CN110176866A - 一种2n个逆变器并联***及其控制方法 - Google Patents

一种2n个逆变器并联***及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN110176866A
CN110176866A CN201910286900.XA CN201910286900A CN110176866A CN 110176866 A CN110176866 A CN 110176866A CN 201910286900 A CN201910286900 A CN 201910286900A CN 110176866 A CN110176866 A CN 110176866A
Authority
CN
China
Prior art keywords
inverter
pulse
carrier wave
coupling inductance
unit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201910286900.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN110176866B (zh
Inventor
蒋栋
李桥
张野驰
沈泽微
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huazhong University of Science and Technology
Original Assignee
Huazhong University of Science and Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huazhong University of Science and Technology filed Critical Huazhong University of Science and Technology
Priority to CN201910286900.XA priority Critical patent/CN110176866B/zh
Publication of CN110176866A publication Critical patent/CN110176866A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110176866B publication Critical patent/CN110176866B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/493—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开了一种2N个逆变器并联***及控制方法，所述耦合电感a的一异名端连接所述第一逆变器和第二逆变器的a相，其另一异名端并联后与一独立电感a的输入端连接；以此类推，所述耦合电感b和耦合电感c的连接关系；相同独立电感的输出端并联；所述各独立电感用于抑制逆变器单元间的环流；所述各耦合电感用于抑制各逆变器单元内的环流。基于上述逆变器并联***，本发明的控制方法包括：根据同步锯齿载波和脉冲移相角，计算开关脉冲的上升沿和下降沿，并获取PWM信号；通过PWM信号实现对2N个逆变器并联结构的控制。本发明结合耦合电感和独立电感的优势对2N个逆变器环流抑制，实现了基于耦合电感的逆变器并联***的拓展及其控制。

Description

一种2N个逆变器并联***及其控制方法
技术领域
本发明属于电力电子领域，更具体地，涉及一种2N个逆变器并联***及其控制方法。
背景技术
电压源逆变器被广泛应用于许多功率变换应用中，并通常并联运行以获得更高的输出电流，有效地提高***额定功率。并联逆变器模块化程度高，适合采用容错技术，保证***的可靠性。交错脉宽调制具有降低线路电流谐波和无源器件损耗的能力，越来越受到人们的重视。此外，基于两个逆变器并联***的零共模调制能理论上实现零共模电压，能明显的抑制***共模电流和共模EMI。采用交错脉宽调制或零共模调制时，人为引入的瞬时电压差导致了环流问题的出现。由于环流会带来较大的功率损耗，使功率器件过应力，使电感饱和，因此必须得到解决。
目前，主要有三种硬件方式来抑制环流：(1)隔离变压器；(2)耦合电感；(3)独立电感。其中，最简单的是在***直流侧或交流侧接入隔离变压器，阻断环流路径，然而隔离变压器的主要缺点是需要一个体积大、价格昂贵的工频变压器，因此，它不是首选。耦合电感能够实现并联桥臂的高度耦合，其主磁路主要用来抑制桥臂间环流，其漏感作为线电感，具有较高的功率密度。由于耦合电感不能设计为任意数目，因此更适用于固定或小数目的并联***。目前，针对于N个逆变器并联***多采用独立电感限制环流，但其重量体积要明显大于耦合电感；耦合电感主要用于抑制两个逆变器并联***，无法直接拓展到多个逆变器***；零共模调制算法适用于两个并联逆变器***，无法直接拓展到多个逆变器***。
