CN110213187B - 一种移动通信***中的频偏估计方法及*** - Google Patents

一种移动通信***中的频偏估计方法及*** Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种移动通信***中的频偏估计方法。根据导频信息分别估计出四个时刻的移动终端的信道。根据两个不同时刻的信道估计值进行一阶差分运算，根据另外两个不同时刻的信道估计值也进行一阶差分运算。根据两个一阶差分运算结果得到的相位信息，通过反三角函数运算分别得到一阶差分相位偏移估计量。由两个一阶差分相位偏移估计量分别得到一阶差分频偏估计量。对两个一阶差分运算结果以及两个一阶差分频偏估计量进行二阶差分运算，得到二阶差分运算结果。根据二阶差分运算结果到的相位信息，通过反三角函数运算得到二阶差分相位偏移估计量。由二阶差分相位偏移估计量得到二阶差分频偏估计量。本申请可扩大频偏估计范围，也具有精度高的特点。

Description

一种移动通信***中的频偏估计方法及***
技术领域
本申请涉及一种移动通信***中的频偏估计方法及***。
背景技术
在移动通信***中，由于晶振（晶体振荡器，crystal oscillator）性能、多普勒频移（Doppler shift）等因素的影响，导致接收到的信号存在频率偏差（简称为频偏）。当频率误差超过0.05ppm（parts per million，百万分率）时，就会严重影响业务质量，造成无法传输数据或者掉话（call drop）。
OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用）***对频偏比较敏感。传统的频偏估计跟踪往往是通过在搜网驻留阶段的初始大频偏估计、以及后续跟踪阶段的小频偏估计来实现完整的频偏估计跟踪方案。其中，初始的大频偏估计是单独的硬件计算逻辑资源，虽然估计范围大，但精度低。后续跟踪阶段的小频偏估计的精度高，但是估计范围小。
请参阅图1，传统的跟踪阶段的小频偏估计方法包括如下步骤。
步骤S102：是根据导频（Pilot）信息估计出两个不同时刻t1、t2的移动终端的信道h(t1)、h(t2)，如公式一所示。其中h(t)表示复数形式的信道估计值，t表示信道估计结果中的时间变量，||是复数取模操作，|h|表示信道估计的幅度，e是自然常数，φ是信道估计结果的相位信息。
（公式一）
步骤S104：根据对两个不同时刻t1、t2的信道估计值h(t1)、h(t2)进行一阶差分（first order difference）运算得到一阶差分运算结果Δh，如公式二所示。其中Δt＝t2－t1，为t2时刻与t1时刻的时间间隔；conj函数是计算复数的共轭值；这里是把复数自己和它的共轭值相乘，称为差分运算；Δf是最终的频偏估计值。
（公式二）
步骤S106：根据一阶差分运算得到的相位信息，通过反三角函数运算得到相位偏移估计量ΔΦ，如公式三所示。其中arg函数是计算复数的辐角（argument）。此时ΔΦ的范围是－π＜ΔΦ≤π。
（公式 三）
步骤S108：由相位偏移估计量ΔΦ得到最终的频率偏移估计量Δf，如公式四所示。
（公式四）
图1所示的小频偏估计方法的步骤S104中，公式二计算的前提是认为t1和t2这两个不同时刻的信道基本没有发生变化，信道估计的幅值保持为|h|不变，只是由于***中存在频率偏差，随着时间的累计，而产生一定的相位偏差。当进行差分运算时，信道的角度信息ψ正好相互抵消，结果中只保留了由于频偏随时间累计而产生的相位差。
这种前提条件限制了公式二的应用场景：如果时间间隔Δt比较大，一方面，t1和t2这两个时刻的信道之间会有较大的误差，差分运算无法消除信道不同带来的影响；另一方面，Δf和Δt是成反比的；Δt越大，Δf越小，能估计的频偏范围就越小。如果时间间隔Δt比较小，虽然能支持的频偏估计范围比较大，但是因为间隔时间比较小，实际***中，候选的能用于频偏估计的导频信息候选集变短变少，信道估计结果存在较大的误差。并且受到信道深衰落的干扰等其他因素影响，造成频偏估计的结果存在很大的方差。同时，由于三角函数运算是以2π为周期的点，如果真实***中存在比较大的频偏，受限于公式四，Δt比较大时，总会有超出范围的频偏无法估计出来。
当移动终端处于高速移动过程中，例如位于高铁或飞机上，往往需要快速准确地进行频偏的估计跟踪控制。后续跟踪阶段的小频偏估计往往不能满足要求，而此时如果启动初始的大频偏估计又需要额外的硬件计算逻辑资源。
发明内容
