以てセルシン9の
取付角度を調整しておく。
このためには、電動機との軸と、セルシンの軸を結合す
るカツプリング部分は、両者の相対的角度を充分こまか
く調整して固定できる必要がある。
るカツプリング部分は、両者の相対的角度を充分こまか
く調整して固定できる必要がある。
また電動機の無負荷逆起電力の位相とセルシンの出力電
圧の位相をあわせるには、たとえば、第2図に於てU相
同期整流回路13−1の出力電圧と、U相無負荷逆起電
力の波形をシンクロスコープなどで観察してその位相が
一致するようにカップリング部分の取付角度を調整する
。
圧の位相をあわせるには、たとえば、第2図に於てU相
同期整流回路13−1の出力電圧と、U相無負荷逆起電
力の波形をシンクロスコープなどで観察してその位相が
一致するようにカップリング部分の取付角度を調整する
。
電動機1次巻線の起電力の角周波数とセルシンの角周波
数は等しくなければならないことは云うまでもない。
数は等しくなければならないことは云うまでもない。
そこで、セルシン9と誘導電動機5の極数を同一にする
か、又は機械的に歯車等を用いて合わせる必要がある。
か、又は機械的に歯車等を用いて合わせる必要がある。
電動機の回転速度は、速度計発電機10で検出され、速
度基準11との偏差が速度制御増幅器12で増幅され、
この増幅器12の出力に比例してU,V,W各相の電流
の大きさが制御される。
度基準11との偏差が速度制御増幅器12で増幅され、
この増幅器12の出力に比例してU,V,W各相の電流
の大きさが制御される。
また、U,V,W相電流の位相は、同期整流回路13−
1 .13−2,113の出力電圧と同相になるように
制御される。
1 .13−2,113の出力電圧と同相になるように
制御される。
第3図および第4図は、巻線形誘導電動機の制御運転時
ベクトルの図である。
ベクトルの図である。
両図において、2次巻線の直軸励磁電流Ifdにより直
軸起磁力ATfdを生じ、1次巻線に無負荷逆起電力E
oを生ずる。
軸起磁力ATfdを生じ、1次巻線に無負荷逆起電力E
oを生ずる。
1次電流Iaが流れると1次起磁力ATaを生ずるが、
2次巻線の横軸電流を1次電流Iaに比例するように制
御すれば横軸起磁力ATTを生じ、これにより1次起磁
力ATaを打消することができる。
2次巻線の横軸電流を1次電流Iaに比例するように制
御すれば横軸起磁力ATTを生じ、これにより1次起磁
力ATaを打消することができる。
したがって端子電圧Etは無負荷逆起電力Eoと同相で
電圧変動を生じない。
電圧変動を生じない。
これは直流機において、補償巻線により電機子反作用を
打消すのと同じで、2次巻線の横軸或分■fqが直流機
の補償巻線に流れる電流と同一の作用をすることが分る
。
打消すのと同じで、2次巻線の横軸或分■fqが直流機
の補償巻線に流れる電流と同一の作用をすることが分る
。
第5図は第3図および第4図に示すような運転を行うた
めの制御方法を説明するための結線図であり、第2図と
同一符号は同一要素を示す。
めの制御方法を説明するための結線図であり、第2図と
同一符号は同一要素を示す。
同図において、U相、■相、W相の各巻線はそれぞれ1
200づつの位相差をもって巻かれているとし、各巻線
の巻数をn2とする。
200づつの位相差をもって巻かれているとし、各巻線
の巻数をn2とする。
ここで直軸方向をd、横軸方向をqで示すように定めれ
ば、直軸起磁力ATfdは、 である。
ば、直軸起磁力ATfdは、 である。
各巻線の巻数はn2であるから巻線係数をKとすれば上
記(1)式より、 である。
記(1)式より、 である。
一方、1次電流を■8、
数をKとすれば、
1次巻線をn1、巻線係
である。
次に第3図および第4図を参照すると、ATf9はAT
fdに対して90’遅れている。
fdに対して90’遅れている。
また、1次巻線の無負荷逆起電力E。
はATfdに対して90°進んでいるから第2図の構成
においてセルシンの出力を同期整流してE。
においてセルシンの出力を同期整流してE。
と同相の正弦波信号を得、これを基準にして1次電流を
制御すれば■8はE。
制御すれば■8はE。
と同期になる。
したがって、ATfqとAT は180°位相差のある
ベクトル量となり、ATfqによりATaを打消すよう
に制御することができる。
