CN102546484A - 基于信标帧的信道训练方法和接收机装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于信标帧的信道训练方法，接入终端设备上电后，进行信标帧初始同步搜索，同时计算采样时钟频偏的初始估计；基于采样时钟频偏的初始估计，启动采样时钟频偏跟踪估计和补偿；进行带内窄带干扰估计并根据带内窄带干扰的频点位置计算陷波滤波器系数；对经过低通滤波和陷波滤波处理后的数字基带信号进行第二功率控制处理；启动载波频偏粗估计以及补偿处理；启动载波频偏精估计以及补偿处理；启动信道频域响应估计处理；接收机进入信道状况跟踪状态。本发明还公开了一种基于信标帧的信道训练接收机装置。本发明能够提高信标帧同步检测的成功概率，还能够提高信道估计的精度。

Description

基于信标帧的信道训练方法和接收机装置

技术领域

本发明涉及数字通信领域，特别是涉及一种在基于同轴电缆的宽带接入通信***中基于信标帧的信道训练方法。本发明还涉及基于信标帧的信道训练接收机装置。

背景技术

基于同轴电缆的宽带接入技术利用已有的同轴电缆网络实现高速率、高可靠性的网络接入和数据传输，而无需对现有网络做任何调整，与其他接入技术如xDSL、以太网接入甚至FTTH接入等技术相比在接入网改造成本和接入带宽方面具有明显的综合优势。典型的基于同轴电缆的宽带接入技术有HiNOC、HomePlug AV、MoCA、以及HomePNA等。

基于同轴电缆的宽带接入技术通常在物理层采用OFDM(正交频分复用)载波调制方式，在OFDM的各个子载波上则采用QAM(正交幅度调制)调制方式。在MAC(Media Access Control：媒体接入控制)层，通常双工方式采用TDD(Time Division Duplex：时分双工)方式，多址技术则采用TDMA(Time Division Multiple Access：时分多址)技术。

进一步，为了避免不同用户的接入通信之间的冲突，通常采用全协调的调度方式，即整个接入子网的所有的发送事件全部由一个中心节点进行调度。一个接入子网占用同轴电缆的一个信道，一个接入子网由一个中心节点设备和若干个接入终端设备构成。在物理层面，接入子网可以看作是介质共享型的总线型网络，中心节点设备和接入终端设备都是连接在同一共享物理介质上。中心节点设备根据下行的数据帧到来状况、各接入终端设备的上行数据发送预约申请状况以及其它例如说优先度、用户带宽限制等管理控制的需求，对下行的发送机会以及各接入终端设备的上行发送机会进行调度决策，并通知各接入终端。这样各接入终端就知道什么时候可以发送数据、什么时候可以接收数据。基于这种全协调的调度机制，可以完全避免不同接入终端设备与中心节点设备之间的通信之间的冲突。

为了使上述全协调的TDD/TDMA方式的调度机制成为可能，在一个子网中的中心节点设备和各接入终端设备之间必须保持完全地定时同步。通常，由中心节点设备周期性地发送信标帧作为一个子网中的所有设备之间的定时基准，每个接入终端设备基于对信标帧的同步检测和接收进行本地时钟的校准以保持本地时钟与中心节点设备的时钟同步。

通信信道中存在的各种各样的干扰、发射端和接收端的器件的非理想特性等会给接收机的信号接收处理造成困难。比如说，通信信道中存在的多径(或者说回波)干扰，信号传输过程中的信号功率衰减，收发端器件的热噪声，收发端用于产生时钟信号的本地振荡器的频率差异导致的采样时钟频率偏差以及载波频率偏差，等等。接收端必须估计由于多径干扰所造成的信道时域冲激响应或者频域响应、接收信号输入功率、采样时钟频率偏差以及载波频率偏差，并且给予补偿或者消除，才能获得较好的接收解调性能。接收机对信道时域或频域响应的估计以及对输入信号功率、采样时钟频率偏差、载波频率偏差等的估计和补偿通常统称为信道训练，经过信道训练后接收机得到具有合适的平均功率、采样时钟频率偏差以及载波频率偏差已经被基本消除的信号，然后再基于信道训练所得到的信道时域或者频域响应进行均衡和解调处理，可以正确地恢复出有效信息。

通常，接入终端设备在上电之后先搜索信道上的信标帧，找到信标帧后进行信道训练，完成信道训练后即开始与中心节点之间的双向数据通信。信标帧的帧同步检测出错概率高以及信道训练的精度不够是基于同轴电缆的宽带接入通信***性能的最大的限制因素。信标帧的帧同步检测结果出现偏差会导致***的数据传输的丢包率增大。如果帧同步检测结果出现严重偏差则根本就无法进行通信，此时***只能进行复位后重新进行帧同步检测，这样就增加了接入终端设备接入网络的时间，导致用户的网络接入体验的降低。另一方面，信道训练的精度不够导致通信***中存在的功率偏差、时频偏以及信道响应所带来的信号频谱的扭曲得不到充分的补偿，这些残留的误差会对通信***的误码性能有严重影响，残留误差太大会导致丢包率的大幅度降低，从而降低***通信效率，最终降低用户网络接入体验。因此，为了保证稳定、高效的基于同轴电缆的宽带接入通信***的数据通信，需要高成功率的信标帧帧同步检测技术以及高精度的信道训练技术。

发明内容

本发明针对上述问题，提供一种基于信标帧的信道训练方法，能够提高帧同步检测的成功概率以及很高精度的信道训练结果；为此，本发明还要提供一种基于信标帧的信道训练接收机装置。

为解决上述技术问题，本发明的基于信标帧的信道训练方法，包含以下步骤：

步骤一、中心节点设备周期性地发送信标帧；

步骤二、接入终端设备上电后，进行信标帧初始同步搜索，基于连续多个信标帧同步检测的结果，判断是否成功地检测到信标帧的同步位置；如果成功地找到了信标帧的帧头同步位置，则计算采样时钟频偏的初始估计后转向步骤三；如果在一定的时间内没有找到信标帧的帧头同步位置，则判定检测失败，退出信道训练流程；

步骤三、基于采样时钟频偏的初始估计，启动采样时钟频偏跟踪估计和补偿，启动时基计数器的增减拍调整；同时启动第一功率控制处理；在第一功率控制收敛后，转向步骤四；如果在一定时间内第一功率控制仍未收敛，则判定收敛失败，退出信道训练流程；

步骤四、进行带内窄带干扰估计，如果检测到带内窄带干扰，则转向步骤四；否则，直接跳到步骤五；

步骤五、根据带内窄带干扰的频点位置计算陷波滤波器系数，并将计算得到的陷波滤波器系数设定到陷波滤波器进行陷波滤波处理，由所述陷波滤波器在时域上将对应频点的带内窄带干扰滤除掉；

步骤六、对经过低通滤波和陷波滤波处理后的数字基带信号进行第二功率控制处理，将经低通滤波和陷波滤波处理后的数字基带信号的平均功率调节到后续处理模块的所需要的最优输入平均功率；第二功率控制处理收敛后，转向步骤七；如果在一定时间内第二功率控制处理仍未收敛，则判定收敛失败，退出信道训练流程；

步骤七、启动载波频偏粗估计及补偿处理，使得载波频偏从初始的较大值收敛到一个较小的范围；当判定载波频偏粗估计和补偿处理收敛之后，即停止载波频偏粗估计及补偿处理，转向步骤八；如果在一定时间内载波频偏粗估计及补偿处理仍未收敛，则判定收敛失败，退出信道训练流程；

步骤八、启动精频偏估计以及补偿处理，当判定载波频偏精估计和补偿处理收敛后，则转向步骤九；如果在一定时间内载波频偏精估计和补偿处理仍未收敛，则判定收敛失败，退出信道训练流程；

步骤九、启动信道频域响应估计处理，判断信道频域响应估计处理收敛后，转入步骤十；如果在一定时间内信道频域响应估计处理仍未收敛，则判定收敛失败，退出信道训练流程；

步骤十、接收机进入信道状况跟踪状态。

本发明的基于信标帧的信道训练接收机装置，包括：

A/D变换器，对模拟信号进行采样以及模数变换，生成数字信号；

第一功率估计模块，对A/D变换器输出的数字信号进行功率估计，得到第一功率估计信号；

载波频偏纠正和下变频模块，基于载波频偏信号对输入数字信号进行载波频偏纠正以及数字下变频处理；

陷波滤波器，对输入的数字基带信号进行指定频点的陷波滤波处理，滤除被检测到的带内窄带干扰；

插值滤波器，通过插值的方式对输入的经过陷波滤波器处理后的数字基带信号进行速率变换，将采样率对应于A/D变换器采样速率的数字信号变换为符号速率的数据；

低通滤波器，对插值滤波器输出的经过速率变换后的数字基带信号进行低通滤波处理，滤除带外干扰信号；

第二功率估计模块，对低通滤波器的输出信号再次进行平均功率估计，得到第二功率估计信号；

数字增益控制模块，基于所述第二功率控制信号对低通滤波器输出的信号进行功率调节，使得其输出信号的平均功率对于后续处理模块处于最佳输入平均功率状态；

帧头检测及帧头时序控制模块，基于数字增益控制模块的输出信号进行帧头检测，检测到帧头以后从帧头开始将有效的数据帧信号分解为一个个OFDM符号，并去除循环保护前缀后输出给FFT模块；

粗频偏估计模块，基于时域的OFDM数据进行载波频偏的粗估计，得到载波频偏粗估计信号；

FFT模块，按OFDM符号单位对接收的数据进行离散傅立叶变换，将时域的OFDM数据变换为频域的OFDM数据；

精频偏跟踪估计模块，基于频域的OFDM数据进行载波频偏的精估计，得到载波频偏精估计信号；

信道估计模块，基于信标帧中携带的OFDM符号部分的频域数据进行信道频域响应的估计；

均衡模块，基于信道频域响应估计结果，将频域OFDM数据的各个子载波的数据除以对应子载波的信道频域响应估计结果，对信道传输所带来的数据符号的相位偏转以及幅度衰减进行补偿；

信道解码模块，对经过均衡处理后的数据进行信道解码处理，产生解码信号；

信噪比估计模块，利用均衡模块输出的数据结果进行各个子载波的信噪比估计；

信道训练控制器，负责整个包括信标帧帧头同步检测在内的信道训练流程的控制处理，即决定什么时候启动什么模块，根据各模块处理的处理结果进行综合处理生成相应的反馈控制信号，对各模块的处理结果经过统计分析进行收敛判断，并进行相应的流程控制。