本申请所要解决的技术问题是提供一种移动通信***中的频偏估计方法，在移动通信数据或语音业务进行的过程中，根据现有信道估计的结果进行多阶差分运算，得到超大范围的频偏估计结果。该方法具有精度高、估计范围大的特点，同时又不需要额外的硬件计算逻辑资源，尤其适用于移动终端处于高速移动过程中需要实时估计不同频偏范围的场景。
为解决上述技术问题，本申请提供的移动通信***中的频偏估计方法包括如下步骤：步骤S202：根据导频信息分别估计出四个时刻的移动终端的信道。步骤S204：根据两个不同时刻的信道估计结果进行一阶差分运算，根据另外两个不同时刻的信道估计结果也进行一阶差分运算，得到两个一阶差分运算结果。所述一阶差分运算是将一个信道估计结果与另一个信道估计结果的共轭值相乘。步骤S206：根据两个一阶差分运算结果分别得到的两个相位信息，通过反三角函数运算分别得到一阶差分相位偏移估计量。步骤S208：由两个一阶差分相位偏移估计量分别得到一阶差分频偏估计量。步骤S210：对两个一阶差分运算结果以及两个一阶差分频偏估计量进行二阶差分运算，得到二阶差分运算结果。所述二阶差分运算是将一个一阶差分运算结果与另一个一阶差分运算结果的共轭值相乘。步骤S212：根据二阶差分运算结果到的相位信息，通过反三角函数运算得到二阶差分相位偏移估计量。步骤S214：由二阶差分相位偏移估计量得到二阶差分频偏估计量。
上述频偏估计方法在不增加任何硬件计算逻辑资源的前提下，通过软件的方式主动构造出二阶差分，可以得到比一阶差分的频偏估计范围更大的频偏估计值。同时这个频偏估计方法又兼具了不同信道估计结果上的导频信号特点，从而也具有精度高的特点。
进一步地，所述步骤S202中，所述四个时刻t1至t4满足t1≠t2，t3≠t4，Δt1≠Δt2，且Δt'＜min{Δt1, Δt2}；其中Δt1＝t2－t1，Δt2＝t4－t3，Δt'＝|Δt1－Δt2|，双竖线表示绝对值，min函数表示取最小。这些条件使得二阶差分的时间差比任意一个一阶差分的时间差都要小，从而扩大了频偏估计范围。
进一步地，所述频偏估计方法包括如下步骤：步骤S402：选取八个时刻；对四个时刻按照步骤S202至步骤S214得到二阶差分运算结果一和二阶差分频偏估计量一；对另外四个时刻也按照步骤S202至步骤S214得到二阶差分运算结果二和二阶差分频偏估计量二。步骤S404：对两个二阶差分运算结果以及两个二阶差分频偏估计量进行三阶差分运算，得到三阶差分运算结果。所述三阶差分运算是将一个二阶差分运算结果与另一个二阶差分运算结果的共轭值相乘。步骤S406：根据三阶差分运算结果到的相位信息，通过反三角函数运算得到三阶差分相位偏移估计量。步骤S408：由三阶差分相位偏移估计量得到三阶差分频偏估计量。
上述频偏估计方法在不增加任何硬件计算逻辑资源的前提下，通过软件的方式主动构造出三阶差分，可以得到比一阶差分、二阶差分的频偏估计范围都更大的频偏估计值。同时这个频偏估计方法又兼具了不同信道估计结果上的导频信号特点，从而也具有精度高的特点。
进一步地，所述步骤S402中，所述八个时刻t1至t8同时满足以下三个条件；条件一：t1、t2、t3、t4的取值要求是t1≠t2，t3≠t4，Δt1≠Δt2，且Δt1'＜min{Δt1, Δt2}；其中Δt1＝t2－t1，Δt2＝t4－t3，Δt1'＝|Δt1－Δt2|，双竖线表示绝对值，min函数表示取最小。条件二：t5、t6、t7、t8的取值要求是t5≠t6，t7≠t8，Δt3≠Δt4，且Δt2'＜min{Δt3, Δt4}；其中Δt3＝t6－t5，Δt4＝t8－t7，Δt2'＝|Δt3－Δt4|，双竖线表示绝对值，min函数表示取最小。条件三：Δt''＜min{Δt1', Δt2'}；其中Δt''＝|Δt1'－Δt2'|，双竖线表示绝对值，min函数表示取最小。这些条件使得三阶差分的时间差比任意一个一阶差分的时间差、任意一个二阶差分的时间差都要小，从而扩大了频偏估计范围。
进一步地，所述步骤S202中，按照公式一计算信道估计结果。其中h(t)表示复数形式的信道估计结果，t表示信道估计结果中的时间变量，||是复数取模操作，|h|表示信道估计结果的幅度，e是自然常数，是信道估计结果的相位信息。这是步骤S202的一种示例性的实现方式。
（公式一）
进一步地，所述步骤S204中，按照公式二进行一阶差分运算。其中Δh表示一阶差分运算结果，h(t)表示复数形式的信道估计结果，|h|表示信道估计结果的幅度，是信道估计结果的相位信息，Δt＝t2－t1，为t2时刻与t1时刻的时间间隔；conj函数是计算复数的共轭值；Δf是一阶差分频偏估计量。这是步骤S204的一种示例性的实现方式。
（公式二）