ベクトル量となり、ATfqによりATaを打消すよう
に制御することができる。
ATaをATfqにより打消すためには、ATa二AT
f になるように制御すればよいから(4) ’ ,
(5)式により である。
f になるように制御すればよいから(4) ’ ,
(5)式により である。
これにより
に等しくなるように制御すれば、1次電流による起磁力
を2次電流により打消すことができる。
を2次電流により打消すことができる。
また、直軸起磁力ATfdを制御するためには、上記(
3)式において(Ifu+Ifv)を制御すればよい。
3)式において(Ifu+Ifv)を制御すればよい。
第6図はこの関係を示したもので、直軸起磁力ATfd
は上記(3)式より、■fuと■fvとの和に比例する
から、■3によりIfuが増加する量と、■8によりI
fvが減少する量を等しくすれば、ATfdは一定にな
る。
は上記(3)式より、■fuと■fvとの和に比例する
から、■3によりIfuが増加する量と、■8によりI
fvが減少する量を等しくすれば、ATfdは一定にな
る。
また横軸起磁力ATfqは、(4)′式より(Ifu
’fv)に比例するからこれを(7)式の関係に制御
すれば1次起磁力を常に打消すことができる。
’fv)に比例するからこれを(7)式の関係に制御
すれば1次起磁力を常に打消すことができる。
すなわち、第5図に示すように励磁電流基準(ATfd
の基準)に比例して■fuと■fvを制御し、一方、1
次電流■3に比例してIfuを増加し、■fuの増加量
と等量だけIaに比例してIfvを減少すればよい。
の基準)に比例して■fuと■fvを制御し、一方、1
次電流■3に比例してIfuを増加し、■fuの増加量
と等量だけIaに比例してIfvを減少すればよい。
次に以上の制御動作を第5図にしたがってより具体的に
説明する。
説明する。
第5図、極性反転回路23の入力側に、電機子電流基準
Ia*が印加され、かつ、励磁電流基準22としてI
fd*が与えられるものとする。
Ia*が印加され、かつ、励磁電流基準22としてI
fd*が与えられるものとする。
一方、サイリスクブリッジ8−1及び8−2により、そ
れぞれ制御されるIfu及び■fvは、変流器7−LI
fu検出回路20−1,及び変流器7−2、■fv検出
回路20−2により、それぞれ検出され、検出ゲ゛イン
をK2とすれば20−1及び20−2の出力にそれぞれ
、K2■fu及びK2 ■f vが得られる。
れぞれ制御されるIfu及び■fvは、変流器7−LI
fu検出回路20−1,及び変流器7−2、■fv検出
回路20−2により、それぞれ検出され、検出ゲ゛イン
をK2とすれば20−1及び20−2の出力にそれぞれ
、K2■fu及びK2 ■f vが得られる。
■fu制御回路21−1はIfd*及び■3*及び−K
2■fuを入力信号として基準値■fd +Ia と、
帰還値K2■fuを比較し、その偏差を増幅し、偏差が
常に零になるようにサイリスタブリツジ8−1の点弧位
相を制御するものとすれば、下式が成立する。
2■fuを入力信号として基準値■fd +Ia と、
帰還値K2■fuを比較し、その偏差を増幅し、偏差が
常に零になるようにサイリスタブリツジ8−1の点弧位
相を制御するものとすれば、下式が成立する。
■fv制御回路21−2も同様に動作するものとすれば
、下式が成立する。
、下式が成立する。
(8)式と(9)式より■3*を消去すれば、(10)
式を(3)式に代入して、 したがって、直軸起磁力(励磁起磁力)AT4dは、励
磁電流基準Ifd に比例して制御される。
式を(3)式に代入して、 したがって、直軸起磁力(励磁起磁力)AT4dは、励
磁電流基準Ifd に比例して制御される。
次に、(8)式と(9)式より、
I fd*を消去すれば、
(12)式を(4)′式に代入して、
ここで、ATf により、ATaを常に打消すようにす
るには、(5)式(13)式より すなわち、電機子電流■3に比例した■8*を基準にし
て(14)式の比例係数により■fuと■fvを制御す
れば、ATaをATfqにより常に打消すことができる
。
るには、(5)式(13)式より すなわち、電機子電流■3に比例した■8*を基準にし
て(14)式の比例係数により■fuと■fvを制御す
れば、ATaをATfqにより常に打消すことができる
。