发明内容
针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种2N个逆变器并联***及其控制方法，旨在解决耦合电感以及零共模调制无法拓展到多个逆变器并联***的问题。
为实现上述目的，本发明提供了一种2N个逆变器并联***，包括：N个逆变器单元和3N个独立电感；所述逆变器单元包括第一逆变器、第二逆变器、耦合电感a、耦合电感b和耦合电感c；
所述耦合电感a的一异名端连接所述第一逆变器和第二逆变器的a相，其另一异名端并联后与一独立电感a的输入端连接；
所述耦合电感b的一异名端连接所述第一逆变器和第二逆变器的b相，其另一异名端并联后与一独立电感b的输入端连接；
所述耦合电感c的一异名端连接所述第一逆变器和第二逆变器的c相，其另一异名端并联后与一独立电感c的输入端连接；
各独立电感a的输出端并联；各独立电感b的输出端并联；各独立电感b的输出端并联；
所述各独立电感用于抑制逆变器单元间的环流；所述各耦合电感用于抑制各逆变器单元内的环流。
基于本发明提出的2N个逆变器并联***，本发明提供了相应的控制方法，包括：
S1:根据脉冲移相角和时钟同步的锯齿载波，计算开关脉冲的上升沿和下降沿；
S2:通过对比同步锯齿载波、开关脉冲的上升沿和下降沿之间的大小，获取PWM信号；
S3:通过PWM信号控制逆变器中各开关管的关断与导通，进而实现对2N个逆变器并联结构的调制。
优选地，上述步骤S1中，所述脉冲移相角包括：逆变器单元内的脉冲相移角和逆变器单元间的脉冲相移角；
所述逆变器单元内的脉冲相移角的产生方法为基于时钟同步锯齿载波的交错脉宽调制或零共模脉宽调制；
所述逆变器单元间的脉冲移相角的选取可优化电流输出谐波；当单元内采用零共模调制并且调制比大于0.6时，单元间移相角设为90度时能最大程度的降低该单元经过耦合电感的环流峰值，从而降低该单元耦合电感的最大饱和磁密，减小该单元耦合电感的设计体积和重量。
优选地，上述步骤S1中，计算开关脉冲的上升沿和下降沿的方法包括：
S1.1根据锯齿载波的峰值、设定的脉冲开关占空比及脉冲移相角，计算脉冲开关的初始上升沿和下降沿：
S1.2脉冲开关的初始上升沿与下降沿分别与锯齿载波的峰值进行比较，若初始上升沿与下降沿小于等于锯齿载波的峰值，则保留初始的上升沿与下降沿；否则，更新上升沿与下降沿；
所述更新后的上升沿为初始上升沿与锯齿载波的峰值间的差值，更新后的下降沿为初始下降沿与锯齿载波的峰值间的差值；
具体表现为：
(1)计算上升沿和下降沿：
(2)比较Rx,j,i与PRD的大小、Fx,j,i与PRD的大小，更新Fx,j,i、Rx,j,i；
具体更新方法为：
若Rx,j,i≤PRD，则：
否则，
若Fx,j,i≤PRD，则：
否则
其中，Fx,j,i表示x相j单元第i个逆变器PWM脉冲的下降沿，Rx,j,i表示x相j单元第i个逆变器PWM脉冲的上升沿，d表示PWM的占空比，shift_in和shift_out分别表示PWM脉冲单元内和单元间的移相角度，shift表示PWM脉冲总的移相角度(shift＝shift_in+shift_out)，其范围从0到1，表示从0度到360度，PRD表示锯齿波的峰值。
在S2步骤中，获取PWM信号的方法为：
当开关脉冲的下降沿大于上升沿时，若锯齿载波介于两者之间，则PWM脉冲输出高电平；否则，PWM脉冲输出低电平；
当开关脉冲的上升沿大于下降沿时，若锯齿载波介于两者之间，则PWM脉冲输出低电平；否则，PWM脉冲输出高电平。
通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得有益效果：
(1)本发明一方面提供了2N个逆变器并联***，逆变器单元内采用耦合电感，单元间经过独立电感进行并联，不仅结合了耦合电感功率密度高的优势，逆变器单元内部进行抑制环流，同时采用独立电感克服耦合电感不能多逆变器并联的缺点，实现以2个逆变器和3个耦合电感为单元的扩展；另一方面本发明提供了对2N个逆变器并联***的控制方法，将适用于两个并联逆变器的零共模调制算法推广到了2N个逆变器并联***，解决了耦合电感仅适用于固定或小数目的逆变器并联***的环流抑制的问题。
(2)在本发明中，当逆变器单元内采用零共模调制且调制比大于0.6时，单元间移相角设定为90度能最大程度降低该单元经过耦合电感的环流峰值，从而降低该单元耦合电感的最大饱和磁密，减小该单元耦合电感的设计体积和重量。
(3)本发明针对2N个逆变器并联***，提出了相应的调制方法，各逆变器经相同的锯齿载波和相同方法获取的脉冲相移角，能有效地同步各个逆变器PWM脉冲信号的输出，实现脉冲位置的精确控制。