进一步地，所述步骤S206中，按照公式三计算一阶差分相位偏移估计量；其中，表示一阶差分相位偏移估计量；Δh表示一阶差分运算结果。所述步骤S212中，按照公式三计算二阶差分相位偏移估计量；其中，ΔΦ改为ΔΦ'，表示二阶差分相位偏移估计量；Δh改为Δh'，表示二阶差分运算结果。所述步骤S406中，按照公式三计算三阶差分相位偏移估计量；其中，ΔΦ改为ΔΦ''，表示三阶差分相位偏移估计量；Δh改为Δh''，表示三阶差分运算结果。其中arg函数是计算复数的辐角。这是步骤S206、步骤S212、步骤S406的一种示例性的实现方式。
（公式三）
进一步地，所述步骤S208中，按照公式四计算一阶差分频偏估计量；其中，Δf表示一阶差分频偏估计量；ΔΦ表示一阶差分相位偏移估计量；Δt表示两个时刻的时间间隔。所述步骤S214中，按照公式四计算二阶差分频偏估计量；其中，Δf改为Δf'，表示二阶差分频偏估计量；ΔΦ改为ΔΦ'，表示二阶差分相位偏移估计量；Δt改为Δt'，Δt'＝|Δt1－Δt2|，Δt1＝t2－t1，Δt2＝t4－t3，双竖线表示绝对值。所述步骤S408中，按照公式四计算三阶差分频偏估计量；其中，Δf改为Δf''，表示三阶差分频偏估计量；ΔΦ改为ΔΦ''，表示三阶差分相位偏移估计量；Δt改为Δt''，Δt''＝|Δt1'－Δt2'|，Δt1'＝|Δt1－Δt2|，Δt1＝t2－t1，Δt2＝t4－t3，Δt2'＝|Δt3－Δt4|，Δt3＝t6－t5，Δt4＝t8－t7，双竖线表示绝对值。这是步骤S208、步骤S214、步骤S408的一种示例性的实现方式。
（公式四）
进一步地，所述步骤S210中，按照公式五进行二阶差分运算。其中Δh1和Δh2是两个一阶差分运算结果，|h1|和|h2|是两个信道估计结果的幅度，conj函数是计算复数的共轭值，Δf1和Δf2是两个一阶差分频偏估计量，Δh'是二阶差分运算结果，Δf'是二阶差分频偏估计量，Δt1＝t2－t1，Δt2＝t4－t3，Δt'＝|Δt1－Δt2|。这是步骤S210的一种示例性的实现方式。
（公 式五）
进一步地，所述步骤S404中，按照公式六进行三阶差分运算。其中Δh1'和Δh2'是两个二阶差分运算结果，conj函数是计算复数的共轭值，Δf1'和Δf2'是两个二阶差分频偏估计量，Δh''是三阶差分运算结果，Δf''是三阶差分频偏估计量，Δt1'＝|Δt1－Δt2|，Δt1＝t2－t1，Δt2＝t4－t3，Δt2'＝|Δt3－Δt4|，Δt3＝t6－t5，Δt4＝t8－t7，Δt''＝|Δt1'－Δt2'|，双竖线表示绝对值。这是步骤S404的一种示例性的实现方式。
（公式六）
本申请还提供了一种移动通信***中的频偏估计***，包括信道估计单元、一阶差分运算单元、反三角函数运算单元、频偏估计单元和二阶差分运算单元。所述信道估计单元用来根据导频信息分别估计出四个时刻的移动终端的信道，送往一阶差分运算单元。所述一阶差分运算单元用来对两个不同时刻的信道估计结果进行一阶差分运算得到一阶差分运算结果，同时送往反三角函数运算单元和二阶差分运算单元。所述反三角函数运算单元用来根据一阶差分运算结果、二阶差分运算结果分别得到的相位信息，分别通过反三角函数运算得到一阶差分相位偏移估计量、二阶差分相位偏移估计量，送往频偏估计单元。所述频偏估计单元用来由一阶差分相位偏移估计量、二阶差分相位偏移估计量分别得到一阶差分频偏估计量、二阶差分频偏估计量；其中一阶差分频偏估计量送往二阶差分运算单元。所述二阶差分运算单元用来对两个一阶差分运算结果以及两个一阶差分频偏估计量进行二阶差分运算，得到二阶差分运算结果，送往反三角函数运算单元。
上述频偏估计***在不增加任何硬件计算逻辑资源的前提下，通过软件的方式主动构造出二阶差分，可以得到比一阶差分的频偏估计范围更大的频偏估计值。同时这个频偏估计***又兼具了不同信道估计结果上的导频信号特点，从而也具有精度高的特点。
进一步地，所述频偏估计***还包括三阶差分运算单元。所述信道估计单元用来根据导频信息分别估计出八个时刻的移动终端的信道，送往一阶差分运算单元。所述反三角函数运算单元还用来根据三阶差分运算结果得到的相位信息，通过反三角函数运算得到三阶差分相位偏移估计量，送往频偏估计单元。所述频偏估计单元还用来由三阶差分相位偏移估计量得到三阶差分频偏估计量，并将所述二阶差分频偏估计量送往三阶差分运算单元。所述二阶差分运算单元得到的二阶差分运算结果还送往三阶差分运算单元。所述三阶差分运算单元用来对两个二阶差分运算结果以及两个二阶差分频偏估计量进行三阶差分运算，得到三阶差分运算结果，送往反三角函数运算单元。
上述频偏估计***在不增加任何硬件计算逻辑资源的前提下，通过软件的方式主动构造出三阶差分，可以得到比一阶差分、二阶差分的频偏估计范围都更大的频偏估计值。同时这个频偏估计***又兼具了不同信道估计结果上的导频信号特点，从而也具有精度高的特点。