このように制御すれば、第3図、第4図に示すように1
次電流による起磁力ATaが常に2次電流の横軸戒分A
Tfにより打消されるから、直流電動機の補償巻線と同
一の効果が得られる。
次電流による起磁力ATaが常に2次電流の横軸戒分A
Tfにより打消されるから、直流電動機の補償巻線と同
一の効果が得られる。
したがって、直流電動機と同様の界磁制御を行うことが
できる。
できる。
これを第2図の実施例についていえば、電動機の電機子
電圧を電圧検出回路24により検出し励磁電流基準回路
25により励磁電流基準パターンを発生させる。
電圧を電圧検出回路24により検出し励磁電流基準回路
25により励磁電流基準パターンを発生させる。
第7図は励磁電流基準パターン25の一構戒例を示した
もので、この回路において電圧検出回路24からの電機
子電圧がバイアス電圧vBの値に達したとき電機子電圧
がバイアス電圧vBを超えないように励磁電流基準を弱
めることにより第1図に示すような定出力特性が得られ
る。
もので、この回路において電圧検出回路24からの電機
子電圧がバイアス電圧vBの値に達したとき電機子電圧
がバイアス電圧vBを超えないように励磁電流基準を弱
めることにより第1図に示すような定出力特性が得られ
る。
次に、以上の制御動作を第7図にしたがってより詳細に
説明する。
説明する。
第7図において、Vsは強め界磁電流基準値で、第1図
における速度零から基底速度までの界磁電流の基準値で
ある。
における速度零から基底速度までの界磁電流の基準値で
ある。
巻線形誘導電動機の端子電圧Etは、電圧検出回路24
で検出され、バイアス電圧VBと比較される。
で検出され、バイアス電圧VBと比較される。
第1図に於で、電動機の回転速度が基底速度に達した点
で、24の出力がVBに等しくなるようにあらかじめ設
定しておく。
で、24の出力がVBに等しくなるようにあらかじめ設
定しておく。
電動機の回転速度が基底速度を越えて、端子電圧Etが
増加しようとすると、24の出力がvBより犬になるか
ら、マイナスの偏差を生じこれがAMPで増幅され、ダ
イオードを介してVsとの加算点にマイナスの信号を与
え励磁電流基準値を弱める。
増加しようとすると、24の出力がvBより犬になるか
ら、マイナスの偏差を生じこれがAMPで増幅され、ダ
イオードを介してVsとの加算点にマイナスの信号を与
え励磁電流基準値を弱める。
このようにしてEtがvBより増加しようとすると、励
磁電流が弱められて、Etが一定値になるように制御さ
れる。
磁電流が弱められて、Etが一定値になるように制御さ
れる。
したがって第1図に示すように基底速度から最高速度ま
では、界磁電流が弱められて電機子電圧が一定にたもた
れ、定出力特性を得ることができる。
では、界磁電流が弱められて電機子電圧が一定にたもた
れ、定出力特性を得ることができる。
本発明によれば前述したように1次起磁力ATaが常に
2次巻線による横軸起磁力ATfqにより打消されるよ
うに制御されているから、負荷変動に対して、端子電圧
Etが影響を受けず、したがって負荷の変動にかかわら
ず安定に界磁弱め制御を行うことができる。
2次巻線による横軸起磁力ATfqにより打消されるよ
うに制御されているから、負荷変動に対して、端子電圧
Etが影響を受けず、したがって負荷の変動にかかわら
ず安定に界磁弱め制御を行うことができる。
以上述べたように、AT aがATfqにより常に打消
されていればEtの変動を生じないように制御できるが
、実際の応用に当っては制御系の誤差などにより、Et
の変動を完全に生じないようにするのはむづかしい。
されていればEtの変動を生じないように制御できるが
、実際の応用に当っては制御系の誤差などにより、Et
の変動を完全に生じないようにするのはむづかしい。
以下に述べる制御ループを用いてEtが回転速度に比例
するように制御すれば、第1図の速度零から基底速度ま
での界磁電流一定の範囲で負荷の変動にかかわらずEt
が変動しないように制御することができる。
するように制御すれば、第1図の速度零から基底速度ま
での界磁電流一定の範囲で負荷の変動にかかわらずEt
が変動しないように制御することができる。
第8図は電機子電圧の変動抑制のための構戒例を示した
もので、例えば速度計発電機10の出力電圧と電圧検出
回路24からの電機子電圧とが比例するように制御すれ