本发明采用基于连续多次信标帧同步搜索结果进行确认的方式能够得到可靠性极高的信标帧同步结果，避免由于信标帧同步检测错误所带来的***性能的降低。同时本发明采用多级分段的基于信标帧的信道训练方法，能够有效地避免不同的信道偏差估计处理之间的相互耦合导致信道估计精度的下降，提供高精度的信道训练结果；并且每一阶段具有独立的锁定检测判断，这样确保在出现检测错误的时候能够在最早时刻终止当前的错误的处理进行重新尝试，能够有效地改善***接入时间性能。本发明能够大大提高基于同轴电缆的宽带接入通信***的数据通信的性能。

附图说明

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细的说明：

图1是典型的信标帧帧格式示意图；

图2是基于同轴电缆的宽带接入子网示意图；

图3是本发明的一实施例接收机装置结构框图；

图4是基于信标帧的信道训练流程图；

图5是有单频干扰时的信号功率谱图；

图6是载波频偏粗估计的算法示意图；

图7是图3中精频偏跟踪估计模块一实施例框图；

图8是图3中信道估计模块一实施例框图。

具体实施方式

典型的信标帧帧格式如图1所示，信标帧由帧头和帧体两部分构成，帧头的作用主要是用于帧同步捕捉，因此通常包含一段或者多段具有良好相关特性的伪随机序列，比如说M序列。信标帧的帧体部分主要用于一些网络控制信息的交互-比如说接入终端设备接入网络时所需要的控制信息的交互-或者一些公共信息的广播，考虑到带宽利用效率的提高，通常由较少的几个OFDM符号构成。考虑到信标帧要在信道训练和补偿之前较为恶劣的条件下进行接收解调，通常采用对载波频偏不敏感的低阶差分调制方式，常用的有DBPSK(差分二进制相移键控)或者DQPSK(差分正交相移键控)等。以下为了说明的方便假定采用DQPSK调制方式，但是本领域的工程人员应该知道所述方法并不仅限于适用于DQPSK调制方式，在不偏离本发明的基本思想的前提条件下经过适当的修改同样可以是用于任何低阶差分调制方式或者低阶非差分调制方式。

图2所示为基于同轴电缆的宽带接入***的一个接入子网的示意图。如图所示，一个接入子网由一个中心节点设备201和多个接入终端设备(即图中所示的接入节点设备221、222…22k)构成，它们都连接在同一根同轴电缆上。中心节点设备按周期T_beacon周期性地发送信标帧211，接入终端设备基于信标帧的检测和接收保持和中心节点设备的时钟同步，并获取中心节点设备201发送的下行控制信息。

图3是本发明所述的基于信标帧的信道训练接收机装置一实施例的***框图。如图所示，该接收机装置包括：A/D(模/数)变换器302，第一功率估计模块303，载波频偏纠正和下变频模块304，陷波滤波器305，插值滤波器306，低通滤波器307，第二功率估计模块308，数字增益控制模块309，帧头检测以及帧头时序控制模块310，粗频偏估计模块316，FFT(快速傅立叶变换)模块311，精频偏跟踪估计模块317，信道估计模块318，均衡模块312，SNR(信噪比)估计模块313、信道训练控制器315和信道解码模块314。

从发射端发出的信号经过同轴电缆信道传输后到达接收端，经过频道选择滤波、放大以及下变频后生成低中频或者基带模拟信号301。所述频道选择滤波、放大以及下变频等处理在后续的描述中将统称为模拟信号处理。在有些***中采用射频传输方式，所述模拟信号处理通常也称为射频处理。有些***则采用低中频或者基带信号传输方式，这种情况下不需要射频处理。

A/D变换器302，对模拟信号301进行采样以及模数变换，生成数字低中频信号或者基带信号。

第一功率估计模块303，对A/D变换器302输出的数字信号进行功率估计，所得到的第一功率估计结果322送给信道训练控制器315进行综合处理后得到第一功率控制信号320，并输出给模拟信号处理部分用于输入信号增益控制。第一功率估计模块303可以利用对应于信标帧的所有接收数字信号进行功率估计，也可以只使用其中一部分进行功率估计。作为本发明的一个优选方按，只采用对应于信标帧的帧头部分的接收数字信号部分进行第一功率估计。

载波频偏纠正和下变频模块304，对输入数字信号进行载波频偏纠正以及数字下变频处理。如果A/D变换器302的输入信号已经是基带信号的话，则可以跳过数字下变频处理。经过载波频偏纠正和数字下变频处理后，得到没有载波频偏、或者残留载波频偏很小的数字基带信号。

陷波滤波器305，对输入的所述数字基带信号进行指定频点的陷波滤波处理，其目的是滤除被检测到的带内窄带干扰，减小带内窄带干扰对后续信号处理的不良影响。

插值滤波器306，基于采样时偏信号344通过插值的方式对输入的经过陷波滤波器305处理后的数字基带信号进行速率变换，将采样率对应于A/D变换器302采样速率的数字信号变换为符号速率的数据。在进行所述速率变换时，很多种常用的插值算法可以使用，常见的有一阶线性插值、FIR滤波插值、高斯插值、拉格朗日插值等等。作为本发明的一个优选方案，采用三阶拉格朗日插值算法进行插值处理。所述采样时偏信号344由信道训练控制器315根据采样时钟频偏跟踪估计的结果生成。

低通滤波器307，对插值滤波器306输出的经过速率变换后的数字基带信号进行低通滤波处理，其目的是滤除带外干扰信号。

第二功率估计模块308，对低通滤波器307的输出信号进行平均功率估计，所得到的第二功率估计结果321送给信道训练控制器315进行综合处理后得到第二功率控制信号323，并输出给数字增益控制模块309用于数字信号增益控制。第二功率估计模块308可以利用对应于信标帧的所有接收数字信号进行功率估计，也可以只使用用其中一部分进行功率估计。作为本发明的一个优选方案，只采用对应于信标帧的帧头部分的接收数字信号部分进行第二功率估计。

数字增益控制模块309，基于第二功率控制信号321对低通滤波器307输出的信号进行功率调节，使得其输出信号的平均功率对于后续处理模块处于最佳输入平均功率状态。虽然经过第一功率估计模块303以及相关的模拟信号功率调节后得到了接收机所期望的最佳输入平均功率的输入信号。但是该信号中可能包含带内窄带干扰和带外干扰信号，经过陷波滤波处理和低通滤波处理滤除这些干扰信号后，信号的平均功率可能已经低于后续信号处理模块所期望的最佳输入平均功率，因此需要通过第二功率估计模块309以及相关的数字增益控制对输入信号再次进行功率调节使其满足后续信号处理模块对于最佳输入平均功率的要求。

帧头检测及帧头时序控制模块310，基于数字增益控制模块309的输出信号进行帧头检测，检测到帧头以后从帧头开始将有效的数据帧信号分解为一个个OFDM符号，并去除循环保护前缀后输出给FFT模块311。

粗频偏估计模块316，基于时域的OFDM数据进行载波频偏的粗估计。所得到载波频偏粗估计结果341送给信道训练控制器315与载波频偏精估计结果342进行综合处理后得到载波频偏信号340，并输出给载波频偏纠正及下变频模块304用于载波频偏补偿。粗频偏估计及补偿处理的特点是捕捉和收敛范围非常大，因此通常用于在信道训练的初始阶段消除较大的初始载波频偏，使得载波频偏收敛到一个较小的范围。但是粗频偏估计的估计精度比较低，因此经过粗频偏估计和补偿处理后，仍然可能会有相当的残留载波频偏，需要进一步更加精确的载波频偏估计和补偿处理。

FFT模块311，按OFDM符号单位对接收的数据进行离散傅立叶变换，将时域的OFDM数据变换为频域的OFDM数据。

精频偏跟踪估计模块317，基于频域的OFDM数据进行载波频偏的精估计，并将载波频偏精估计结果342送给信道训练控制器315。在信道训练控制器315中，对载波频偏精估计结果342和载波频偏粗估计结果341进行综合处理后得到载波频偏信号340反馈给载波频偏纠正和下变频模块304进行载波频偏纠正。在进行载波频偏精估计和补偿处理之前，粗频偏估计和补偿处理已经将初始载波频偏大大地减小到一个较小的范围内。经过载波频偏精估计和补偿处理后，残留载波频偏进一步减小到几乎对后续的信道估计和均衡处理没有恶劣影响的范围以内。

信道估计模块318，基于频域的OFDM数据进行信道频域响应的估计。在本发明中，信道频域响应是基于信标帧中携带的OFDM符号部分的数据进行估计，信道频域响应估计结果用于均衡处理，将由于信道传输所导致的信号频谱的扭曲纠正回来。

均衡模块312，基于信道频域响应估计结果对信道传输所带来的数据符号的相位偏转以及幅度衰减进行补偿，具体做法是将频域OFDM数据的各个子载波的数据除以对应子载波的信道频域响应估计结果。

信道解码模块314，对经过均衡处理后的数据进行信道解码处理，产生解码信号319。信号在信道中传输中不可避免地会发生传输错误，为了尽量降低传输错误给数据通信所带来的影响，通常发送端会对发送数据序列进行纠错码编码，纠错码编码的本质就是给发送数据序列增加冗余度，即用多于一个比特的信道传输资源传送一个比特的信息。在接收端，即便一部分的数据发生传输错误，利用这些冗余信息以及对应于纠错编码机制的解码算法，可以将这些传输错误纠正。常用的纠错码有卷积码、里德所罗门码、BCH码、Turbo码以及LDPC(低密度奇偶校验)码，这些纠错编码技术可以单独地使用，也可以联合地以串行的方式使用。对解码结果信号319进行进一步的处理可以提取出发送端所发送的有效的用户数据信息。

信噪比(SNR)估计模块313，利用均衡模块312输出的数据结果进行各个子载波的信噪比估计，这些信噪比估计结果可以用于观测和监视当前***的通信品质，也可以用于自适应调制中确定各个子载波的合适的调制编码方式。

信道训练控制器315负责整个包括信标帧帧头同步检测在内的信道训练流程的控制处理，即决定什么时候启动什么模块，根据各模块处理的处理结果进行综合处理生成相应的反馈控制信号，对各模块的处理结果经过统计分析进行收敛判断，并进行相应的流程控制，详细参见以下的关于信道训练流程的说明。信道训练控制器可以是纯粹硬件实现的电路模块，也可以是一个可以执行软件的微控制器，也可以是一个可以执行软件的微控制器加上一个硬件实现的电路模块的组合。在通信***中，有一些信号处理任务的处理负担比较重，而且对实时性要求比较高，但是对控制灵活性的要求比较低，这些信号处理任务比较适合于用纯粹的硬件电路模块进行实现。而另外一些信号处理任务则可能对实时性要求比较低，其处理负担比较轻，但是对于控制灵活性的比较高，这一些任务就比较适合于用在微处理器中执行的软件来实现。作为本发明的一个优选方案，信道训练控制器315由一个可以执行软件的微控制器加上一个硬件实现的电路模块的组合来实现。