本申请取得的技术效果是通过多阶差分的思想，在不增加任何硬件计算逻辑资源的前提下，通过软件的方式主动构造出不同阶数的时间差分结果，不依赖于信道估计的结果，得到不同频偏估计范围的频偏估计结果。
附图说明
图1是移动通信***中现有的跟踪阶段的小频偏估计方法的流程图。
图2是本申请提供的移动通信***中的频偏估计方法的实施例一的流程图。
图3是图2中的步骤S202选取四个不同时刻t1、t2、t3、t4的资源图。
图4是本申请提供的移动通信***中的频偏估计方法的实施例一的流程图。
图5a、图5b是LTE***中采用常规循环前缀的两天线下行链路导频资源分布图。
图6是本申请提供的移动通信***中的频偏估计***的实施例一的结构示意图。
图7是本申请提供的移动通信***中的频偏估计***的实施例二的结构示意图。
图中附图标记说明：60为频偏估计***的实施例一；62为信道估计单元；64为一阶差分运算单元；66为反三角函数运算单元；68为频偏估计单元；610为二阶差分运算单元；70为频偏估计***的实施例二；710为三阶差分运算单元。
具体实施方式
请参阅图2，本申请提供的移动通信***中的频偏估计方法的实施例一包括如下步骤。
步骤S202：根据导频信息分别估计出四个时刻t1、t2、t3、t4的移动终端的信道h(t1)、h(t2)、h(t3)、h(t4)，如公式一所示。
请参阅图3，其中的每个小方块表示资源单元（resource element，RE）。所选取的四个时刻t1、t2、t3、t4的取值要求是t1≠t2，t3≠t4，Δt1≠Δt2，且Δt'＜min{Δt1, Δt2}。其中Δt1＝t2－t1，Δt2＝t4－t3，Δt'＝|Δt1－Δt2|，双竖线表示绝对值，min函数表示取最小的值。除上述要求之外，某些时刻可以相同，例如t2与t3可相同，t1与t3可相同，t2与t4可相同。四个时刻的先后顺序没有严格要求，例如可以是t1、t3、t2、t4的先后顺序，也可以是t1、t3、t4、t2的先后顺序。为了便于描述，假设t2在t1之后，t4在t3之后。这一步中，由于Δt1和Δt2都比较小，满足t1时刻和t2时刻之间、t3时刻和t4时刻之间的信道都近似相等的特点。
步骤S204：根据对两个不同时刻t1、t2的信道估计值h(t1)、h(t2)进行一阶差分运算得到一阶差分运算结果一Δh1，如公式二所示。其中Δf改为Δf1，为一阶差分频偏估计量一；Δt改为Δt1，为t2时刻与t1时刻的时间间隔。
根据对两个不同时刻t3、t4的信道估计值h(t3)、h(t4)进行一阶差分运算得到一阶差分运算结果二Δh2，如公式二所示。其中Δf改为Δf2，为一阶差分频偏估计量二；Δt改为Δt2，为t4时刻与t3时刻的时间间隔。
步骤S206：根据一阶差分运算结果一Δh1得到的相位信息一，通过反三角函数运算得到一阶差分相位偏移估计量一ΔΦ1，如公式三所示。其中Δf改为Δf1，Δt改为Δt1。此时ΔΦ1的范围是－π＜ΔΦ1≤π。
根据一阶差分运算结果二Δh2得到的相位信息二，通过反三角函数运算得到一阶差分相位偏移估计量二ΔΦ2，如公式三所示。其中Δf改为Δf2，Δt改为Δt2。此时ΔΦ2的范围是－π＜ΔΦ2≤π。
步骤S208：由一阶差分相位偏移估计量一ΔΦ1得到一阶差分频偏估计量一Δf1，如公式四所示。其中Δt改为Δt1。
由一阶差分相位偏移估计量二ΔΦ2得到一阶差分频偏估计量二Δf2，如公式四所示。其中Δt改为Δt2。
步骤S210：对两个一阶差分运算结果Δh1和Δh2以及两个一阶差分频偏估计量Δf1和Δf2按照公式五进行二阶差分（second order difference）运算，得到二阶差分运算结果Δh'。其中Δf'表示最终的二阶差分频偏估计值。
（公 式五）
步骤S212：根据二阶差分运算结果Δh'到的相位信息，通过反三角函数运算得到二阶差分相位偏移估计量ΔΦ'，如公式三所示。其中，ΔΦ改为ΔΦ'，Δh改为Δh'，Δf改为Δf'，为二阶差分频偏估计量；Δt改为Δt'。此时ΔΦ'的范围是－π＜ΔΦ'≤π。
步骤S214：由二阶差分相位偏移估计量ΔΦ'得到二阶差分频偏估计量Δf'，如公式四所示。其中，Δf改为Δf'，ΔΦ改为ΔΦ'，Δt改为Δt'。由于在步骤S202中，选取的四个时刻t1、t2、t3、t4符合特定条件，所以这一步得到的最终的频偏估计值Δf'＞max{Δf1,Δf2}。其中max函数表示取最大的值。这是由于公式四中，Δf'和Δt'成反比；Δt'越小，Δf'就越大。本申请的出发点正是通过二阶差分构造一个比任何一个一阶差分的Δt都更小的Δt'。由此可知Δf'能满足更大范围的频偏估计。
请参阅图4，本申请提供的移动通信***中的频偏估计方法的实施例二包括如下步骤。