ば、急激な負荷変動に対しても電機子電圧の変動を抑制
することができる。
もので、例えば速度計発電機10の出力電圧と電圧検出
回路24からの電機子電圧とが比例するように制御すれ
ば、急激な負荷変動に対しても電機子電圧の変動を抑制
することができる。
次に、以上の制御動作を第8図にしたがってより詳細に
説明する。
説明する。
第8図に於で、■sは強め界磁電流基準値で、第1図に
おける速度零から基底速度までの界磁電流の基準値であ
る。
おける速度零から基底速度までの界磁電流の基準値であ
る。
巻線形誘導電動機の端子電圧Etは、電圧検出回路24
で検出され、電動機の回転速度(速度計発電機10の出
力)と比較され、その偏差がAMPにより増幅され励磁
電流基準に与えられる。
で検出され、電動機の回転速度(速度計発電機10の出
力)と比較され、その偏差がAMPにより増幅され励磁
電流基準に与えられる。
例えば、Etが10の出力より大きくなるとマイナスの
偏差を生じ、これがAMPで増幅されて励磁電流基準を
弱めEtを低めるように制御される。
偏差を生じ、これがAMPで増幅されて励磁電流基準を
弱めEtを低めるように制御される。
逆にEtが10の出力より小さくなると、プラスの偏差
を生じ励磁電流基準を強めてEtを高めるように制御さ
れる。
を生じ励磁電流基準を強めてEtを高めるように制御さ
れる。
このようにして、Etが10の出力に比例するように制
御されるから負荷変動により、Etが変動することはな
い。
御されるから負荷変動により、Etが変動することはな
い。
上記実施例では巻線形誘導電動機を用いているが、多相
界磁巻線を有する同期電動機で置換えてもよい。
界磁巻線を有する同期電動機で置換えてもよい。
本発明は上述のように、交流電動機の電機子には交流電
流を流しておき、界磁には直流電動機の補償巻線と同様
の効果を得るように制御した電流を流すようにしたため
、圧延主機等に交流電動機を適用でき、保守性、耐環境
性等が良好で運転特性も良好な電動機を提供することが
できる。
流を流しておき、界磁には直流電動機の補償巻線と同様
の効果を得るように制御した電流を流すようにしたため
、圧延主機等に交流電動機を適用でき、保守性、耐環境
性等が良好で運転特性も良好な電動機を提供することが
できる。
第1図は電動機を界磁制御した場合の一般的特性を示す
図、第2図は本発明の一実施例の構成を示すブロック線
図、第3図および第4図は巻線形誘導電動機の制御運転
時ベクトルを示す図、第5図は第3図および第4図に示
すような運転を行うための制御方法を説明するための結
線図、第6図は巻線形誘導電動機の界磁電流制御特性を
示す図、第7図は界磁電流制御のための励磁電流基準パ
ターンを示す図、第8図は電機子電圧の変動抑制のため
の構成例を示す図、第9図は第2図のサイリスクブリッ
ジ8−1 .8−2の結線を示す図である。 2,6・・・・・・変圧器、3,7・・・・・・変流悪
、4,8・・・・・・サイリスクブリッジ、5・・・・
・・巻線形誘導電動機、9・・・・・・セルシン、11
・・・・・・速度基準、16・・・・・・掛算器。
図、第2図は本発明の一実施例の構成を示すブロック線
図、第3図および第4図は巻線形誘導電動機の制御運転
時ベクトルを示す図、第5図は第3図および第4図に示
すような運転を行うための制御方法を説明するための結
線図、第6図は巻線形誘導電動機の界磁電流制御特性を
示す図、第7図は界磁電流制御のための励磁電流基準パ
ターンを示す図、第8図は電機子電圧の変動抑制のため
の構成例を示す図、第9図は第2図のサイリスクブリッ
ジ8−1 .8−2の結線を示す図である。 2,6・・・・・・変圧器、3,7・・・・・・変流悪
、4,8・・・・・・サイリスクブリッジ、5・・・・
・・巻線形誘導電動機、9・・・・・・セルシン、11
・・・・・・速度基準、16・・・・・・掛算器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 多相の1次巻線および2次巻線を有する交流電動機
と、前記1次巻線に供給するための交流電力を形或する
周波数変換装置と、前記2次巻線に供給するための直流
電流を形成する第1の直流電源及び第2の直流電源と、
前記1次巻線に誘起される無負荷逆起電力と同相の正弦