附图说明
图1是本发明提供的一种四个逆变器并联***的结构示意图；
图2是传统的四个逆变器并联的结构示意图；
图3是耦合电感示意图；
图4(a)是本发明提供的当F>R时PWM脉冲控制实现示意图；
图4(b)是本发明提供的当F<R时PWM脉冲控制实现示意图；
图5是本发明提供的shift_out＝0时单元内和单元间环流以及共模电压示意图；
图6是本发明提供的shift_out＝0.25时单元内和单元间环流以及共模电压示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明提供了一种2N个逆变器并联***，包括：N个逆变器单元和3N个独立电感；所述逆变器单元包括第一逆变器、第二逆变器、耦合电感a、耦合电感b和耦合电感c；
所述耦合电感a的一异名端连接所述第一逆变器和第二逆变器的a相，其另一异名端并联后与一独立电感a的输入端连接；
所述耦合电感b的一异名端连接所述第一逆变器和第二逆变器的b相，其另一异名端并联后与一独立电感b的输入端连接；
所述耦合电感c的一异名端连接所述第一逆变器和第二逆变器的c相，其另一异名端并联后与一独立电感c的输入端连接；
各独立电感a的输出端并联；各独立电感b的输出端并联；各独立电感b的输出端并联；
所述各独立电感用于抑制逆变器单元间的环流；所述各耦合电感用于抑制各逆变器单元内的环流。
如图1所示，实施例提供了一种四个逆变器并联***的结构示意图，包括第一单元和第二单元，如图1所示，单元内两个逆变器通过耦合电感抑制单元内环流；单元间通过独立电感抑制单元间环流。如图2所示为传统的四个逆变器并联结构，采用单一的独立电感抑制环流，采用传统的并联结构，共需要12个独立电感；若采用本发明提出的并联结构，共需要6个耦合电感和6个独立电感。耦合电感的设计不需要考虑输出相电流，仅由高频环流峰值决定，因而具有明显的重量和体积优势。因此，采用本发明提出的并联拓扑，能明显的提升***功率密度。
图3给出了一个典型的耦合电感示意图，该耦合电感共有两个绕组W和W*，两个线圈具有相同匝数，反向绕在磁芯上。ia1和ia2为并联桥臂电流，φa1和φa2为其对应的磁通。理论上ia1和ia2基波分量相同，磁芯主磁路主要由单元内环流决定，而漏电感主要作用于输出相电流和单元间环流。
从图3可知，耦合电感有四个端口，形成两对异名端，即ia1与ia2输入端为一对异名端，另外两个端口为另一对异名端；
需指明，为确保采样信号和PWM信号的一致，采用主从控制器进行控制，从控制器将采样信号发送给主控制器，同时接收占空比信号；PWM信号由从控制器产生，并传送到IGBT驱动板；为保证载波一致性，主控制器通过同步信号线对各从逆变器的载波进行同步；为了保证调制信号的一致性，主控制器同时输出占空比。
基于本发明提出的2N个逆变器并联结构，本发明提供了相应的控制方法，包括：
S1:根据脉冲移相角和时钟同步的锯齿载波，计算开关脉冲的上升沿和下降沿；
S2:通过对比同步锯齿载波、开关脉冲的上升沿和下降沿之间的大小，获取PWM信号；
S3:通过PWM信号控制逆变器中各开关管的关断与导通，进而实现对2N个逆变器并联结构的调制。
优选地，上述步骤S1中，所述脉冲移相角包括：逆变器单元内的脉冲相移角和逆变器单元间的脉冲相移角；
所述逆变器单元内的脉冲相移角的产生基于同步锯齿载波的交错脉宽调制或零共模脉宽调制；
优选地，上述步骤S1中，计算开关脉冲的上升沿和下降沿的方法包括：
S1.1根据锯齿载波的峰值、设定的脉冲开关占空比及脉冲移相角，计算脉冲开关的初始上升沿和下降沿：
S1.2脉冲开关的初始上升沿与下降沿分别与锯齿载波的峰值进行比较，若初始上升沿与下降沿小于等于锯齿载波的峰值，则保留初始的上升沿与下降沿；否则，更新上升沿与下降沿；
所述更新后的上升沿为初始上升沿与锯齿载波的峰值间的差值，更新后的下降沿为初始下降沿与锯齿载波的峰值间的差值；
图4(a)和图4(b)给出了本发明的PWM脉冲控制示意图，4个逆变器利用同步锯齿载波比较产生脉冲。为了实现脉冲位置的控制，利用两个比较寄存器分别控制每个开关脉冲的上升沿(R)和下降沿(F)，PWM脉冲由载波和对应的参考波比较得到。具体包括：
(1)计算上升沿和下降沿：
(2)比较Rx,j,i与PRD的大小、Fx,j,i与PRD的大小，更新Fx,j,i、Rx,j,i；
具体更新方法为：
若Rx,j,i≤PRD，则：
否则，
若Fx,j,i≤PRD，则：
否则
其中，Fx,j,i表示x相j单元第i个逆变器PWM脉冲的下降沿，Rx,j,i表示x相j单元第i个逆变器PWM脉冲的上升沿，d表示PWM的占空比，shift_in和shift_out分别表示PWM脉冲单元内和单元外的移相角度，shift表示PWM脉冲总的移相角度(shift＝shift_in+shift_out)，其范围从0到1，表示从0度到360度，PRD表示锯齿波的峰值。