步骤S402：选取八个时刻t1至t8，它们的取值要求包括以下全部三个条件。
条件一：t1、t2、t3、t4的取值要求是t1≠t2，t3≠t4，Δt1≠Δt2，且Δt1'＜min{Δt1, Δt2}。其中Δt1＝t2－t1，Δt2＝t4－t3，Δt1'＝|Δt1－Δt2|，双竖线表示绝对值，min函数表示取最小的值。
条件二：t5、t6、t7、t8的取值要求是t5≠t6，t7≠t8，Δt3≠Δt4，且Δt2'＜min{Δt3, Δt4}。其中Δt3＝t6－t5，Δt4＝t8－t7，Δt2'＝|Δt3－Δt4|，双竖线表示绝对值，min函数表示取最小的值。
条件三：Δt''＜min{Δt1', Δt2'}。其中Δt''＝|Δt1'－Δt2'|，双竖线表示绝对值，min函数表示取最小的值。
除上述要求之外，某些时刻可以相同，八个时刻的先后顺序也没有严格要求。为了便于描述，假设t2在t1之后，t4在t3之后，t6在t5之后，t8在t7之后。这一步中，由于Δt1、Δt2、Δt3、Δt4、Δt5、Δt6、Δt7、Δt8都比较小，满足t1时刻和t2时刻之间、t3时刻和t4时刻之间、t5时刻和t6时刻之间、t7时刻和t8时刻之间的信道都近似相等的特点。
对四个时刻t1、t2、t3、t4按照步骤S202至步骤S214得到二阶差分运算结果一Δh1'和二阶差分频偏估计量一Δf1'。对四个时刻t5、t6、t7、t8按照步骤S202至步骤S214得到二阶差分运算结果二Δh2'和二阶差分频偏估计量二Δf2'。
步骤S404：对两个二阶差分运算结果Δh1'和Δh2'以及两个二阶差分频偏估计量Δf1'和Δf2'按照公式六进行三阶差分（second order difference）运算，得到三阶差分运算结果Δh''。其中Δf''表示最终的三阶差分频偏估计值。
（公式六）
步骤S406：根据三阶差分运算结果Δh''到的相位信息，通过反三角函数运算得到三阶差分相位偏移估计量ΔΦ''，如公式三所示。其中，ΔΦ改为ΔΦ''，Δh改为Δh''，Δf改为Δf''，Δt改为Δt''。此时ΔΦ''的范围是－π＜ΔΦ'≤π。
步骤S408：由三阶差分相位偏移估计量ΔΦ''得到三阶差分频偏估计量Δf''，如公式四所示。其中，Δf改为Δf''，ΔΦ改为ΔΦ''，Δt改为Δt''。由于上述取值要求的条件三，所以三阶差分的频偏估计值Δf''＞max{Δf1', Δf2'}，其中max函数表示取最大的值。这表明实施例二通过三阶差分构造一个比任何一个一阶差分的Δt、比任何一个二阶差分的Δt'都更小的Δt''，由此可知Δf''具有更大的频偏估计范围。
由上述两个实施例可知，基于相同原理，本申请可以在二阶差分运算、三阶差分运算的基础上进行反复的多阶差分运算的频偏估计，并且频偏估计的范围取决于构造的最高阶差分的时间差。最高阶差分的时间差越小，频偏估计范围越大，同时这个频偏估计又兼具了不同信道估计结果上的导频信号特点，从而频偏估计结果也具有精度高，范围大的特点。
请参阅图5a和图5b，这是3GPP技术规范36.211的6.10章《Reference Signals》（参考信号）中的常规循环前缀（normal cyclic prefix）的下行链路参考信号的映射图。其中eNB（eNodeB，基站）的发射天线数目为2，天线端口(antenna port)分别用0和1来表示。图5a和图5b中，每个小方块表示一个时频资源单元（Resource Element，RE），在时域上为一个符号（symbol）用字母l表示，在频域上为一个子载波用字母k表示，通过坐标（k,l）就可以定位到指定的RE上。填充阴影的小方块表示在该天线端口上不使用。标注R0的小方块表示在天线端口0上用作参考信号。标注R1的小方块表示在天线端口1上用作参考信号。因此图5a和图5b是LTE***最常见的两个天线端口的导频分布图。在LTE***中，一个时长为1ms的子帧（subframe）由两个时长为0.5ms的时隙（slot）组成，每个时隙又由7个符号（symobl）组成，这7个符号用字母l为0至6来表示。UE（User Equipment，用户设备）根据接收到导频信息进行信道估计，会在l=0和l=4的偶数时隙、l=0和l=4的奇数时隙上各得到4组信道估计的结果，分别对应天线端口0、天线端口1的信道估计结果。按照传统的频偏估计方法，可供选择的进行频偏估计的信道有下面两种类型。第一种是间隔4个OFDM符号（OFDM Symbol）的，比如偶数时隙的l=0和l=4、奇数时隙的l=0和l=4。第一种时间间隔对应的最大频偏估计值范围-1752Hz≤Δf1＜1752Hz，Δt1＝4×TOS。其中TOS指一个OFDM符号的时间长度。第二种是间隔3个OFDM符号的，比如偶数时隙的l=4和奇数时隙的l=0。第二种时间间隔对应的最大频偏估计值范围-2330Hz≤Δf2＜2330Hz，Δt2＝3×TOS。这种频偏估计方法具有较高的精度，但由于使用了基于全频段分布的CRS（Cell-specific reference signal，小区特定参考信号）作为参考资源，运算量较大，通常需要辅助的硬件逻辑资源来完成计算。