波信号を検出する装置と、電機子電流基準信号を形成す
る装置と前記正弦波信号と電機子電流基準信号とに基づ
いて前記周波数変換装置から前記1次巻線への給電を制
御する装置と、前記第1の直流電源及び第2の直流電源
の出力電流を制御して、前記2次巻線の位相の異なる巻
線電流をそれぞれの基準にしたがって制御するように構
成した電流制御装置と、前記電機子電流基準信号及び励
磁電流基準信号に基づいて、前記第1の直流電源の出力
電流の基準信号及び第2の直流電源の出力電流の基準信
号を形成する装置と、前記1次巻線の電圧を検出して、
これに基づいて励磁電流基準信号を形成する装置とから
構成され、前記電機子電流基準信号に基づいて前記第1
の直流電源及び第2の直流電源の出力電流を制御して、
前記1次巻線に流れる電流によって生ずる励磁力を常に
打消すように制御すると共に、前記励磁電流基準信号に
基づいて前記第1の直流電源及び第2の直流電源の出力
電流を制御して、前記交流電動機に与えられる励磁起磁
力を制御することを特徴とする無整流子電動機の制御装
置。 2 特許請求の範囲第1項記載の装置において、前記電
動機の回転速度を検出する装置を有し、前記1次巻線の
電圧が前記回転速度に比例するように前記2次巻線の電
流の励磁起磁力成分を制御するようにした無整流子電動
機の制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP51074617A JPS5838077B2 (ja) | 1976-06-24 | 1976-06-24 | 無整流子電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP51074617A JPS5838077B2 (ja) | 1976-06-24 | 1976-06-24 | 無整流子電動機の制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS53810A JPS53810A (en) | 1978-01-07 |
JPS5838077B2 true JPS5838077B2 (ja) | 1983-08-20 |
Family
ID=13552304
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP51074617A Expired JPS5838077B2 (ja) | 1976-06-24 | 1976-06-24 | 無整流子電動機の制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5838077B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58184007A (ja) * | 1982-04-23 | 1983-10-27 | Toshiba Corp | 連続圧延機のル−パ制御装置 |
JP2005230546A (ja) * | 2004-02-17 | 2005-09-02 | C & M Wood Industries Inc | コーニスならびにコーニスを使用および製造する方法 |
JP7126150B2 (ja) * | 2016-12-02 | 2022-08-26 | 政行 梨木 | モータ |
US11283385B2 (en) | 2016-12-02 | 2022-03-22 | Masayuki Nashiki | Motor system provided with both motor having multiple-phase stator windings and control device controlling the motor |
JP7128456B2 (ja) * | 2017-01-16 | 2022-08-31 | 政行 梨木 | モータ |
-
1976
- 1976-06-24 JP JP51074617A patent/JPS5838077B2/ja not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS53810A (en) | 1978-01-07 |
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