在S2步骤中，获取PWM信号的方法为：
如图4(a)所示，当开关脉冲的下降沿大于上升沿(F>R)时，若锯齿载波介于两者之间，则PWM脉冲输出高电平；否则，PWM脉冲输出低电平；
如图4(b)所示，当开关脉冲的上升沿大于下降沿(R>F)时，若锯齿载波介于两者之间，则PWM脉冲输出低电平；否则，PWM脉冲输出高电平。
本发明以零共模调制算法为例获取PWM脉冲位置，通过控制2N个逆变器并联***，实现各逆变器单元内与单元间的环流抑制，具体如下:
第一单元和第二单元内的逆变器均采用零共模调制算法，单元间PWM脉冲位置可进行移相；
图5为第一单元和第二单元间脉冲移相角为0度，即shift_out＝0时，第一逆变器单元和第二逆变器单元内及其单元间的环流以及共模电压示意图，由于第一逆变器单元与第二逆变器单元间的脉冲移相角为0度，即第一逆变器单元和第二逆变器单元脉冲同步，第一逆变单元与第二逆变器单元间的环流为0，第一逆变器单元和第二逆变器单元内高频环流一致，此时共模电压始终为0，输出相电流THD为1.78％。
图6为第一逆变器单元与第二逆变器单元间的脉冲相移角为90度，即shift_out＝0.25时，第一逆变器和第二逆变器单元内及其单元间的环流以及共模电压示意图，由于第一逆变器单元与第二逆变器单元间的脉冲相移角为90度，即第一逆变器单元和第二逆变器单元脉冲不同步，此时第一逆变器和第二逆变器间具有高频环流，第一逆变器单元和第二逆变器单元内高频环流不一致，第二逆变器单元内环流峰值较小，此时，共模电压始终为0，输出相电流THD为0.67％，输出电流质量得到改善。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种2N个逆变器并联***，其特征在于，包括：N个逆变器单元和3N个独立电感；所述逆变器单元包括第一逆变器、第二逆变器、耦合电感a、耦合电感b和耦合电感c；
所述耦合电感a的一异名端连接所述第一逆变器和第二逆变器的a相，其另一异名端并联后与一独立电感a的输入端连接；
所述耦合电感b的一异名端连接所述第一逆变器和第二逆变器的b相，其另一异名端并联后与一独立电感b的输入端连接；
所述耦合电感c的一异名端连接所述第一逆变器和第二逆变器的c相，其另一异名端并联后与一独立电感c的输入端连接；
各独立电感a的输出端并联；各独立电感b的输出端并联；各独立电感c的输出端并联；
所述各独立电感用于抑制逆变器单元间的环流；所述各耦合电感用于抑制各逆变器单元内的环流。
2.如权利要求1所述的2N个逆变器并联***，其特征在于，所述逆变器单元内的脉冲相移角基于时钟同步锯齿载波的交错脉宽调制或零共模脉宽调制产生。
3.如权利要求1或2所述的2N个逆变器并联***，其特征在于，所述逆变器单元间有脉冲相移角。
4.基于权利要求1所述的2N个逆变器并联***的控制方法，其特征在于，包括：
S1:根据脉冲移相角和时钟同步的锯齿载波，计算开关脉冲的上升沿和下降沿；
S2:通过对比同步锯齿载波、开关脉冲的上升沿和下降沿，获取PWM信号；
S3:通过PWM信号控制逆变器中各开关管的关断与导通，进而实现对2N个逆变器并联结构的控制。
5.如权利要求4所述的控制方法，其特征在于，所述脉冲移相角包括：逆变器单元内的脉冲相移角和逆变器单元间的脉冲相移角。
6.如权利要求5所述的控制方法，其特征在于，所述逆变器单元内的脉冲相移角的产生方法为基于时钟同步锯齿载波的交错脉宽调制或零共模脉宽调制。
7.如权利要求6所述的控制方法，其特征在于，当逆变器单元内采用零共模调制且调制比大于0.6时，单元间移相角设置为90度。
8.如权利要求4所述的控制方法，其特征在于，所述步骤S1包括：
S1.1：根据锯齿载波的峰值、设定的脉冲开关占空比及脉冲移相角，计算脉冲开关的初始上升沿和下降沿：
S1.2：对比脉冲开关的初始上升沿与锯齿载波的峰值，若初始上升沿小于等于锯齿载波的峰值，则保留初始的上升沿；否则，更新上升沿为初始上升沿与锯齿载波的峰值间的差值；
且对比脉冲开关的初始下降沿与锯齿载波的峰值，若初始下降沿小于等于锯齿载波的峰值，则保留初始的下降沿；否则，更新下降沿为初始下降沿与锯齿载波的峰值间的差值。
9.如权利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述PWM信号的获取方法为：
当开关脉冲的下降沿大于上升沿时，若锯齿载波介于两者之间，则PWM脉冲输出高电平；否则，PWM脉冲输出低电平；
当开关脉冲的上升沿大于下降沿时，若锯齿载波介于两者之间，则PWM脉冲输出低电平；否则，PWM脉冲输出高电平。