如果采用本申请提供的频偏估计方法，间隔4个OFDM符号的一阶差分结果和间隔3个OFDM符号的一阶差分结果可以进行二阶差分，则可以构造1个OFDM符号的二阶差分结果，能支持的频偏估计范围为-7007Hz≤Δf'＜7007Hz，Δt'＝1×TOS。本申请提供的频偏估计范围高达14014Hz，并且也完全具有全频段CRS的特点；同时不受信道估计误差的影响，具有较高的精度；同时不用增加额外的硬件计算逻辑资源，由CPU等硬件采用软件实时计算即可完成。
请参阅图6，这是本申请提供的移动通信***中的频偏估计***的实施例一，与图2所示的频偏估计方法的实施例一相对应。所述频偏估计***60包括信道估计单元62、一阶差分运算单元64、反三角函数运算单元66、频偏估计单元68和二阶差分运算单元610。
所述信道估计单元62用来根据导频信息分别估计出四个时刻t1至t4的移动终端的信道，送往一阶差分运算单元64。所选取的四个时刻t1、t2、t3、t4的取值要求是t1≠t2，t3≠t4，Δt1≠Δt2，且Δt'＜min{Δt1, Δt2}。
所述一阶差分运算单元64用来对两个不同时刻的信道估计值进行一阶差分运算得到一阶差分运算结果，同时送往反三角函数运算单元66和二阶差分运算单元610。
所述反三角函数运算单元66用来根据一阶差分运算结果、或二阶差分运算结果分别得到的相位信息，分别通过反三角函数运算得到一阶差分相位偏移估计量、或二阶差分相位偏移估计量，送往频偏估计单元68。
所述频偏估计单元68用来由一阶差分相位偏移估计量、或二阶差分相位偏移估计量分别得到一阶差分频偏估计量、二阶差分频偏估计量。其中一阶差分频偏估计量送往二阶差分运算单元610，二阶差分频偏估计量就是所述频偏估计***60最终得到的频偏估计值。
所述二阶差分运算单元610用来对两个一阶差分运算结果、二个一阶差分频偏估计量进行二阶差分运算，得到二阶差分运算结果，送往反三角函数运算单元66。
请参阅图7，这是本申请提供的移动通信***中的频偏估计***的实施例二，与图4所示的频偏估计方法的实施例二相对应。所述频偏估计***70包括信道估计单元62、一阶差分运算单元64、反三角函数运算单元66、频偏估计单元68、二阶差分运算单元610和三阶差分运算单元710。
所述信道估计单元62用来根据导频信息分别估计出八个时刻t1至t8的移动终端的信道，送往一阶差分运算单元64。
所选取的八个时刻t1至t8的取值要求同时满足以下三个条件。
条件一：t1、t2、t3、t4的取值要求是t1≠t2，t3≠t4，Δt1≠Δt2，且Δt1'＜min{Δt1, Δt2}。其中Δt1＝t2－t1，Δt2＝t4－t3，Δt1'＝|Δt1－Δt2|，双竖线表示绝对值，min函数表示取最小的值。
条件二：t5、t6、t7、t8的取值要求是t5≠t6，t7≠t8，Δt3≠Δt4，且Δt2'＜min{Δt3, Δt4}。其中Δt3＝t6－t5，Δt4＝t8－t7，Δt2'＝|Δt3－Δt4|，双竖线表示绝对值，min函数表示取最小的值。
条件三：Δt''＜min{Δt1', Δt2'}。其中Δt''＝|Δt1'－Δt2'|，双竖线表示绝对值，min函数表示取最小的值。
所述一阶差分运算单元64用来对两个不同时刻的信道估计值进行一阶差分运算得到一阶差分运算结果，同时送往反三角函数运算单元66和二阶差分运算单元610。
所述反三角函数运算单元66用来根据一阶差分运算结果、或二阶差分运算结果、或三阶差分运算结果分别得到的相位信息，分别通过反三角函数运算得到一阶差分相位偏移估计量、或二阶差分相位偏移估计量、或三阶差分相位偏移估计量，送往频偏估计单元68。
所述频偏估计单元68用来由一阶差分相位偏移估计量、或二阶差分相位偏移估计量、或三阶差分相位偏移估计量分别得到一阶差分频偏估计量、或二阶差分频偏估计量、或三阶差分频偏估计量。其中一阶差分频偏估计量送往二阶差分运算单元610，二阶差分频偏估计量送往三阶差分运算单元710，三阶差分频偏估计量就是所述频偏估计***60最终得到的频偏估计值。
所述二阶差分运算单元610用来对两个一阶差分运算结果、二个一阶差分频偏估计量进行二阶差分运算，得到二阶差分运算结果，同时送往反三角函数运算单元66和三阶差分运算单元710。