基于中心节点周期性地发送的信标帧，本发明的接收机装置进行信道训练的优选方案如图4所示，以下结合图4说明基于本发明的接收机装置进行信道训练的流程。整个流程由信道训练控制器315进行控制。

步骤一、中心节点设备周期性地发送信标帧；

步骤二、接收机在上电之后，基于相关方法寻找信标帧的帧同步头。

接收机上电之后，从模拟信号处理***输出的模拟信号301经过A/D变换器302采样变换后生成数字信号，经过载波频偏纠正和下变频模块304的处理后生成数字基带信号。此时由于还没有进行载波频偏估计，载波频偏估计值为初始值0，因此实质上等价于不进行载波频偏补偿。所述数字基带信号经过陷波滤波器305、插值滤波器306、低通滤波器307和数字增益控制模块309的处理后输出给帧头检测及帧头时序控制模块310。在这个阶段由于尚未进行带内窄带干扰估计、采样时偏估计以及第二功率估计等处理，所以陷波滤波处理、插值滤波处理以及数字增益控制都是基于缺省参数进行处理，实质上没有执行有效的处理，只有低通滤波处理滤除了带外干扰信号。

帧头检测及帧头时序控制模块310基于所述经过低通滤波处理的数字信号进行信标帧帧头同步检测。信标帧帧头同步检测基于帧同步序列相关方法进行，当找到相关峰值大于预设门限的时候即认为找到了一个信标帧的帧头。相关方法可以采用自相关方法也可以采用互相关方法。通常，不管是考虑检测性能的鲁棒性还是检测实现的复杂度，互相关方法比自相关方法都要有优势，所以基于互相关方法的检测更加被广泛地采用。帧同步的具体实现方法可以参见本申请人的中国发明专利申请《适用于突发式通信***的帧同步方法和装置》(申请号：201010539745.7)。

由于在初始接入条件下没有经过信道训练，所以可能存在较大的采样时钟频率偏差(以下简写为“采样时偏”)和载波频率偏差(以下简写为“载波频偏”)，而且接收信号输入功率也可能偏离最佳输入功率较远，另外还有可能存在较大的带内窄带干扰，因此容易出现信标帧帧头同步检测错误。

为了提高检测成功概率，本发明采用基于连续多次同步搜索结果进行确认的方式。其基本思想是：

由于信标帧是按照标称的固定周期出现的，如果连续两个信标帧都被正确地检测到，理论上这两个信标帧头之间的时间差应该等于标称的固定周期。考虑到此时存在采样时钟频率偏差，因此相邻两个信标帧头的时间差与标称的固定周期有一定的偏差，如果两次同步搜索得到的信标帧头的时间差与标称的固定周期之间的偏差小于一定的阈值即可认为是相关联的检测结果。而且根据两个信标帧头的时间差与标称的固定周期之间的偏差可以得到采样时偏的初始估计。令信标帧的标称周期为T_beacon，帧头检测所得到的连续两个帧头的时间为t1，t2，判决门限为deltaTH，则如果满足以下条件|t2-t1-T_beacon|≤deltaTH的话，则判定两次帧头检测的结果是相关联而且正确的；否则则认为这两次检测结果不可信。如果判定两次帧头检测的结果是相关联而且正确的话，采样时偏的初始估计可以按如下方式计算：

$\mathrm{clk}\_\mathrm{ofst}\_\mathrm{ppm}=\frac{t2-t1-T_{\mathrm{beacon}}}{T_{\mathrm{beacon}}}\·{10}^6\left(\mathrm{ppm}\right)$

以上计算结果的单位为ppm(即百万分之一，以下的说明凡涉及采样时偏量均为此单位)，如果该计算结果大于0，则表示接收机的时钟频率比发射机的时钟频率快，否则表示接收机的时钟频率比发射机的时钟频率慢。

但是仅比较两次的结果仍然容易出现错误，因为不容易确定合适的阈值，该阈值必须根据***所可能出现的最大采样时偏来确定。该阈值如果确定的太小则容易发生漏检，而如果确定的太大则容易发生虚警。作为本发明的一个优选方案，将比较确认的结果次数增加到3次或更多次，用于解决由于阈值选择不当可能带来的判断错误的问题。以三次为例来说明，假定信标帧周期为T_beacon，假定采样时偏为δ，这个采样时偏在一个信标帧周期内导致的时钟漂移为Δ＝δ·T_beacon·10^-6。进一步假定所检测到的连续三个信标帧头的同步时刻分别为t1，t2和t3，则如果它们之间满足以下关系，就可以断定已经正确地检测到了信标帧帧头：

|t2-t1-T_beacon|≤deltaTH1

|t3-t2-T_beacon|≤deltaTH1

|(t3-t2)-(t2-t1)|≤deltaTH2

其中deltaTH1的设置取决于***可能出现的最大的初始采样时偏δ_max，可以根据δ_max和T_beacon计算得出：deltaTH1＝δ_max·T_beacon/10⁶。

而deltaTH2的设置则与初始采样时偏无关，可以通过仿真或者***测试得到一个经验值。前两项条件的物理意义是相邻两个信标帧的帧头同步时间之差(即信标帧帧头同步时间的一阶差分)应该小于一个预设的一阶差分门限，而第三个条件则相当于是说连续多个信标的帧头同步时间的二阶差分应该小于一个预设的二阶差分门限。在理想条件下，连续多个信标帧的帧头同步时间的二阶差分应该为0。由于二阶差分门限独立于初始采样时偏，因此门限设定和检测结果均不受初始采样时偏的影响，相比仅利用一阶差分的判决能够得到更加准确的判决结果。基于所述t1，t2和t3还可以计算采样时偏的初始估计值，如下所示：

$\mathrm{clk}\_\mathrm{ofst}\_\mathrm{ppm}=\frac{1}{2}\·(\frac{t2-t1-T_{\mathrm{beacon}}}{T_{\mathrm{beacon}}}+\frac{t3-t2-T_{\mathrm{beacon}}}{T_{\mathrm{beacon}}})\·{10}^6\left(\mathrm{ppm}\right)$

虽然在这一优选方案中，仍然需要根据***所可能出现的最大采样时偏来决定deltaTH1，但是因为还有基于deltaTH2的二阶差分判决，因此deltaTH1可以设定得稍微大一些，即便基于deltaTH1的判决会出现虚警也会由于基于deltaTH2的二阶差分判决排除掉。因此基于本优选方案所得到的信标帧同步检测结果具有更高的可靠性。

以上所列举条件是基于连续三个信标的帧头时间进行判决，基于三个以上的信标帧的帧头时间的判决方法与以上判决方法相同，用于判决的信标帧的个数越多，则可以得到越加可靠的判决结果，其代价是初始帧同步检测的时间相应变长。

基于N次信标帧帧头检测时，假定所检测到的连续N(≥3)个信标帧头的同步时刻分别为t₁、t₂，…，t_N-1，如果它们之间满足以下关系，则认为检测到信标帧帧头：

|t_k-t_k-1-T|≤deltaTH1，k＝2，...N

|(t_k-t_k-1)-(t_k+1-t_k)|≤deltaTH2，k＝2，...N-1

其中，第一判决门限deltaTH1和第二判决门限deltaTH2的设定方同上所述。

同时，采样时钟频偏的初始估计根据以下方法计算得出：

$\mathrm{clk}\_\mathrm{ofst}\_\mathrm{ppm}=\frac{1}{N-1}\·\underset{k=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{t_k-t_{k-1}-T_{\mathrm{beacon}}}{T_{\mathrm{beacon}}}\right)\·{10}^6\left(\mathrm{ppm}\right)$

在步骤二中，如果在一定的时间以内都没有找到满足以上条件的信标帧头同步检测结果，则判定信标帧初始同步搜索失败，退出信标帧初始同步搜索，也退出信道训练流程；否则的话，认为成功地检测到信标帧头同步时刻，按照上述方式计算采样时偏的初始估计值，然后转向步骤三。

由于信标帧是周期性地出现，所以在步骤二中成功地检测到信标帧同步时刻后，之后对信标帧头的搜索只需要在预定的时刻附近的区间进行搜索就可以了。比如说上一次检测到的信标帧同步时刻为t0，而信标帧周期为T的话，则只需要在t0+T时刻的前后一定的区间范围内搜索下一个信标帧同步时刻即可。所述区间范围可以基于残留采样时偏的估计值来确定。

步骤三，基于采样时钟频偏的初始估计，启动采样时钟频偏跟踪估计和补偿，启动时基计数器的增减拍调整，并且启动第一功率控制处理。

子步骤3-1，启动采样时钟频偏跟踪估计和补偿，以及时基计数器的增减拍调整。

具体调节方法参见本申请人的中国发明专利申请《突发通信***中接收机的时偏估计与校正方法》(申请号：201010588997.9)。

子步骤3-2，启动第一功率控制处理。

所述第一功率控制处理，包括第一功率估计处理，以及基于第一功率估计结果进行第一功率增益调节。

接收机持续周期性地检测和接收信标帧。针对每一个检测到的信标帧，由第一功率估计模块303对A/D变换器302输出的对应所检测到的信标帧部分的数字信号进行平均功率估计。作为本发明的另一个方案，第一功率估计也可以对经过载波频偏纠正和下变频模块304处理之后的数字基带信号进行。假定用于进行第一功率估计的数字信号为r(k)，对于A/D变换器302输出的数字中频信号r(k)为实信号，对于经过载波频偏纠正和下变频模块304处理之后的数字基带信号r(k)则为复信号。第一功率估计模块303通过以下方式进行接收信号平均功率估计：

$P_{\mathrm{aver}}=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r\left(k\right)\right|}^2$

其中，N为用于进行平均功率估计的数据样点的个数。

第一功率估计可以针对整个信标帧的帧体进行，也可以对信标帧的一部分进行。采用的样点越多则估计精度越高，具体实现中所采用的样点数可以根据对于估计精度的要求和运算复杂度之间的折衷来确定。

令基于对应第l个信标帧的接收数据所估计的第一功率估计结果为P_aver(l)，信道训练控制器315将P_aver(l)与预设的参考目标功率P_ref进行比较以确定功率增益调节量。为了兼顾功率增益控制收敛速度和增益调节精度，本发明采用多级控制方法，每一级对应一种调节步长以及相应的调节触发条件。具体控制方法如下：

对信标帧接收信号平均功率P_aver(l)与参考目标功率P_ref的功率误差值P_error(l)＝P_aver(l)-P_ref进行统计，如果连续M1次该功率误差值P_error(l)大于预设门限PdeltaTH1，则将功率增益值向下调整增益步长gainstep₁；如果连续M1次该功率误差值小于预设门限-PdeltaTH1，则将功率增益值向上调整增益步长gainstep₁。如果连续M2次该功率误差值P_error(l)大于预设门限PdeltaTH2，则将功率增益值向下调整增益步长gainstep₂；如果连续M2次该功率误差值小于预设门限-PdeltaTH2，则将功率增益值向上调整增益步长gainstep₂。…如果连续M_N次该功率误差值P_error(l)大于预设门限PdeltaTH_N，则将功率增益值向下调整增益步长gainstep_N；如果连续M_N次该功率误差值小于预设门限PdeltaTH_N，则将功率增益值向上调整增益步长gainstep_N。其余情况不对当前功率增益值进行调整。其中M1＜M2＜…＜MN，PdeltaTH1＞PdeltaTH2＞…＞PdeltaTH_N，gainstep₁＞

gainstep₂＞…＞gainstep_N。为了避免多重条件同时被满足而导致重复的调节，设定以上各级调节的优先度与调节步长gainstep_1～N大小相同。在每一级控制中按优先度高低顺序进行调节条件判断，只有在高优先度的调节条件不满足才执行低优先度的调节条件的判断。一旦某个级别的调节条件被满足并执行了功率增益调节时，所有统计变量均被清零，从头开始下一轮的功率增益调节。

在以上描述方式中，功率值和增益值都是以对数域的分贝(dB)为单位。因此涉及到功率比较和增益调节时采取的是加减法运算。但是本领域的工程师当然应该了解以分贝为单位只是出于叙述的便利，也可以基于实数域的功率增益值进行完全等价的叙述，此时功率比较和增益调节时就采用乘除法运算。

基于以上计算所得到的功率增益Gain(k)，由信道训练控制器315生成第一功率控制信号320输出给模拟信号处理部分，用于控制比如说可变增益放大器的增益，从而实现了接收信号的功率控制。

功率控制的级数越多，就可以得到更加准确的功率控制，其缺点是实现复杂度也相应增加。作为本发明的一个优选方案，考虑到功率控制精度要求以及实现复杂度之间的折中，第一功率控制采用两级调节。在两级调节的实现例中，功率差门限阈值deltaTH1和增益步长gainstep1用于功率增益粗调节，主要是为了方便在功率偏差比较大的时候接收机能够快速地收敛到参考目标功率附近，因此可以取较大的值。作为本发明的一个优选方案，PdeltaTH1和gainstep1可以分别取6分贝。

功率差门限阈值PdeltaTH2和增益步长gainstep2用于功率增益精调节，主要是为了方便在功率偏差比较小的时候接收机能够跟踪接收信号功率的较小的变化，确保接收信号功率能够收敛到参考目标功率附近较小的一个范围以内，因此可以取较小的值。比如说，由于对于一般的接收机，接收信号功率在1分贝左右的波动不会对接收性能有明显的影响，因此作为本发明的一个优选方案，PdeltaTH2和gainstep2可以分别取1分贝。

M1和M2的值取得越大则出现错误调节的概率越低，但是同样功率调节延迟也越大，作为本发明的一个优选方案，M1和M2可以分别取为2和3。

在子步骤32中，信道训练控制器315对功率增益调节状况进行统计，如果连续M11帧都没有发生任何功率增益调整的话，则认为第一功率控制处理已经进入收敛状态，转入步骤三；反之，如果经过M12帧以后第一功率控制处理仍然没有进入收敛状态，则判定第一功率控制收敛失败，接收机退出信道训练流程。作为本发明的一个优选方案，M11和M12可以分别取为3和30。

以上子步骤21和子步骤22相互独立，可以同时执行，也可以以任意的顺序先后执行。

步骤四、第一功率控制处理收敛后，进行带内窄带干扰估计。

基于FFT模块311对信标帧帧体的OFDM符号部分的时域数据330进行快速傅立叶变换(FFT)得到相应的频域数据，信道训练控制器315根据频域数据判断在有效信道带宽内是否存在带内窄带干扰。在一般情况下，由于数据本身是随机的，因此OFDM的频域表示在有效信道带宽内可以近似看作是平坦的，特别是在对多个OFDM符号的频域数据进行平均时。而当存在单频干扰或者带内窄带干扰时，在频域的对应频点将会表现为一个很大的尖峰，这是因为快速傅立叶变换能有效地将单频或者带内窄带干扰能量收集到某个频段上，也就是说FFT变换处理表现出对单频或窄带信号具有处理增益的效果。这个FFT变换处理所带来的增益与FFT点数N_FFT的关系为：

fft_gain_dB＝10*log10(N_FFT)

比如说，如果FFT点数取256的话，FFT增益为大概24分贝。

图5所示为对于16MHz的信道，总子载波为256个，有效子载波数210个，加信干比(SIR：Signalto Interference Noise)等于0分贝，频率为2MHz的单频干扰时，经过快速傅立叶变换后的信号功率谱。单频干扰可以看作是窄带干扰的一种理想的特例。从图中可以看出，2MHz处的功率密度比其他频点处的功率密度高出大概24分贝。

基于以上事实，信标帧的OFDM符号部分进行快速傅立叶变换后，比较各子载波的信号幅度与所有有效子载波的平均幅度amp_aver，如果第i个子载波的信号幅度amp(i)与amp_aver的差值大于某一个预定的带内窄带干扰检测门限nbi_detect_TH的话，就可判断该子载波对应的频点存在带内窄带干扰。带内窄带干扰检测门限nbi_detect_TH可以通过仿真或者***测试得到一个经验值，也可以根据***的抗带内窄带干扰的性能要求以及FFT所提供的处理增益来确定。比如说，假设***的抗单频干扰的要求为(C/I)_NBI，而***的FFT所提供的处理增益为fft_gain_dB，则可以取：

nbi_detect_TH＝(C/I)_NBI+fft_gain_dB+ΔNBI

作为本发明的一个优选方案，Δ_NBI可以取为3～3分贝之间。

作为本发明的一个优选方案，为了提高判断准确度，对多个OFDM符号的快速傅立叶变换结果进行平均处理后再进行以上判决。

在本步骤中，如果检测到有带内窄带干扰存在的话，转步骤五；否则，直接跳到步骤六。

步骤五，根据带内窄带干扰的频点位置，信道训练控制器315计算陷波滤波器的系数，并将计算得到的陷波滤波器系数设定到陷波滤波器305进行有效的陷波滤波处理。陷波滤波器305在时域上将对应频点的带内窄带干扰滤除掉。

陷波滤波器305可以用有限冲激响应滤波器实现，也可以用无限冲激响应滤波器实现。有限冲激响应滤波器的优点是工作稳定，其缺点是对于同样陷波特性要求所需要的滤波器抽头数较大；无限冲激响应滤波器的优点是可以以相对较小的抽头数实现所需要的陷波滤波特性，但是其缺点是容易出现工作不稳定的现象，因此在系数设计特别是定点设计方面需要加以注意。如果是以有限冲激响应滤波器实现的话，根据所检测到的单频或者窄带干扰的频点位置确定陷波滤波器的频域响应要求，对所述陷波滤波器的频域响应进行采样，然后对频域响应的采样进行反向傅立叶变换得到陷波滤波器的时域冲激响应。如果是以无限冲激响应滤波器实现的话，则可以基于零极点的位置和Z变换计算陷波滤波器系数。无论是哪种方法，均可以以一个滤波器实现对多个频点进行陷波的陷波滤波器。比如说，在无限冲激响应陷波滤波器中，一个零点就对应一个陷波频点，因此需要对多个频点进行陷波的话，就相应地设定多个零点即可。针对各个陷波频点，陷波宽度和衰减可以根据***设计需求进行确定，这些因素与陷波频点的频率一起决定陷波滤波器的系数。对于本领域的有经验的工程师来说，以上两种计算陷波滤波器系数的计算方法是公知的常识，因此此处省略对陷波滤波器系数的计算方法的详细描述。

陷波滤波器的系数计算完毕并设置到陷波滤波器305中后，转移到步骤六。

步骤六，对经过陷波滤波器以及低通处理器的滤波处理后的接收数据进行第二功率控制处理。

所述第二功率控制处理，包括第二功率估计处理，以及基于所述第二功率估计信号进行综合处理生成第二功率控制信号，基于所述第二功率控制信号进行数字增益调节，以使得后续模块的输入信号功率处于最优工作点状态。

前述第一功率控制处理的目的在于使得A/D变换器302的输入信号功率处于最优工作点，这一最优工作点要考虑A/D变换的量化噪声和溢出噪声之间的折衷。当存在较大的带外干扰和带内窄带干扰的话，由于这些带外干扰和带内窄带干扰都会被低通滤波器和陷波滤波器滤除掉，因此虽然A/D变换器302的输入信号电平是处于最优工作点状态，但是经过低通滤波和陷波滤波处理之后，信号点电平对于后续处理模块来说会变得偏小。这样有可能导致接收性能的下降。因此有必要对于经过低通滤波和陷波滤波之后的信号进行数字增益调节。

令基于第l个信标帧接收数据所估计的接收信号第二功率估计P_aver，2(l)，信道训练控制器315将P_aver，2(l)与预设的第二参考目标功率P_ref，2进行比较以确定增益调节量。针对每一个检测到的信标帧，估计经过低通滤波和陷波滤波处理后的信号的平均功率。假定此处的信号记为r2(k)，N为用于进行第二功率估计的数据样点数。第二功率估计模块308通过以下方式进行接收信号平均功率估计：

第二功率估计可以针对整个信标帧的帧体进行，也可以对信标帧的一部分进行。采用的样点越

$P_{\mathrm{aver},2}\left(l\right)=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r2\left(k\right)\right|}^2$

多则估计精度越高，具体实现中所采用的样点数可以根据对于估计精度的要求和运算复杂度之间的折衷来确定。

为了兼顾增益控制收敛速度和增益调节精度，采用多级增益调节方法，每一级对应一种调节步长以及相应的调节触发条件。具体调节方法如下：

对信标帧接收信号平均功率P_aver，2(l)与参考功率P_ref，2的功率误差值P_error，2(l)＝P_aver，2(l)P_ref，2进行统计，如果连续L1次该功率误差值P_error，2(l)大于预设门限dagcTH1，则将功率增益值向下调整增益步长dagcstep1；如果连续L1次该功率误差值小于预设门限-dagcTH1，则将功率增益值向上调整增益步长dagcstep1。如果连续L2次该功率误差值P_error，2(l)大于预设门限dagcTH2，则将功率增益值向下调整增益步长dagcstep2；如果连续L2次该功率误差值小于预设门限-dagcTH2，则将功率增益值向上调整增益步长dagcstep2。…如果连续L_N次该功率误差值P_error，2(l)大于预设门限dagcTH_N，则将功率增益值向下调整增益步长dagcstep_N；如果连续L_N次该功率误差值小于预设门限-dagcTH_N，则将功率增益值向上调整增益步长dagcstep_N。其余情况不对当前功率增益值进行调整。其中L1＜L2＜…＜L_N，dagcTH1＞dagcTH2＞…＞dagcTH_N，dagcstep1＞dagcstep2＞

…＞dagcstep_N。为了避免多重条件同时被满足而导致重复的调节，设定以上各级调节的优先度与增益步长大小相同。在每一级控制中按优先度高低顺序进行调节条件判断，只有在高优先度的调节条件不满足才执行低优先度的调节条件的判断。一旦某个级别的调节条件被满足并执行了功率增益调节时，所有统计变量均被清零，从头开始下一轮的功率增益调节。

在以上描述方式中，功率值和增益值都是以分贝(dB)为单位。

基于以上计算所得到的增益dagc_Gain(k)，由信道训练控制器315生成第二功率控制信号323，用于数字增益控制模块309的数字功率增益调节。

功率控制的级数越多，就可以得到更加准确的功率控制，其缺点是实现复杂度也相应增加。作为本发明的优选方案，考虑到功率控制精度要求以及实现复杂度之间的折中，第二功率控制采用两级调节。在两级调节的实现例中，功率差门限阈值dagcTH1和增益步长dagcstep1用于第二功率增益粗调节，主要是为了方便在功率偏差比较大(即窄带干扰功率比较大或者带外干扰比较大)的时候接收机能够快速地收敛到参考目标功率附近，因此可以取较大的值。作为本发明的一个优选方案，dagcTH1和dagcstep1可以分别取6分贝。

功率差门限阈值dagcTH2和增益步长dagcstep2用于第二功率增益精调节，主要是为了方便在功率偏差比较小的时候接收机能够跟踪接收信号功率的较小的变化，确保接收信号功率能够收敛到参考目标功率附近较小的一个范围以内，因此可以取较小的值。比如说，由于对于一般的接收机，接收信号功率在1分贝左右的波动不会对接收性能有明显的影响，因此作为本发明的一个优选方案，dagcTH2和dagcstep2可以分别取1分贝。

L1和L2的值取得越大则出现错误调节的概率越低，但是同样功率调节延迟也越大，作为本发明的一个优选方案，L1和L2可以分别取为2和3。

在本步骤中，信道训练控制器315对数字功率增益调节状况进行统计，如果连续L11帧都没有发生任何增益步长的调整的话，则认为第二功率控制处理已经进入收敛状态，转到步骤七；反之，如果经过L12帧以后第二功率控制处理仍然没有进入收敛状态，则判定第二功率控制处理收敛失败，接收机退出信道训练流程。作为本发明的一个优选实施方案，L11和L12可以分别取为3和15。

步骤七、启动粗频偏估计以及补偿处理。

在理想条件下，在接收端经过下变频处理后，带通信号被搬移到基带，信号的中心频率应该为零频率处，也即直流点处。由于收发两端的载波频率源(比如说晶体振荡器等)的振荡频率通常存在偏差，再加上信道上其他一些非理想因素的影响，在接收端经过下变频处理后，信号频谱的中心频率会偏离直流点一点，这一偏差称为载波频偏。对于相干解调，载波频偏如果不能得到补偿，会对解调性能产生严重的影响。

为了兼顾载波频偏估计和补偿的收敛范围和速度，以及收敛以后的跟踪精度或者说残留误差性能，载波频偏估计和补偿通常分为粗估计与补偿、精估计与补偿两个阶段。前者通常要求具有较大的捕捉范围，以及较快的收敛速度，但是其容许的估计误差也较大，通常采用较大的补偿步长，适用于载波频偏估计和补偿的初始捕捉阶段；后者则通常要求具有较高的估计精度，通常采用较小的补偿步长，因而其收敛速度较慢以及捕捉范围较小，适用于载波频偏已经收敛到一定范围以内后的精细跟踪和调节。

在本发明的实施方案中，载波频偏粗估计在时域由粗频偏估计模块316进行，利用信标帧的帧头的接收数据采用延迟相关技术进行。

粗频偏估计算法处理方法参见图6，图中以及以下的说明中的()^*表示对复数求共轭。

将对应信标帧帧头的帧同步序列的接收信号记为r(k)，在发射端发射的原始帧同步序列记为M(k)，经过调制后变为M(k)·e^jφ(k)，帧同步序列的长度记为N。载波频偏粗估计与补偿分以下步骤进行：

步骤7-1、去除接收信号中的调制信息。将经过调制的帧同步序列M(k)·e^jφ(k)与对应的接收信号r(k)进行按符号对应的共轭相乘，如下式所示：

r′(k)＝M^*(k)·e^jφ(k)·r(k)k＝0，...，N-1

步骤7-2、从去除调制信息后的接收信号r′(k)中取两段连续的信号进行按符号对应的延迟相关，如下式所示：

y(k)＝(r′(k))^*·r′(k+K)k＝m，...，n

其中0≤m，n≤N-1界定了用于延迟相关的从接收信号r′(k)取的两段连续信号的范围，两段连续信号相隔距离为K，两段连续信号甚至可以部分重叠。上述连续信号的长度越长则估计精度越高，两段连续信号相隔距离越小则载波频偏粗估计的捕捉范围就越大。

步骤7-3、对以上延迟相关的结果y(k)求相位后再求平均得到基于当前信标帧的载波频偏粗估计值cfe(i)，如下式所示：

$\mathrm{cfe}\left(i\right)=\frac{f_s}{2\mathrm{\πK}}E\left(\mathrm{angle}\left(y\left(k\right)\right)\right)$

其中E()表示求平均，angle()表示求复数信号的相位。

步骤7-4、对基于每个信标帧得到的载波频偏粗估计结果341，即cfe(i)进行统计判决，得到用于载波频偏补偿用的补偿量cfe_fofst。具体方法如下：在开始时将cfe_fofst初始化为0；如果连续K1次该载波频偏粗估计值cfe(i)大于阈值cfeTH1，则将补偿量cfe_fofst向上调整补偿步长cfestep1；如果连续K1次该载波频偏粗估计值cfe(i)小于阈值-cfeTH1，则将补偿量cfe_fofst向下调整补偿步长cfestep1。如果连续K2次该载波频偏粗估计值cfe(i)大于阈值cfeTH2，则将补偿量cfe_fofst向上调整补偿步长cfestep2；如果连续K2次该载波频偏粗估计值cfe(i)小于阈值cfeTH2，则将补偿量cfe_fofst向下调整补偿步长cfestep2。…如果连续K_N次该载波频偏粗估计值cfe(i)大于阈值cfeTH_N，则将补偿量cfe_fofst向下调整补偿步长cfestep_N；如果连续K_N次该载波频偏粗估计值cfe(i)小于阈值-cfeTH_N，则将补偿量cfe_fofst向上调整补偿步长cfestep_N。其余情况不对补偿量cfe_fofst进行调整。其中K1＜K2＜…＜K_N，cfeTH1＞cfeTH2＞…＞cfeTH_N，cfestep1＞cfestep2＞…＞cfestep_N。为了避免多重条件同时被满足而导致重复的调节，设定以上各级调节的优先度与步长大小相同。每一级调节中按优先度高低顺序进行调节条件判断，只有在高优先度的调节条件不满足才执行低优先度的调节条件的判断。一旦某个优先度的调节条件被满足并执行了载波频偏补偿量调节时，所有统计变量均被清零，从头开始下一轮的粗频偏估计以及相应的补偿量调节。

经过以上计算所得到的载波频偏补偿量cfe_fofst与精频偏估计所得到的载波频偏补偿量ffe_fofst合成得到载波频偏信号340被设置到载波频偏纠正和下变频模块304用于控制载波频偏纠正。

在本步骤中，信道训练控制器315对载波频偏补偿量cfe_fofst调节状况进行统计，如果连续K11帧都没有发生任何步长的调整的话，则认为载波频偏补偿量cfe_fofst调节已经进入收敛状态，停止粗频偏估计处理，然后转到步骤八；如果经过K21帧以后载波频偏补偿量cfe_fofst调节仍然没有进入收敛状态，则判定粗频偏估计和补偿收敛失败，接收机退出信道训练流程。作为本发明的优选方案，K11和K21可以分别取为10和30。

步骤八、启动精频偏估计以及补偿处理。

在OFDM***中，精频偏估计通常在频域进行。在存在频域的导频的情况下，可以基于导频进行载波频偏精估计。有的***中没有频域的导频，比如基于同轴电缆的有线通信***由于信道条件一般比较优越，为了避免导频带来的频谱效率的损失，所有的子载波都用来传输有效数据。这种情况下，通常采用判决引导的方式进行载波频偏精估计。具体的实现方式取决于信标帧的帧体结构和调制方式。作为本发明的一个优选方案，以下以信标帧的帧体部分包含两个OFDM符号，采用DQPSK调制方式的情况为例说明本发明的判决引导方式的载波频偏精估计的实现方法.精频偏估计模块317的结构如图7所示。FFT模块311将经过了上述功率增益调节、采样时偏补偿以及载波频偏补偿处理后的时域信号按OFDM单位变换为频域数据，输出给精频偏跟踪估计模块317，按照如下步骤进行精频偏跟踪估计。

步骤8-1、对信标帧帧体进行快速傅立叶变换，将时域数据变换到频域，得到频域数据x(l，m)，其中l＝0、1为信标帧帧体内的OFDM符号序号，m为一个OFDM符号内的子载波序号；

步骤8-2、对OFDM符号的频域数据x(l，m)进行DQPSK解调得到解调结果比特流z(n)；

步骤8-3、对z(n)重新进行DQPSK编码映射得到w(l，m)；

步骤8-4、计算x(l，m)与w(l，m)之间的相位差φ(l，m)＝x^*(l，m)·w(l，m)；

步骤8-5、计算N个OFDM的每两个相邻的符号的对应子载波的相位旋转量的平均值，如下式所示：

$\mathrm{\φ}\_\mathrm{diff}\left(i\right)=\frac{1}{\mathrm{sizeof}\left(\mathrm{\Ω}\right)}\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m\∈\mathrm{\Ω}}{\mathrm{\Σ}}(\mathrm{\φ}(n,m)-\mathrm{\φ}(n-1,m))$

其中，i表示信标帧的序号，N表示信标帧中OFDM符号个数，Ω表示选择参与计算的子载坡的范围，而sizeof(Ω)则表示在Ω中所包含的子载波的个数。通常处于频谱边缘和频谱中心点的子载波的信号条件更容易受恶劣因素的影响；另外，当存在带内窄带干扰的时候，带内窄带干扰频点左右的一些子载波也会受到严重影响。为了确保载波频偏精估计的准确性，应该避免使用这些子载波参与计算。作为本发明的一个优选方案，一方面根据***仿真或者测试所得到的经验值选择质量比较好的子载波，排除容易受恶劣因素影响的频带边缘和中心点的子载波；另一方面，根据带内窄带干扰的检测结果，将带内窄带干扰频点左右若干个子载波也排除在外。

步骤8-6、对基于每个信标帧得到的载波频偏精估计值φ_diff(i)进行统计判决，得到用于载波频偏补偿用的补偿量ffe_fofst。具体方法如下：如果连续Q1次该载波频偏精估计值φ_diff(i)大于阈值ffeTH1，则将补偿量ffe_fofst向上调整补偿步长ffestep1；如果连续Q1次该载波频偏精估计值φ_diff(i)小于阈值-ffeTH1，则将补偿量ffe_fofst向下调整补偿步长ffestep1。如果连续Q2次该载波频偏精估计值φ_diff(i)大于阈值ffeTH2，则将补偿量ffe_fofst向上调整补偿步长ffestep2；如果连续Q2次该载波频偏精估计值φ_diff(i)小于阈值-ffeTH2，则将补偿量ffe_fofst向下调整补偿步长ffestep2。…如果连续Q_N次该载波频偏精估计值φ_diff(i)大于阈值ffeTH_N，则将补偿量ffe_fofst向上调整补偿步长ffestep_N；如果连续Q_N次该载波频偏精估计值φ_diff(i)小于阈值-ffeTH_N，则将补偿量ffe_fofst向下调整补偿步长ffestep_N。其余情况不对补偿量cfe_fofst进行调整。其中Q1＜Q2＜…＜Q_N，ffeTH1＞ffeTH2＞…＞ffeTH_N，ffestep1＞ffestep2＞…＞ffestep_N。为了避免多重条件同时被满足而导致重复的调节，设定以上各级调节的优先度与补偿步长大小相同。在每级调节中按优先度高低顺序进行调节条件判断，只有在高优先度的调节条件不满足才执行低优先度的调节条件的判断。一旦某个优先度的调节条件被满足并执行了载波频偏补偿量调节时，所有统计变量均被清零，从头开始下一轮的载波频偏补偿量调节。

在本步骤中，信道训练控制器315对载波频偏补偿量ffe_fofst调节状况进行统计，如果连续Q11帧都没有发生任何补偿步长的调整的话，则认为载波频偏精估计和补偿处理已经进入收敛状态，转到步骤九；如果经过Q21帧以后载波频偏精估计和补偿处理仍然没有进入收敛状态，则判定载波频偏补偿量ffe_fofst调节失败，接收机退出信道训练流程。作为本发明的一个优选方案，Q11和Q21可分别取为3和15。

经过以上计算所得到的载波频偏补偿量ffe_fofst与粗频偏估计所得到的载波频偏补偿量cfe_fofst合成得到载波频偏信号340，设置到载波频偏纠正和下变频模块304，用于控制载波频偏纠正。

步骤九、启动信道频域响应估计处理。

在OFDM***中，信道频域响应估计通常在频域进行。在基于同轴电缆等的有线通信***中，由于信道条件通常都比较好，为了提高频谱使用效率，在频域不***专门用于信道训练用的导频。在这种情况下，通常采用基于判决引导的方式进行信道估计。通常在进行信道估计的同时进行各子载波的信噪比估计。

FFT模块311将经过了上述功率增益调节、采样时偏补偿以及载波频偏补偿处理后的时域信号按OFDM单位变换为频域数据，输出给信道估计模块318和均衡模块312，进行信道频域响应估计。在本发明的方案中，信道频域响应估计仅基于信标帧的帧体部分通过判决引导的方式进行。在信道频域响应估计的同时进行各子载波的信噪比估计。信道频域响应估计和信噪比估计的具体的实现方式取决于信标帧的帧体结构和调制方式。作为本发明的一个优选方案，以下以信标帧的帧体部分包含一个或者多个OFDM符号，采用DQPSK调制方式的情况为例说明本发明的判决引导方式的信道频域响应估计的实现方法.信道估计模块317的具体结构如图8所示。

步骤9-1、对信标帧帧体部分进行FFT变换得到频域数据

其中i表示信标帧的帧序号，n标志信标帧帧体内OFDM符号序号，k表示OFDM符号内子载波序号。

步骤9-2、对

利用到上一个信标帧为止所得到的信道估计值进行均衡得到均衡结果

其中，

步骤9-3、对进行DQPSK解调得到解调结果

步骤9-4、对

重新进行DQPSK调制得到DPQSK符号序列

步骤9-5、基于

和

进行去调制信息处理得到

去除调制信息后所得的

即代表了各子载波的残留信道频域响应信息。

步骤9-6、对多个OFDM符号的残留信道频域响应进行平均得到平均残留信道频域响应，计算方式如下所示：

$C_k^i=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{n,k}^i$

其中N为信标帧中包含的OFDM符号个数。但是，如果信标帧仅包含一个OFDM符号的话，则步骤9-6可以省略。

步骤9-7、将平均残留信道频域响应与到上一个信标帧为止的信道估计值

进行合成得到当前帧的信道估计值

步骤9-8、在基于每一个信标帧进行信道频域响应估计，对信道频域响应进行更新后，判断信道频域响应估计处理是否收敛。

作为本发明的一个优选方案，信道频域响应估计处理的收敛判断可以采用如下方式：通过仿真确定一个信道频域响应估计收敛所需要的帧数的经验值，比如说CHE_ACQ_FRAME。在实际工作中，从信道频域响应估计启动后，经过了CHE_ACQ_FRAME帧的处理后就判定信道频域响应估计和信噪比估计进入收敛状态，转入步骤十。这种情况下不存在收敛失败的结果。

作为本发明的另一个优选方案，信道频域响应估计处理的收敛判断也可以采用如下方式：比较前一帧的估计频域响应结果以及当前帧处理后的更新结果的“差距”，如果其“差距”小于某一预设门限值，并且连续LOCK_DECISION帧都满足这一条件，则判定信道频域响应估计和信噪比处理进入收敛状态。此处的LOCK_DECISION可以是基于仿真或者实际测试得到的经验值，可以根据实际运行信道状况进行调整。此处所述“差距”可以采用多种度量方式，其中一个例子是均方误差(MSE：MeanSquare Error)。比如说，假定子载波数为N个，前后两帧的信道估计值分别为和

其中i表示帧的序号，k表示子载波序号。

作为本发明的一个优选方案，均方误差可以取如下的表达方式：

$\mathrm{mse}1=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{|H_k^i-H_k^{i-1}|}^2$

作为本发明的另一个优选方案，均方误差也可以取另一种表达方式：

$\mathrm{mse}2=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|H_k^i|-|H_k^{i-1}\left|\right|}^2$

对应不同的“差距”度量，用于判断是否锁定用的预设门限值mseTH也不相同。当连续LOCK_DECISION个信标帧检测中，都满足mse估计值小于等于mseTH的条件时即判定信道频域响应估计处理已经收敛，转入步骤十；如果一定时间过去后，仍然没有满足mse＜＝mseTH的条件的话，则判定信道估计处理收敛失败，退出信道训练流程。

预设门限值可以通过仿真或者根据实际测试结果来得到经验值，并根据实际工作时的信道条件进行调整。

在进行信道频域响应估计的同时，可以进行各子载波的信噪比估计。用于OFDM***的子载波信噪比估计的算法有很多，对于本领域的有经验的工程师可以从现有的文献中找到可行的实现方法，此处不再赘述。

步骤十、信道频域响应估计处理进入收敛状态后，接收机进入信道状况跟踪状态。另一方面，***可以开始进行正常的数据通信，比如说可以开始与中心节点进行为了接入网络的信息交互。在正常数据通信过程中使用当前信道频域响应估计值对接收到的数据帧进行均衡和解调处理。

在信道跟踪状态下，接收机周期性地持续检测和接收每一个信标帧，基于每一个检测到的信标帧进行第一功率估计处理、带内窄带干扰检测处理、第二功率估计处理、采样时钟频偏估计处理、载波频偏精估计处理、信道频域响应估计和更新处理，并根据估计结果进行相应的各项补偿值的更新，基于这些更新的补偿值对接收数据进行各项相应的补偿处理。各项估计处理以及补偿值的更新处理与以上各步骤中所描述的相同(但已不再需要判断各项估计处理的收敛是成功或失败)，此处不再赘述。

在信道特性具有缓慢时变的特性的情况下，基于每个检测到的信标帧进行一次检测估计以更新各种估计值用于补偿处理足以跟踪信道的时变状况。

以上通过具体实施方式和实施例对本发明进行了详细的说明，其目的在于帮助理解本发明的内容并据以实施，但这些并非构成对本发明的实质内容的限制。本领域的技术人员应该理解：在不脱离本发明及所附权利要求的原理和内容范围的前提下，各种替换、变化和修改都是可能的。不脱离本发明原理的各种替换、变化和修改都属于本发明的权利要求保护范围以内。

Claims (20)

1.一种基于信标帧的信道训练方法，包含以下步骤：

步骤一、中心节点设备周期性地发送信标帧；

步骤二、接入终端设备上电后，进行信标帧初始同步搜索，基于连续多个信标帧同步检测的结果，判断是否成功地检测到信标帧的同步位置；如果成功地找到了信标帧的帧头同步位置，则计算采样时钟频偏的初始估计后转向步骤三；如果在一定的时间内没有找到信标帧的帧头同步位置，则判定检测失败，退出信道训练流程；

步骤三、基于采样时钟频偏的初始估计，启动采样时钟频偏跟踪估计和补偿，启动时基计数器的增减拍调整，同时启动第一功率控制处理；在第一功率控制收敛后，转向步骤四；如果在一定时间内第一功率控制仍未收敛，则判定收敛失败，退出信道训练流程；

步骤四、进行带内窄带干扰估计，如果检测到带内窄带干扰，则转向步骤五；否则，直接跳到步骤六；

步骤五、根据带内窄带干扰的频点位置计算陷波滤波器系数，并将计算得到的陷波滤波器系数设定到陷波滤波器进行陷波滤波处理，由所述陷波滤波器在时域上将对应频点的带内窄带干扰滤除掉；

步骤六、对经过低通滤波和陷波滤波处理后的数字基带信号进行第二功率控制处理，将经低通滤波和陷波滤波处理后的数字基带信号的平均功率调节到后续处理模块所需要的最优输入平均功率；第二功率控制处理收敛后，转向步骤七；如果在一定时间内第二功率控制仍未收敛，则判定收敛失败，退出信道训练流程；

步骤七、启动载波频偏粗估计及补偿处理，使得载波频偏从初始的较大值收敛到一个较小的范围；当判定载波频偏粗估计和补偿处理收敛之后，则停止载波频偏粗估计及补偿处理，然后转向步骤八；如果在一定时间内载波频偏粗估计和补偿处理仍未收敛，则判定收敛失败，退出信道训练流程；

步骤八、启动载波频偏精估计及补偿处理，当判定载波频偏精估计和补偿处理收敛后，则转向步骤九；如果在一定时间内载波频偏精估计和补偿处理仍未收敛，则判定收敛失败，退出信道训练流程；

步骤九、启动信道频域响应估计处理，判断信道频域响应估计处理收敛后，转入步骤十；如果在一定时间内信道频域响应估计处理仍未收敛，则判定收敛失败，退出信道训练流程；

步骤十、接收机进入信道状况跟踪状态。

2.如权利要求1所述的信道训练方法，其特征在于：步骤二所述的信标帧初始同步搜索采用如下方法进行有效性判决，

假定信标帧周期为T_beacon，所检测到的连续两个信标帧头的同步时刻分别为t1、t2，如果它们之间满足以下关系，则认为检测到信标帧帧头：

|t2-t1-T_beacon|≤deltaTH

其中，判决门限deltaTH根据***可能出现的最大的初始采样时偏δ_max和T_beacon计算得出：

deltaTH＝δ_max·T_beacon/10⁶；

同时，采样时钟频偏的初始估计根据以下方法计算得出：

$\mathrm{clk}\_\mathrm{ofst}\_\mathrm{ppm}=\frac{t2-t1-T_{\mathrm{beacon}}}{T_{\mathrm{beacon}}}\·{10}^6\left(\mathrm{ppm}\right).$

3.如权利要求1所述的信道训练方法，其特征在于：步骤二所述的信标帧初始同步搜索采用如下方法进行有效性判决，

假定信标帧周期为T_beacon，所检测到的连续N个信标帧头的同步时刻分别为t₁、t₂，…，t_N-1，如果它们之间满足以下关系，则认为检测到信标帧帧头：

|t_k-t_k-1-T|≤deltaTH1，k＝2，...N

|(t_k-t_k-1)-(t_k+1-t_k)|≤deltaTH2，k＝2，...N-1

其中，N≥3，第一判决门限deltaTH1的设置根据***可能出现的最大的初始采样时偏δ_max和T_beacon计算得出：deltaTH1＝δ_max·T_beacon/10⁶；

第二判决门限deltaTH2的设置与初始采样时偏的大小无关，通过仿真或者***测试能够得到一个经验值；

同时，采样时钟频偏的初始估计根据以下方法计算得出：

$\mathrm{clk}\_\mathrm{ofst}\_\mathrm{ppm}=\frac{1}{N-1}\·\underset{k=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{t_k-t_{k-1}-T_{\mathrm{beacon}}}{T_{\mathrm{beacon}}}\right)\·{10}^6\left(\mathrm{ppm}\right).$

4.如权利要求1所述的信道训练方法，其特征在于：步骤三所述第一功率控制处理包括第一功率估计处理和基于第一功率估计结果进行第一功率增益调节；

所述第一功率估计处理是指，对模数变换后的数字中频信号对应所检测到的信标帧部分的数字信号进行平均功率估计，或者对经过载波频偏纠正和下变频处理之后的数字基带信号对应所检测到的信标帧部分的数字信号进行平均功率估计，第一功率估计结果通过以下方式进行计算：

$P_{\mathrm{aver}}=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r\left(k\right)\right|}^2$

其中，N为用于进行平均功率估计的数据样点的个数，r(k)为对应于信标帧的接收信号部分的数据样点；

所述第一功率增益调节方式为：对基于对应第l个信标帧部分的数字信号所估计的接收信号平均功率P_aver(l)与参考目标功率P_ref的功率误差值P_error(l)＝P_aver(l)-P_ref进行统计，如果连续M1次该功率误差值P_error(l)大于预设门限PdeltaTH1，则将功率增益值向下调整增益步长gainstep₁；如果连续M1次该功率误差值小于预设门限-PdeltaTH1，则将功率增益值向上调整增益步长gainstep₁；如果连续M2次该功率误差值P_error(l)大于预设门限PdeltaTH2，则将功率增益值向下调整增益步长gainstep₂；如果连续M2次该功率误差值小于预设门限-PdeltaTH2，则将功率增益值向上调整增益步长gainstep₂；…如果连续M_N次该功率误差值P_error(l)大于预设门限PdeltaTH_N，则将功率增益值向下调整增益步长gainstep_N；如果连续M_N次该功率误差值小于预设门限-PdeltaTH_N，则将功率增益值向上调整增益步长gainstep_N；其余情况不对当前功率增益值进行调整；

其中M1＜M2＜…＜M_N，PdeltaTH1＞PdeltaTH2＞…＞PdeltaTH_N，gainstep₁＞gainstep₂＞…＞gainstep_N；各级控制的优先度与调节步长gainstep₁～gainstep_N大小相同；在每一级控制中按优先度高低顺序进行调节条件判断，只有在高优先度的调节条件不满足才执行低优先度的调节条件的判断；一旦某个级别的调节条件被满足并执行了功率增益调节时，所有统计变量均被清零，从头开始下一轮的功率增益调节。

5.如权利要求1所述的信道训练方法，其特征在于：步骤三中判断第一功率控制是否收敛的方法是对功率增益调节状况进行统计，如果连续M11帧都没有发生任何步长的调整，则认为第一功率控制已经进入收敛状态，反之，如果经过M12帧以后第一功率控制仍然没有进入收敛状态，则判定第一功率控制收敛失败。

6.如权利要求1所述的信道训练方法，其特征在于：步骤四所述的带内窄带干扰估计采用如下方法，对信标帧帧体的OFDM符号部分的时域数据进行快速傅立叶变换得到相应的频域数据，比较各子载波的信号幅度与所有有效子载波的平均幅度amp_aver，如果第i个子载波的信号幅度amp(i)与amp_aver的差值大于预定的带内窄带干扰检测门限nbi_detect_TH，则认为该子载波对应的频点存在带内窄带干扰；其中，nbi_detect_TH可以通过仿真或者***测试得到一个经验值，也可以根据***的抗带内窄带干扰的性能要求以及FFT所提供的处理增益来确定。

7.如权利要求6所述的信道训练方法，其特征在于：对多个OFDM符号的快速傅立叶变换结果进行平均处理后再进行带内窄带干扰估计的判决。

8.如权利要求1所述的信道训练方法，其特征在于：步骤六所述第二功率控制处理包括第二功率估计处理和基于第二功率估计结果进行第二功率增益调节；

所述第二功率估计处理按下式计算第二平均功率：

$P_{\mathrm{aver},2}\left(l\right)=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r2\left(k\right)\right|}^2$

其中，N为用于进行平均功率估计的数据样点的个数，r2(k)为经过陷波处理和低通滤波处理后的对应于信标帧的接收信号部分的数据样点；

所述第二功率增益调节方式为：对基于第l个信标帧接收数据所估计的接收信号第二平均功率P_aver，2(l)与预设的第二参考目标功率P_ref，2功率误差值P_error，2(l)＝P_aver，2(l)-P_ref，2进行统计，如果连续L1次该功率误差值P_error，2(l)大于预设门限dagcTH1，则将功率增益值向下调整增益步长dagcstep1；如果连续L1次该功率误差值小于预设门限-dagcTH1，则将功率增益值向上调整增益步长dagcstep1；如果连续L2次该功率误差值P_error，2(l)大于预设门限dagcTH2，则将功率增益值向下调整增益步长dagcstep2；如果连续L2次该功率误差值小于预设门限-dagcTH2，则将功率增益值向上调整增益步长dagcstep2；…如果连续L_N次该功率误差值P_error，2(l)大于预设门限dagcTH_N，则将功率增益值向下调整增益步长dagcstep_N；如果连续L_N次该功率误差值小于预设门限-dagcTH_N，则将功率增益值向上调整增益步长dagcstep_N；其余情况不对当前功率增益值进行调整；

其中，L1＜L2＜…＜L_N，dagcTH1＞dagcTH2＞…＞dagcTH_N，dagcstep1＞dagcstep2＞…＞dagcstep_N；

各级控制的优先度与增益步长大小相同，在每一级控制中按优先度高低顺序进行调节条件判断，只有在高优先度的调节条件不满足才执行低优先度的调节条件的判断；一旦某个级别的调节条件被满足并执行了功率增益调节时，所有统计变量均被清零，从头开始下一轮的功率增益调节。

9.如权利要求1所述的信道训练方法，其特征在于：步骤六中判断所述第二功率控制是否收敛的方法是，对第二功率控制增益调节状况进行统计，如果连续L11帧都没有发生任何增益步长的调整，则认为第二功率控制已经进入收敛状态，反之，如果经过L12帧以后第二功率控制仍然没有进入收敛状态，则判定第二功率控制调节失败。

10.如权利要求1所述的信道训练方法，其特征在于：步骤七所述的载波频偏粗估计以及补偿处理采用的方法包括如下步骤，

将对应信标帧帧头的帧同步序列的接收信号记为r(k)，在发射端发射的原始帧同步序列记为M(k)，经过调制后变为M(k)·e^jφ(k)，帧同步序列的长度记为N，()^*表示对复数求共轭，

步骤1、去除接收信号中的调制信息，将经过调制的帧同步序列M(k)·e^jφ(k)与对应的接收信号r(k)进行按符号对应的共轭相乘，如下式所示：

r′(k)＝M^*(k)·e^jφ(k)·r(k)k＝0，...，N-1

步骤2、从去除调制信息后的接收信号r′(k)中取两段连续的信号进行按符号对应的延迟相关，如下式所示：

y(k)＝(r′(k))^*·r′(k+K)k＝m，...，n

其中，0≤m，n≤N-1界定了用于延迟相关的从接收信号r′(k)取的两段连续信号的范围，两段连续信号相隔距离为K，两段连续信号可以部分重叠；

步骤3、对以上延迟相关的结果y(k)求相位后再求平均得到基于当前信标帧的载波频偏粗估计值cfe(i)，如下式所示：

$\mathrm{cfe}\left(i\right)=\frac{f_s}{2\mathrm{\πK}}E\left(\mathrm{angle}\left(y\left(k\right)\right)\right)$

其中，E()表示求平均，angle()表示求复数信号的相位；

步骤4、对基于每个信标帧得到的载波频偏粗估计值cfe(i)进行如下所述方式的统计判决，得到用于载波频偏补偿用的补偿量cfe_fofst：

在开始时将cfe_fofst初始化为0；如果连续K1次所述载波频偏粗估计值cfe(i)大于阈值cfeTH1，则将补偿量cfe_fofst向上调整补偿步长cfestep1；如果连续K1次该载波频偏粗估计值cfe(i)小于阈值-cfeTH1，则将补偿量cfe_fofst向下调整补偿步长cfestep1；如果连续K2次该载波频偏粗估计值cfe(i)大于阈值cfeTH2，则将补偿量cfe_fofst向上调整补偿步长cfestep2；如果连续K2次该载波频偏粗估计值cfe(i)小于阈值-cfeTH2，则将补偿量cfe_fofst向下调整补偿步长cfestep2；…如果连续K_N次该载波频偏粗估计值cfe(i)大于阈值cfeTH_N，则将补偿量cfe_fofst向下调整补偿步长cfestep_N；如果连续K_N次该载波频偏粗估计值cfe(i)小于阈值-cfeTH_N，则将补偿量cfe_fofst向上调整补偿步长cfestep_N；其余情况不对补偿量cfe_fofst进行调整；

其中，K1＜K2＜…＜K_N，cfeTH1＞cfeTH2＞…＞cfeTH_N，cfestep1＞cfestep2＞…＞cfestep_N；各级调节的优先度与步长大小相同，每一级调节中按优先度高低顺序进行调节条件判断，只有在高优先度的调节条件不满足才执行低优先度的调节条件的判断；一旦某个优先度的调节条件被满足并执行了载波频偏补偿量调节时，所有统计变量均被清零，从头开始下一轮的粗频偏估计以及相应的补偿量调节。

11.如权利要求1所述的信道训练方法，其特征在于：步骤七所述判定载波频偏粗估计和补偿处理收敛的方法是，对载波频偏补偿量cfe_fofst调节状况进行统计，如果连续K11帧都没有发生任何载波频偏补偿量cfe_fofst的调节，则认为载波频偏补偿量cfe_fofst调节已经进入收敛状态，停止粗频偏估计处理；如果经过K21帧以后载波频偏补偿量cfe_fofst调节仍然没有进入收敛状态，则判定载波频偏粗估计和补偿处理收敛失败。

12.如权利要求1所述的信道训练方法，其特征在于：步骤八所述的载波频偏精估计及补偿处理采用的方法包括如下步骤，

步骤1、对信标帧帧体进行快速傅立叶变换，将时域数据变换到频域，得到频域数据x(l，m)，其中l＝0、1为信标帧帧体内的OFDM符号序号，m为一个OFDM符号内的子载波序号；

步骤2、对均衡处理结果x(l，m)进行解调得到解调结果比特流z(n)；

步骤3、对z(n)重新进行编码映射得到w(l，m)；

步骤4、计算x(l，m)与w(l，m)之间的相位差φ(l，m)＝x^*(l，m)·w(l，m)；

步骤5、计算N个OFDM符号每两个相邻的符号之间的对应子载波的相位旋转量的平均值，如下式所示：

$\mathrm{\φ}\_\mathrm{diff}\left(i\right)=\frac{1}{\mathrm{sizeof}\left(\mathrm{\Ω}\right)}\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m\∈\mathrm{\Ω}}{\mathrm{\Σ}}(\mathrm{\φ}(n,m)-\mathrm{\φ}(n-1,m))$

其中，i表示信标帧的序号，N为信标帧中的OFDM符号的个数，Ω表示选择参与计算的子载波的范围，sizeof(Ω)则表示在Ω中所包含的子载波的个数；

步骤6、对基于每个信标帧得到的载波频偏精估计值φ_diff(i)按如下所述的方式进行统计判决，得到用于载波频偏补偿用的补偿量ffe_fofst：在开始时将ffe_fofst初始化为0；如果连续Q1次该载波频偏精估计值φ_diff(i)大于阈值ffeTH1，则将补偿量ffe_fofst向上调整补偿步长ffestep1；如果连续Q1次所述载波频偏精估计值φ_diff(i)小于阈值-ffeTH1，则将补偿量ffe_fofst向下调整补偿步长ffestep1；如果连续Q2次该载波频偏精估计值φ_diff(i)大于阈值ffeTH2，则将补偿量ffe_fofst向上调整补偿步长ffestep2；如果连续Q2次该载波频偏精估计值φ_diff(i)小于阈值-ffeTH2，则将补偿量ffe_fofst向下调整补偿步长ffestep2；…如果连续Q_N次该载波频偏精估计值φ_diff(i)大于阈值ffeTH_N，则将补偿量ffe_fofst向上调整补偿步长ffestep_N；如果连续Q_N次该载波频偏精估计值φ_diff(i)小于阈值-ffeTH_N，则将补偿量ffe_fofst向下调整补偿步长ffestep_N；其余情况不对补偿量cfe_fofst进行调整；

其中，Q1＜Q2＜…＜Q_N，ffeTH1＞ffeTH2＞…＞ffeTH_N，ffestep1＞ffestep2＞…＞ffestep_N；各级调节的优先度与步长大小相同，在每级调节中按优先度高低顺序进行调节条件判断，只有在高优先度的调节条件不满足才执行低优先度的调节条件的判断；一旦某个优先度的调节条件被满足并执行了载波频偏补偿量调节时，所有统计变量均被清零，从头开始下一轮的载波频偏补偿量调节。

13.如权利要求12所述的信道训练方法，其特征在于：从所有有效子载波中排除处于频域中间和频域两端的子载波，以及窄带干扰的频点位置左右一定范围内的子载波后，利用剩余的子载波进行载波频偏精估计。

14.如权利要求1所述的信道训练方法，其特征在于：步骤八所述判定载波频偏精估计和补偿处理收敛的方法是，对载波频偏补偿量ffe_fofst调节状况进行统计，如果连续Q11帧都没有发生任何对载波频偏补偿量ffe_fofst的调节，则认为载波频偏精估计以及补偿处理已经进入收敛状态；如果经过Q21帧以后载波频偏精估计以及补偿处理仍然没有进入收敛状态，则判定载波频偏精估计以及补偿处理收敛失败。

15.如权利要求1所述的信道训练方法，其特征在于：步骤九所述信道频域响应估计处理采用的方法包括如下步骤，

步骤1、对信标帧帧体部分进行FFT变换得到频域数据

其中i表示信标帧的帧序号，n标志信标帧帧体内OFDM符号序号，k表示OFDM符号内子载波序号；

步骤2、对

利用到上一个信标帧为止所得到的信道估计值进行均衡得到均衡结果

其中，

步骤3、对

进行差分正交相移键控DQPSK解调得到解调结果

步骤4、对

重新进行差分正交相移键控DQPSK调制得到DPQSK符号序列

步骤5、基于

和进行去调制信息处理得到

去除调制信息后所得的

即代表了各子载波的残留信道频域响应信息；

步骤6、对多个OFDM符号的残留信道频域响应进行平均得到平均残留信道频域响应，计算方式如下所示：

$C_k^i=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{n,k}^i$

其中，N为信标帧中包含的OFDM符号个数；

步骤7、将平均残留信道频域响应与到上一个信标帧为止的信道估计值

进行合成得到当前帧的信道估计值

步骤8、在基于每一个信标帧进行信道频域响应估计，对信道频域响应进行更新后，判断信道频域响应估计处理是否收敛。

16.如权利要求15所述的信道训练方法，其特征在于：所述信道频域响应估计处理的收敛判断采用如下方法，通过仿真确定一个信道频域响应估计收敛所需要的帧数的经验值CHE_ACQ_FRAME，从信道频域响应估计启动后，如果经过了CHE_ACQ_FRAME帧的处理后就判定信道频域响应估计和信噪比估计进入收敛状态。

17.如权利要求15所述的信道训练方法，其特征在于：所述信道频域响应估计处理的收敛判断采用如下方法，比较前一帧的信道频域响应估计结果以及当前帧处理后的更新结果的“差距”，如果其“差距”小于某一预设门限值，并且连续LOCK_DECISION帧都满足这一条件，则判定信道频域响应估计和信噪比处理进入收敛状态，其中，LOCK_DECISION为基于仿真或者实际测试得到的经验值。

18.如权利要求17所述的信道训练方法，其特征在于：所述“差距”为均方误差，采用如下的计算方式：

$\mathrm{mse}1=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{|H_k^i-H_k^{i-1}|}^2$

其中，子载波数为N个，前后两帧的信道估计值分别为

和

i表示帧的序号，k表示子载波序号。

19.如权利要求17所述的信道训练方法，其特征在于：所述“差距”为均方误差，采用如下的计算方式：

$\mathrm{mse}2=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|H_k^i|-|H_k^{i-1}\left|\right|}^2$

其中，子载波数为N个，前后两帧的信道估计值分别为和

i表示帧的序号，k表示子载波序号。

20.一种基于信标帧的信道训练接收机装置，其特征在于，包括：

A/D变换器，对模拟信号进行采样以及模数变换，生成数字信号；

第一功率估计模块，对A/D变换器输出的数字信号进行功率估计，得到第一功率估计信号；

载波频偏纠正和下变频模块，基于载波频偏信号对输入数字信号进行载波频偏纠正以及数字下变频处理；

陷波滤波器，对输入的数字基带信号进行指定频点的陷波滤波处理，滤除被检测到的带内窄带干扰；

插值滤波器，通过插值的方式对经过陷波滤波器处理后的数字基带信号进行速率变换，将采样率对应于A/D变换器采样速率的数字信号变换为符号速率的数据；

低通滤波器，对插值滤波器输出的经过速率变换后的数字基带信号进行低通滤波处理，滤除带外干扰信号；

第二功率估计模块，对低通滤波器的输出信号再次进行平均功率估计，得到第二功率估计信号；

数字增益控制模块，基于所述第二功率控制信号对低通滤波器输出的信号进行功率调节，使得其输出信号的平均功率对于后续处理模块处于最佳输入平均功率状态；

帧头检测及帧头时序控制模块，基于数字增益控制模块的输出信号进行帧头检测，检测到帧头以后从帧头开始将有效的数据帧信号分解为一个个OFDM符号，并去除循环保护前缀后输出给FFT模块；

粗频偏估计模块，基于时域的OFDM数据进行载波频偏的粗估计，得到载波频偏粗估计信号；

FFT模块，按OFDM符号单位对接收的数据进行离散傅立叶变换，将时域的OFDM数据变换为频域的OFDM数据；

精频偏跟踪估计模块，基于频域的OFDM数据进行载波频偏的精估计，得到载波频偏精估计信号；

信道估计模块，基于信标帧中携带的OFDM符号部分的频域数据进行信道频域响应的估计；

均衡模块，基于信道频域响应估计结果，将频域OFDM数据的各个子载波的数据除以对应子载波的信道频域响应估计结果，对信道传输所带来的数据符号的相位偏转以及幅度衰减进行补偿；

信道解码模块，对经过均衡处理后的数据进行信道解码处理，产生解码信号；

信噪比估计模块，利用均衡模块输出的数据结果进行各个子载波的信噪比估计；

信道训练控制器，负责整个包括信标帧帧头同步检测在内的信道训练流程的控制处理，即决定什么时候启动什么模块，根据各模块处理的处理结果进行综合处理生成相应的反馈控制信号，对各模块的处理结果经过统计分析进行收敛判断，并进行相应的流程控制。

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