CN201910286900.XA 2019-04-11 2019-04-11 一种2n个逆变器并联***及其控制方法 Active CN110176866B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910286900.XA CN110176866B (zh) 2019-04-11 2019-04-11 一种2n个逆变器并联***及其控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910286900.XA CN110176866B (zh) 2019-04-11 2019-04-11 一种2n个逆变器并联***及其控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110176866A true CN110176866A (zh) 2019-08-27
CN110176866B CN110176866B (zh) 2020-09-18

Family

ID=67689528

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910286900.XA Active CN110176866B (zh) 2019-04-11 2019-04-11 一种2n个逆变器并联***及其控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN110176866B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113676069A (zh) * 2021-09-08 2021-11-19 新风光电子科技股份有限公司 一种级联式高压变频器并联环流抑制方法

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102655379A (zh) * 2011-03-01 2012-09-05 江苏博力电气科技有限公司 一种抑制逆变器并联运行***中环流的装置
CN102739152A (zh) * 2011-04-01 2012-10-17 Ls产电株式会社 中压逆变器***
US20150349626A1 (en) * 2014-05-30 2015-12-03 Hamilton Sundstrand Corporation Output filter for paralleled inverter
CN105634319A (zh) * 2016-02-16 2016-06-01 华中科技大学 一种具有耦合电感的多电平级联逆变器
CN105680713A (zh) * 2016-04-01 2016-06-15 山东大学 Shepwm调制的多台t型三电平逆变器的零序环流抑制***及方法
CN106655648A (zh) * 2016-11-30 2017-05-10 华中科技大学 一种模块化电机***及其驱动控制方法
KR20180026922A (ko) * 2016-09-05 2018-03-14 한국전기연구원 결합된 인덕터들을 포함하는 인터리빙된 전압원 인버터의 전류 제어 시스템, 방법 및 상기 방법을 실행시키기 위한 컴퓨터 판독 가능한 프로그램을 기록한 기록 매체
CN109302090A (zh) * 2018-09-30 2019-02-01 华中科技大学 一种适用于单相mmc的变开关频率pwm控制方法
CN109510499A (zh) * 2018-10-29 2019-03-22 华中科技大学 一种适用于并联逆变器环流纹波峰值控制方法及控制***

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102655379A (zh) * 2011-03-01 2012-09-05 江苏博力电气科技有限公司 一种抑制逆变器并联运行***中环流的装置
CN102739152A (zh) * 2011-04-01 2012-10-17 Ls产电株式会社 中压逆变器***
US20150349626A1 (en) * 2014-05-30 2015-12-03 Hamilton Sundstrand Corporation Output filter for paralleled inverter
CN105634319A (zh) * 2016-02-16 2016-06-01 华中科技大学 一种具有耦合电感的多电平级联逆变器
CN105680713A (zh) * 2016-04-01 2016-06-15 山东大学 Shepwm调制的多台t型三电平逆变器的零序环流抑制***及方法
KR20180026922A (ko) * 2016-09-05 2018-03-14 한국전기연구원 결합된 인덕터들을 포함하는 인터리빙된 전압원 인버터의 전류 제어 시스템, 방법 및 상기 방법을 실행시키기 위한 컴퓨터 판독 가능한 프로그램을 기록한 기록 매체