所述三阶差分运算单元710用来对两个二阶差分运算结果、二个二阶差分频偏估计量进行三阶差分运算，得到三阶差分运算结果，送往反三角函数运算单元66。
由上述两个实施例可知，基于相同原理，本申请可以在二阶差分运算、三阶差分运算的基础上进行反复的多阶差分运算的频偏估计，并且频偏估计的范围取决于构造的最高阶差分的时间差。
本发明根据移动通信***中基于相位偏差进行频偏估计的特点，提出一种多阶差分的思路，在不增加硬件计算逻辑的前提下，根据现有信道估计的而结果，进行多阶差分运算，得到频偏估计结果。该方法具有精度高，超大频偏估计范围大的特点；同时又不需要使用额外的硬件资源，可以通过软件的方式完成计算。该方法主动构造出不同阶数的时间差分结果，不依赖于信道估计的结果，得到不同频偏估计范围的频偏估计结果，满足各种场景下的实时大频偏估计的需求。
以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (12)

1.一种移动通信***中的频偏估计方法，其特征是，包括如下步骤：
步骤S202：根据导频信息分别估计出四个时刻的移动终端的信道；
步骤S204：根据两个不同时刻的信道估计结果进行一阶差分运算，根据另外两个不同时刻的信道估计结果也进行一阶差分运算，得到两个一阶差分运算结果；所述一阶差分运算是将一个信道估计结果与另一个信道估计结果的共轭值相乘；
步骤S206：根据两个一阶差分运算结果分别得到的两个相位信息，通过反三角函数运算分别得到一阶差分相位偏移估计量；
步骤S208：由两个一阶差分相位偏移估计量分别得到一阶差分频偏估计量；
步骤S210：对两个一阶差分运算结果以及两个一阶差分频偏估计量进行二阶差分运算，得到二阶差分运算结果；所述二阶差分运算是将一个一阶差分运算结果与另一个一阶差分运算结果的共轭值相乘；
步骤S212：根据二阶差分运算结果到的相位信息，通过反三角函数运算得到二阶差分相位偏移估计量；
步骤S214：由二阶差分相位偏移估计量得到二阶差分频偏估计量。
2. 根据权利要求1所述的移动通信***中的频偏估计方法，其特征是，所述步骤S202中，所述四个时刻t1至t4满足t1≠t2，t3≠t4，Δt1≠Δt2，且Δt'＜min{Δt1, Δt2}；其中Δt1＝t2－t1，Δt2＝t4－t3，Δt'＝|Δt1－Δt2|，双竖线表示绝对值，min函数表示取最小。
3.根据权利要求1所述的移动通信***中的频偏估计方法，其特征是，包括如下步骤：
步骤S402：选取八个时刻；对四个时刻按照步骤S202至步骤S214得到二阶差分运算结果一和二阶差分频偏估计量一；对另外四个时刻也按照步骤S202至步骤S214得到二阶差分运算结果二和二阶差分频偏估计量二；
步骤S404：对两个二阶差分运算结果以及两个二阶差分频偏估计量进行三阶差分运算，得到三阶差分运算结果；所述三阶差分运算是将一个二阶差分运算结果与另一个二阶差分运算结果的共轭值相乘；
步骤S406：根据三阶差分运算结果到的相位信息，通过反三角函数运算得到三阶差分相位偏移估计量；
步骤S408：由三阶差分相位偏移估计量得到三阶差分频偏估计量。
4.根据权利要求3所述的移动通信***中的频偏估计方法，其特征是，所述步骤S402中，所述八个时刻t1至t8同时满足以下三个条件；
条件一：t1、t2、t3、t4的取值要求是t1≠t2，t3≠t4，Δt1≠Δt2，且Δt1'＜min{Δt1,Δt2}；其中Δt1＝t2－t1，Δt2＝t4－t3，Δt1'＝|Δt1－Δt2|，双竖线表示绝对值，min函数表示取最小；
条件二：t5、t6、t7、t8的取值要求是t5≠t6，t7≠t8，Δt3≠Δt4，且Δt2'＜min{Δt3,Δt4}；其中Δt3＝t6－t5，Δt4＝t8－t7，Δt2'＝|Δt3－Δt4|，双竖线表示绝对值，min函数表示取最小；
条件三：Δt''＜min{Δt1', Δt2'}；其中Δt''＝|Δt1'－Δt2'|，双竖线表示绝对值，min函数表示取最小。
5. 根据权利要求1所述的移动通信***中的频偏估计方法，其特征是，
（公式一）
所述步骤S202中，按照公式一计算信道估计结果；其中h(t)表示复数形式的信道估计结果，t表示信道估计结果中的时间变量，||是复数取模操作，|h|表示信道估计结果的幅度，e是自然常数，是信道估计结果的相位信息。
6. 根据权利要求1所述的移动通信***中的频偏估计方法，其特征是，
（公式二）
所述步骤S204中，按照公式二进行一阶差分运算；其中Δh表示一阶差分运算结果，h(t)表示复数形式的信道估计结果，|h|表示信道估计结果的幅度，是信道估计结果的相位信息，Δt＝t2－t1，为t2时刻与t1时刻的时间间隔；conj函数是计算复数的共轭值；Δf是一阶差分频偏估计量。
7. 根据权利要求3所述的移动通信***中的频偏估计方法，其特征是，
（公式三）
所述步骤S206中，按照公式三计算一阶差分相位偏移估计量；其中，表示一阶差分相位偏移估计量；Δh表示一阶差分运算结果；
所述步骤S212中，按照公式三计算二阶差分相位偏移估计量；其中，ΔΦ改为ΔΦ'，表示二阶差分相位偏移估计量；Δh改为Δh'，表示二阶差分运算结果；
所述步骤S406中，按照公式三计算三阶差分相位偏移估计量；其中，ΔΦ改为ΔΦ''，表示三阶差分相位偏移估计量；Δh改为Δh''，表示三阶差分运算结果；
其中arg函数是计算复数的辐角。
8. 根据权利要求3所述的移动通信***中的频偏估计方法，其特征是，
（公式四）
所述步骤S208中，按照公式四计算一阶差分频偏估计量；其中，Δf表示一阶差分频偏估计量；ΔΦ表示一阶差分相位偏移估计量；Δt表示两个时刻的时间间隔；
所述步骤S214中，按照公式四计算二阶差分频偏估计量；其中，Δf改为Δf'，表示二阶差分频偏估计量；ΔΦ改为ΔΦ'，表示二阶差分相位偏移估计量；Δt改为Δt'，Δt'＝|Δt1－Δt2|，Δt1＝t2－t1，Δt2＝t4－t3，双竖线表示绝对值；
所述步骤S408中，按照公式四计算三阶差分频偏估计量；其中，Δf改为Δf''，表示三阶差分频偏估计量；ΔΦ改为ΔΦ''，表示三阶差分相位偏移估计量；Δt改为Δt''，Δt''＝|Δt1'－Δt2'|，Δt1'＝|Δt1－Δt2|，Δt1＝t2－t1，Δt2＝t4－t3，Δt2'＝|Δt3－Δt4|，Δt3＝t6－t5，Δt4＝t8－t7，双竖线表示绝对值。
9. 根据权利要求1所述的移动通信***中的频偏估计方法，其特征是，
（公式五）
所述步骤S210中，按照公式五进行二阶差分运算；其中Δh1和Δh2是两个一阶差分运算结果，|h1|和|h2|是两个信道估计结果的幅度，conj函数是计算复数的共轭值，Δf1和Δf2是两个一阶差分频偏估计量，Δh'是二阶差分运算结果，Δf'是二阶差分频偏估计量，Δt1＝t2－t1，Δt2＝t4－t3，Δt'＝|Δt1－Δt2|。
10. 根据权利要求3所述的移动通信***中的频偏估计方法，其特征是，
（公式六）
所述步骤S404中，按照公式六进行三阶差分运算；其中Δh1'和Δh2'是两个二阶差分运算结果，conj函数是计算复数的共轭值，Δf1'和Δf2'是两个二阶差分频偏估计量，Δh''是三阶差分运算结果，Δf''是三阶差分频偏估计量，Δt1'＝|Δt1－Δt2|，Δt1＝t2－t1，Δt2＝t4－t3，Δt2'＝|Δt3－Δt4|，Δt3＝t6－t5，Δt4＝t8－t7，Δt''＝|Δt1'－Δt2'|，双竖线表示绝对值。
11.一种移动通信***中的频偏估计***，其特征是，包括信道估计单元、一阶差分运算单元、反三角函数运算单元、频偏估计单元和二阶差分运算单元；
所述信道估计单元用来根据导频信息分别估计出四个时刻的移动终端的信道，送往一阶差分运算单元；
所述一阶差分运算单元用来对两个不同时刻的信道估计结果进行一阶差分运算得到一阶差分运算结果，同时送往反三角函数运算单元和二阶差分运算单元；
所述反三角函数运算单元用来根据一阶差分运算结果、二阶差分运算结果分别得到的相位信息，分别通过反三角函数运算得到一阶差分相位偏移估计量、二阶差分相位偏移估计量，送往频偏估计单元；
所述频偏估计单元用来由一阶差分相位偏移估计量、二阶差分相位偏移估计量分别得到一阶差分频偏估计量、二阶差分频偏估计量；其中一阶差分频偏估计量送往二阶差分运算单元；
所述二阶差分运算单元用来对两个一阶差分运算结果以及两个一阶差分频偏估计量进行二阶差分运算，得到二阶差分运算结果，送往反三角函数运算单元。
12.根据权利要求11所述的移动通信***中的频偏估计***，其特征是，还包括三阶差分运算单元；
所述信道估计单元用来根据导频信息分别估计出八个时刻的移动终端的信道，送往一阶差分运算单元；
所述反三角函数运算单元还用来根据三阶差分运算结果得到的相位信息，通过反三角函数运算得到三阶差分相位偏移估计量，送往频偏估计单元；
所述频偏估计单元还用来由三阶差分相位偏移估计量得到三阶差分频偏估计量，并将所述二阶差分频偏估计量送往三阶差分运算单元；
所述二阶差分运算单元得到的二阶差分运算结果还送往三阶差分运算单元；
所述三阶差分运算单元用来对两个二阶差分运算结果以及两个二阶差分频偏估计量进行三阶差分运算，得到三阶差分运算结果，送往反三角函数运算单元。
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