CN106655648A (zh) * 2016-11-30 2017-05-10 华中科技大学 一种模块化电机***及其驱动控制方法
CN109302090A (zh) * 2018-09-30 2019-02-01 华中科技大学 一种适用于单相mmc的变开关频率pwm控制方法
CN109510499A (zh) * 2018-10-29 2019-03-22 华中科技大学 一种适用于并联逆变器环流纹波峰值控制方法及控制***

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113676069A (zh) * 2021-09-08 2021-11-19 新风光电子科技股份有限公司 一种级联式高压变频器并联环流抑制方法
CN113676069B (zh) * 2021-09-08 2023-06-16 新风光电子科技股份有限公司 一种级联式高压变频器并联环流抑制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN110176866B (zh) 2020-09-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107968571B (zh) 一种双有源桥变换器三移相控制方法
US8462524B2 (en) 3-level pulse width modulation inverter with snubber circuit
CN111509985B (zh) 一种自阻断型真双极电力电子变压器***及控制方法
CN111628655B (zh) 用于双有源桥直流变换器暂态直流偏置通用移相控制方法
US20150043254A1 (en) Grid feed apparatus, energy feed system and method for operating a grid feed apparatus
CN108365758A (zh) 三端口dc/dc变换器的端口功率解耦控制方法
CN110148960B (zh) 一种功率变换电路、逆变器及控制方法
CN111884497B (zh) 用于双有源桥直流变换器的快速软启动控制方法及***
US20190280615A1 (en) Modulation method and apparatus based on three-phase neutral point clamped inverter
CN111082665A (zh) 一种基于集中式多相变压器的双向llc直流变压器子模块
JPH04156274A (ja) 電力変換装置
CN110176866A (zh) 一种2n个逆变器并联***及其控制方法
Narasimha et al. An improved closed loop hybrid phase shift controller for dual active bridge converter.
WO2018157797A1 (zh) 一种全桥谐振变换器
Shi et al. Bridge-to-bridge independent control method for dual-active-bridge interlinking converter
Li et al. An optimized design method of phase-shift angle in DPS modulation scheme for LCL-type resonant DAB DC-DC converters
CN115632562A (zh) 基于mmc子模块桥臂复用的固态变压器拓扑及调制方法
CN109245544A (zh) 一种基于原副边功率器件驱动信号移相的电容电压控制方法
CN114553010A (zh) 多相输入并联输出并联双有源全桥变换器及均流控制方法
CN110783948B (zh) 一种基于空载电压增益补偿的并联逆变器下垂控制方法
CN204859014U (zh) 一种输入串联输出并联模块化交流变换器功率均分装置
CN113541477B (zh) 一种用于高压直流输电***的升压模块化dc-dc变换器
CN212324012U (zh) 移相倍频开关功率放大器
EP3934081A1 (en) Bridge rectifier operation and power fator correction circuit
Chaudhury et al. H5-CFDAB: A Current-Fed Dual-Active-Bridge Converter for Application in Modular DC Solid-State Transformer

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant