CN110176860B - 含输出电流补偿支路的升压型变换器 - Google Patents

Abstract

一种含输出电流补偿支路的升压型变换器，包括电感L1、N沟道MOS管M1、二极管D1、电容Co、输出电流补偿支路和控制器，所述输出电流补偿支路中，当N沟道MOS管M1截止时，通过其端口a从电感L1处分流一部分电流用于能量存储；当N沟道MOS管M1导通时，通过其端口b释放能量，为电容Co和负载RL提供电流；所述控制器采用软开关控制器，通过其端口g控制N沟道MOS管M1的开关状态，通过其端口c控制输出电流补偿支路能量存储或释放的工作状态。本发明具有低输出电压纹波和高效率的特点。

Description

含输出电流补偿支路的升压型变换器

技术领域

本发明涉及升压型变换器，尤其是一种含输出电流补偿支路的升压型变换器，不但输出电压纹波小，而且还可工作在软开关状态，适用于低输出电压纹波和高效率的应用场合。

背景技术

传统Boost变换器的输出电流(指流过续流二极管至输出端的电流)是断续的，此特性会导致其输出电压纹波较大。要获得较小的输出电压纹波，通常的办法是加大输出电解电容的容量或着增加滤波器。但是，常见的铝电解电容对脉动电流的耐受能力差，其性能受温度影响严重；常见的滤波器(如：LC滤波器)会降低电路的动态响应速度以及整体效率。

因此，考虑为传统Boost变换器引入输出电流补偿支路，在不增加输出电解电容值的前提下通过补形输出电流来改善输出电压纹波。进一步，可采用软开关控制器，变“硬开关”为“软开关”的工作方式，提升电路效率。

发明内容

为克服传统Boost变换器输出电压纹波较大的不足，本发明提供一种含输出电流补偿支路的升压型变换器，目的在于改善输出电压纹波同时提升效率。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种含输出电流补偿支路的升压型变换器，包括电感L1、N沟道MOS管M1、二极管D1、电容Co、输出电流补偿支路和控制器，所述电流补偿支路具有端口a、端口b和端口c，所述控制器具有端口g和端口c，直流电源Vi的正端与电感L1的一端相连，电感L1的另一端同时与N沟道MOS管M1的漏极、输出电流补偿支路的端口a以及二极管D1的阳极相连，二极管D1的阴极同时与输出电流补偿支路的端口b、电容Co的一端以及负载RL的一端相连，负载RL的另一端同时与电容Co的另一端、N沟道MOS管M1的源极以及直流电源Vi的负端相连，输出电流补偿支路的端口c与控制器的端口c相连，控制器的端口g与N沟道MOS管M1的栅极相连；

所述输出电流补偿支路中，当N沟道MOS管M1截止时，通过其端口a从电感L1处分流一部分电流用于能量存储；当N沟道MOS管M1导通时，通过其端口b释放能量，为电容Co和负载RL提供电流；

所述控制器中，通过其端口g控制N沟道MOS管M1的开关状态，通过其端口c控制输出电流补偿支路能量存储或释放的工作状态。

进一步，所述输出电流补偿支路的第一种优选方案，所述输出电流补偿支路包括电感La1、N沟道MOS管Ma1和二极管Da1，电感La1的一端与输出电流补偿支路的端口a相连，电感La1的另一端同时与N沟道MOS管Ma1的漏极以及二极管Da1的阳极相连，二极管Da1的阴极与输出电流补偿支路的端口b相连，N沟道MOS管Ma1的源极与N沟道MOS管M1的源极相连，N沟道MOS管Ma1的栅极与输出电流补偿支路的端口c相连。

或者是，所述输出电流补偿支路的第二种优选方案，所述输出电流补偿支路包括电感Lb1、电感Lb2、N沟道MOS管Mb1和二极管Db1，电感Lb1的一端与输出电流补偿支路的端口a相连，电感Lb1的另一端与N沟道MOS管Mb1的漏极相连，N沟道MOS管Mb1的源极同时与N沟道MOS管M1的源极以及电感Lb2的一端相连，电感Lb2的另一端与二极管Db1的阳极相连，二极管Db1的阴极与输出电流补偿支路的端口b相连，N沟道MOS管Mb1的栅极与输出电流补偿支路的端口c相连，电感Lb1和电感Lb2存在耦合关系，电感Lb1的一端和电感Lb2的一端是同名端。考虑电感Lb1和电感Lb2之间存在漏感，可添加电压尖峰吸收支路，电压尖峰吸收支路包括电阻Rb1、电容Cb1和二极管Db2，电阻Rb1的一端同时与电感Lb1的一端以及电容Cb1的一端相连，电阻Rb1的另一端同时与电容Cb1的另一端以及二极管Db2的阴极相连，二极管Db2的阳极与电感Lb1的另一端相连。因耦合电感Lb1和Lb2的缘故，输出电流补偿支路的第二种优选方案比输出电流补偿支路的第一种优选方案具有更宽的输出电流补偿范围。

再或者是，所述输出电流补偿支路的第三种优选方案，所述输出电流补偿支路包括电感Lc1、电感Lc2、N沟道MOS管Mc1和二极管Dc1，电感Lc1的一端与输出电流补偿支路的端口a相连，电感Lc1的另一端同时与N沟道MOS管Mc1的漏极以及电感Lc2的一端相连，电感Lc2的另一端与二极管Dc1的阳极相连，二极管Dc1的阴极与输出电流补偿支路的端口b相连，N沟道MOS管Mc1的源极与N沟道MOS管M1的源极相连，N沟道MOS管Mc1的栅极与输出电流补偿支路的端口c相连，电感Lc1和电感Lc2存在耦合关系，电感Lc1的一端和电感Lc2的一端是同名端。考虑电感Lc1和电感Lc2之间存在漏感，可添加电压尖峰吸收支路，电压尖峰吸收支路包括电阻Rc1、电容Cc1和二极管Dc2，电阻Rc1的一端同时与电感Lc1的一端以及电容Cc1的一端相连，电阻Rc1的另一端同时与电容Cc1的另一端以及二极管Dc2的阴极相连，二极管Dc2的阳极与电感Lc1的另一端相连。输出电流补偿支路的第三种优选方案与输出电流补偿支路的第二种优选方案(Lb2>Lb1)的效果相近。

再又或者是，所述输出电流补偿支路的第四种优选方案，所述输出电流补偿支路包括电感Ld1、电感Ld2、N沟道MOS管Md1和二极管Dd1，电感Ld1的一端与输出电流补偿支路的端口a相连，电感Ld1的另一端同时与电感Ld2的一端以及二极管Dd1的阳极相连，二极管Dd1的阴极与输出电流补偿支路的端口b相连，电感Ld2的另一端与N沟道MOS管Md1的漏极相连，N沟道MOS管Md1的源极与N沟道MOS管M1的源极相连，N沟道MOS管Md1的栅极与输出电流补偿支路的端口c相连，电感Ld1和电感Ld2存在耦合关系，电感Ld1的一端和电感Ld2的一端是同名端。考虑电感Ld1和电感Ld2之间存在漏感，可添加电压尖峰吸收支路，电压尖峰吸收支路包括电阻Rd1、电容Cd1和二极管Dd2，电阻Rd1的一端同时与电感Ld2的一端以及电容Cd1的一端相连，电阻Rd1的另一端同时与电容Cd1的另一端以及二极管Dd2的阴极相连，二极管Dd2的阳极与电感Ld2的另一端相连。输出电流补偿支路的第四种优选方案与输出电流补偿支路的第二种优选方案(Lb2<Lb1)的效果相近。

更进一步，所述控制器为软开关控制器，假设其端口g的电压为vg，其端口c的电压为vc，开关周期为T，D为vg的占空比，Dc为vc的占空比，D和Dc的取值范围均为0至1，vg和vc分别满足式(1)和式(2)，n为大于等于0的整数：

采用“D为主Dc为辅”的控制策略，步骤如下：

步骤一：根据直流电源Vi、负载RL或所述含输出电流补偿支路的升压型变换器的输出电压Vo调节D，按式(1)设置vg；同时，赋值Dc＝D，按式(2)设置vc；

步骤二：保持D和vg不变，调整Dc的大小并按式(2)设置vc直至N沟道MOS管M1符合零电压或准零电压开通的工作特征；

步骤三：重复步骤一至步骤二直至所述含输出电流补偿支路的升压型变换器进入稳态。

所述控制器采用单片机、DSP或FPGA可编程器件，如：TMS32F28027。

本发明的技术构思为：通过引入输出电流补偿支路，改善传统Boost变换器的输出电压纹波。同时，采用软开关控制器，整个电路可以“软开关”的方式工作，实现效率提升。

本发明的有益效果主要表现在：结合软开关控制器，所述含输出电流补偿支路的升压型变换器可具有低输出电压纹波和高效率的特点。

附图说明

图1是本发明的电路框图。

图2是本发明实施例1采用的输出电流补偿支路电路图。

图3是本发明实施例2采用的输出电流补偿支路电路图。

图4是本发明实施例3采用的输出电流补偿支路电路图。

图5是本发明实施例4采用的输出电流补偿支路电路图。

图6是本发明实施例1至实施例4采用的软开关控制信号时序图。

图7是本发明实施例1的仿真波形图。

图8是本发明实施例2的仿真波形图。

图9是本发明实施例3的仿真波形图。

图10是本发明实施例4的仿真波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。

实施例1

参考图1，一种含输出电流补偿支路的升压型变换器，包括电感L1、N沟道MOS管M1、二极管D1、电容Co、输出电流补偿支路和控制器，所述电流补偿支路具有端口a、端口b和端口c，所述控制器具有端口g和端口c，直流电源Vi的正端与电感L1的一端相连，电感L1的另一端同时与N沟道MOS管M1的漏极、输出电流补偿支路的端口a以及二极管D1的阳极相连，二极管D1的阴极同时与输出电流补偿支路的端口b、电容Co的一端以及负载RL的一端相连，负载RL的另一端同时与电容Co的另一端、N沟道MOS管M1的源极以及直流电源Vi的负端相连，输出电流补偿支路的端口c与控制器的端口c相连，控制器的端口g与N沟道MOS管M1的栅极相连；

所述输出电流补偿支路中，当N沟道MOS管M1截止时，通过其端口a从电感L1处分流一部分电流用于能量存储；当N沟道MOS管M1导通时，通过其端口b释放能量，为电容Co和负载RL提供电流；

所述控制器中，通过其端口g控制N沟道MOS管M1的开关状态，通过其端口c控制输出电流补偿支路能量存储或释放的工作状态。

参考图2，所述输出电流补偿支路包括电感La1、N沟道MOS管Ma1和二极管Da1，电感La1的一端与输出电流补偿支路的端口a相连，电感La1的另一端同时与N沟道MOS管Ma1的漏极以及二极管Da1的阳极相连，二极管Da1的阴极与输出电流补偿支路的端口b相连，N沟道MOS管Ma1的源极与N沟道MOS管M1的源极相连，N沟道MOS管Ma1的栅极与输出电流补偿支路的端口c相连。

参考图6，所述控制器为软开关控制器，假设其端口g的电压为vg，其端口c的电压为vc，开关周期为T，D为vg的占空比，Dc为vc的占空比，D和Dc的取值范围均为0至1，vg和vc分别满足式(1)和式(2)。采用“D为主Dc为辅”的控制策略，步骤如下：

步骤一：根据直流电源Vi、负载RL或所述含输出电流补偿支路的升压型变换器的输出电压Vo调节D，按式(1)设置vg；同时，赋值Dc＝D，按式(2)设置vc；

步骤二：保持D和vg不变，调整Dc的大小并按式(2)设置vc直至N沟道MOS管M1符合零电压或准零电压开通的工作特征；

步骤三：重复步骤一至步骤二直至所述含输出电流补偿支路的升压型变换器进入稳态。

所述控制器采用单片机、DSP或FPGA等可编程器件，如：TMS32F28027。

图7是本发明实施例1的一个典型仿真波形图(D＝0.8)。由图7可知，电感L1的电流iL1连续，流入输出电流补偿支路端口a的电流ia断续，输出电流io也断续，输出电压Vo>直流电源Vi。但是，在一个开关周期T内输出电流io为电容Co和负载RL充电的次数多达2次(比传统Boost变换器多1次)，可有效减小输出电压纹波。当M1导通且Ma1截止时，D1截止，L1充磁，iL1上升；Da1导通，La1放磁为电容Co和负载RL提供能量，ia＝ib下降直至为0，流过M1的电流iM1＝iL1-ia≤iL1，因此M1的导通损耗低于传统Boost变换器而且Da1的反向恢复损耗为0，都对提升效率有利。当M1截止且Ma1导通时，D1导通，L1放磁为电容Co和负载RL提供能量，iL1下降；Da1截止，La1充磁，ia上升；二极管D1的电流iD1＝iL1-ia下降直至为0，为M1实现软开关提供条件。当iD1下降为0后，D1关断，D1的反向恢复损耗为0，对提升效率有利；Ma1仍导通，La1与M1的寄生输出电容产生谐振。当M1的漏极电压vM1因谐振下降至0时，控制器同时开通M1和关断Ma1，使得M1实现零电压开通，因此M1的开通损耗低于传统Boost变换器，对提升效率有利。

实施例2

参考图1、图3和图6，一种含输出电流补偿支路的升压型变换器，其输出电流补偿支路包括电感Lb1、电感Lb2、N沟道MOS管Mb1和二极管Db1，电感Lb1的一端与输出电流补偿支路的端口a相连，电感Lb1的另一端与N沟道MOS管Mb1的漏极相连，N沟道MOS管Mb1的源极同时与N沟道MOS管M1的源极以及电感Lb2的一端相连，电感Lb2的另一端与二极管Db1的阳极相连，二极管Db1的阴极与输出电流补偿支路的端口b相连，N沟道MOS管Mb1的栅极与输出电流补偿支路的端口c相连，电感Lb1和电感Lb2存在耦合关系，电感Lb1的一端和电感Lb2的一端是同名端。

考虑电感Lb1和电感Lb2之间存在漏感，所述输出电流补偿支路还包括电压尖峰吸收支路，电压尖峰吸收支路包括电阻Rb1、电容Cb1和二极管Db2，电阻Rb1的一端同时与电感Lb1的一端以及电容Cb1的一端相连，电阻Rb1的另一端同时与电容Cb1的另一端以及二极管Db2的阴极相连，二极管Db2的阳极与电感Lb1的另一端相连。

实施例2的其他结构(包括控制器)与实施例1相同，工作过程也与实施例1相似。但是，实施例2具有更宽的输出电流补偿范围。当D较大时，取Lb2>Lb1更利于减小输出电压纹波；当D较小时，取Lb2<Lb1更利于减小输出电压纹波。

图8是本发明实施例2的一个典型仿真波形图(D＝0.2，Lb2>Lb1)。由图8可知，电感L1的电流iL1连续，流入输出电流补偿支路端口a的电流ia断续，输出电流io也断续，输出电压Vo>直流电源Vi。但是，在一个开关周期T内输出电流io为电容Co和负载RL充电的次数多达2次(比传统Boost变换器多1次)，可有效减小输出电压纹波。当M1导通且Mb1截止时，D1截止，L1充磁，iL1上升；Db1导通，Lb2放磁为电容Co和负载RL提供能量，ia＝0，ib下降直至为0。当ib下降为0后，Db1截止，Db1的反向恢复损耗为0，对提升效率有利。当M1和Mb1均截止时，D1导通，L1放磁为电容Co和负载RL提供能量，iL1下降。当M1截止但Mb1导通时，D1仍导通，L1仍放磁为电容Co和负载RL提供能量，iL1仍下降；Lb1充磁，ia上升；二极管D1的电流iD1＝iL1-ia下降直至为0，为M1实现软开关提供条件。当iD1下降为0后，D1关断，D1的反向恢复损耗为0，对提升效率有利；Mb1仍导通，Lb1与M1的寄生输出电容产生谐振。当M1的漏极电压vM1因谐振下降至0时，控制器同时开通M1和关断Mb1，使得M1实现零电压开通，因此M1的开通损耗低于传统Boost变换器，对提升效率有利。

实施例3

参考图1、图4和图6，一种含输出电流补偿支路的升压型变换器，其输出电流补偿支路包括电感Lc1、电感Lc2、N沟道MOS管Mc1和二极管Dc1，电感Lc1的一端与输出电流补偿支路的端口a相连，电感Lc1的另一端同时与N沟道MOS管Mc1的漏极以及电感Lc2的一端相连，电感Lc2的另一端与二极管Dc1的阳极相连，二极管Dc1的阴极与输出电流补偿支路的端口b相连，N沟道MOS管Mc1的源极与N沟道MOS管M1的源极相连，N沟道MOS管Mc1的栅极与输出电流补偿支路的端口c相连，电感Lc1和电感Lc2存在耦合关系，电感Lc1的一端和电感Lc2的一端是同名端。

考虑电感Lc1和电感Lc2之间存在漏感，所述输出电流补偿支路还包括电压尖峰吸收支路，电压尖峰吸收支路包括电阻Rc1、电容Cc1和二极管Dc2，电阻Rc1的一端同时与电感Lc1的一端以及电容Cc1的一端相连，电阻Rc1的另一端同时与电容Cc1的另一端以及二极管Dc2的阴极相连，二极管Dc2的阳极与电感Lc1的另一端相连。

实施例3的其他结构(包括控制器)与实施例2相同，工作过程也与实施例2取Lb2>Lb1时相似。

图9是本发明实施例3的一个典型仿真波形图(D＝0.5)。由图9可知，电感L1的电流iL1连续，流入输出电流补偿支路端口a的电流ia断续，输出电流io也断续，输出电压Vo>直流电源Vi。但是，在一个开关周期T内输出电流io为电容Co和负载RL充电的次数多达2次(比传统Boost变换器多1次)，可有效减小输出电压纹波。当M1导通且Mc1截止时，D1截止，L1充磁，iL1上升；Dc1导通，耦合电感Lc1和Lc2共同放磁为电容Co和负载RL提供能量，ia＝ib下降直至为0，流过M1的电流iM1＝iL1-ia≤iL1，因此M1的导通损耗低于传统Boost变换器，对提升效率有利。当ib下降为0后，Dc1截止，Dc1的反向恢复损耗为0，也对提升效率有利。当M1截止且Mc1导通时，D1导通，L1放磁为电容Co和负载RL提供能量，iL1下降；Lc1充磁，ia上升；二极管D1的电流iD1＝iL1-ia下降直至为0，为M1实现软开关提供条件。当iD1下降为0后，D1关断，D1的反向恢复损耗为0，对提升效率有利；Mc1仍导通，Lc1与M1的寄生输出电容产生谐振。当M1的漏极电压vM1因谐振多次下降至0时，控制器同时开通M1和关断Mc1，使得M1实现零电压开通，因此M1的开通损耗低于传统Boost变换器，对提升效率有利。

实施例4

参考图1、图5和图6，一种含输出电流补偿支路的升压型变换器，其输出电流补偿支路包括电感Ld1、电感Ld2、N沟道MOS管Md1和二极管Dd1，电感Ld1的一端与输出电流补偿支路的端口a相连，电感Ld1的另一端同时与电感Ld2的一端以及二极管Dd1的阳极相连，二极管Dd1的阴极与输出电流补偿支路的端口b相连，电感Ld2的另一端与N沟道MOS管Md1的漏极相连，N沟道MOS管Md1的源极与N沟道MOS管M1的源极相连，N沟道MOS管Md1的栅极与输出电流补偿支路的端口c相连，电感Ld1和电感Ld2存在耦合关系，电感Ld1的一端和电感Ld2的一端是同名端。

考虑电感Ld1和电感Ld2之间存在漏感，所述输出电流补偿支路还包括电压尖峰吸收支路，电压尖峰吸收支路包括电阻Rd1、电容Cd1和二极管Dd2，电阻Rd1的一端同时与电感Ld2的一端以及电容Cd1的一端相连，电阻Rd1的另一端同时与电容Cd1的另一端以及二极管Dd2的阴极相连，二极管Dd2的阳极与电感Ld2的另一端相连。

实施例4的其他结构(包括控制器)与实施例2相同，工作过程也与实施例2取Lb2<Lb1时相似。

图10是本发明实施例4的一个典型仿真波形图(D＝0.2)。由图10可知，电感L1的电流iL1连续，流入输出电流补偿支路端口a的电流ia断续，输出电流io也断续，输出电压Vo>直流电源Vi。但是，在一个开关周期T内输出电流io为电容Co和负载RL充电的次数多达2次(比传统Boost变换器多1次)，可有效减小输出电压纹波。当M1导通且Md1截止时，D1截止，L1充磁，iL1上升；Dd1导通，Ld1放磁为电容Co和负载RL提供能量，ia＝ib下降直至为0，流过M1的电流iM1＝iL1-ia≤iL1，因此M1的导通损耗低于传统Boost变换器，对提升效率有利。当ib下降为0后，Dd1截止，Dd1的反向恢复损耗为0，也对提升效率有利。当M1和Md1均截止时，D1导通，L1放磁为电容Co和负载RL提供能量，iL1下降。当M1截止但Md1导通时，D1仍导通，L1仍放磁为电容Co和负载RL提供能量，iL1仍下降；耦合电感Ld1和Ld2共同充磁，ia上升；二极管D1的电流iD1＝iL1-ia下降直至为0，为M1实现软开关提供条件。当iD1下降为0后，D1关断，D1的反向恢复损耗为0，对提升效率有利；Md1仍导通，Ld1和Ld2与M1的寄生输出电容产生谐振。当M1的漏极电压vM1因谐振下降至最低点时，控制器同时开通M1和关断Md1，使得M1实现准零电压开通，因此M1的开通损耗低于传统Boost变换器，对提升效率有利。

本说明书实施例所述的内容仅仅是对发明构思的实现形式的列举，本发明的保护范围的不应当被视为仅限于实施例所陈述的具体形式，本发明的保护范围也及于本领域技术人员根据本发明构思所能够想到的等同技术手段。

Claims (7)

1.一种含输出电流补偿支路的升压型变换器，其特征在于：所述含输出电流补偿支路的升压型变换器包括电感L1、N沟道MOS管M1、二极管D1、电容Co、输出电流补偿支路和控制器，所述电流补偿支路具有端口a、端口b和端口c，所述控制器具有端口g和端口c，直流电源Vi的正端与电感L1的一端相连，电感L1的另一端同时与N沟道MOS管M1的漏极、输出电流补偿支路的端口a以及二极管D1的阳极相连，二极管D1的阴极同时与输出电流补偿支路的端口b、电容Co的一端以及负载RL的一端相连，负载RL的另一端同时与电容Co的另一端、N沟道MOS管M1的源极以及直流电源Vi的负端相连，输出电流补偿支路的端口c与控制器的端口c相连，控制器的端口g与N沟道MOS管M1的栅极相连；

所述输出电流补偿支路中，当N沟道MOS管M1截止时，通过其端口a从电感L1处分流一部分电流用于能量存储；当N沟道MOS管M1导通时，通过其端口b释放能量，为电容Co和负载RL提供电流；

所述控制器中，通过其端口g控制N沟道MOS管M1的开关状态，通过其端口c控制输出电流补偿支路能量存储或释放的工作状态。

2.如权利要求1所述的含输出电流补偿支路的升压型变换器，其特征在于：所述输出电流补偿支路包括电感La1、N沟道MOS管Ma1和二极管Da1，电感La1的一端与输出电流补偿支路的端口a相连，电感La1的另一端同时与N沟道MOS管Ma1的漏极以及二极管Da1的阳极相连，二极管Da1的阴极与输出电流补偿支路的端口b相连，N沟道MOS管Ma1的源极与N沟道MOS管M1的源极相连，N沟道MOS管Ma1的栅极与输出电流补偿支路的端口c相连。

3.如权利要求1所述的含输出电流补偿支路的升压型变换器，其特征在于：所述输出电流补偿支路包括电感Lb1、电感Lb2、N沟道MOS管Mb1和二极管Db1，电感Lb1的一端与输出电流补偿支路的端口a相连，电感Lb1的另一端与N沟道MOS管Mb1的漏极相连，N沟道MOS管Mb1的源极同时与N沟道MOS管M1的源极以及电感Lb2的一端相连，电感Lb2的另一端与二极管Db1的阳极相连，二极管Db1的阴极与输出电流补偿支路的端口b相连，N沟道MOS管Mb1的栅极与输出电流补偿支路的端口c相连，电感Lb1和电感Lb2存在耦合关系，电感Lb1的一端和电感Lb2的一端是同名端。

4.如权利要求1所述的含输出电流补偿支路的升压型变换器，其特征在于：所述输出电流补偿支路包括电感Lc1、电感Lc2、N沟道MOS管Mc1和二极管Dc1，电感Lc1的一端与输出电流补偿支路的端口a相连，电感Lc1的另一端同时与N沟道MOS管Mc1的漏极以及电感Lc2的一端相连，电感Lc2的另一端与二极管Dc1的阳极相连，二极管Dc1的阴极与输出电流补偿支路的端口b相连，N沟道MOS管Mc1的源极与N沟道MOS管M1的源极相连，N沟道MOS管Mc1的栅极与输出电流补偿支路的端口c相连，电感Lc1和电感Lc2存在耦合关系，电感Lc1的一端和电感Lc2的一端是同名端。

5.如权利要求1所述的含输出电流补偿支路的升压型变换器，其特征在于：所述输出电流补偿支路包括电感Ld1、电感Ld2、N沟道MOS管Md1和二极管Dd1，电感Ld1的一端与输出电流补偿支路的端口a相连，电感Ld1的另一端同时与电感Ld2的一端以及二极管Dd1的阳极相连，二极管Dd1的阴极与输出电流补偿支路的端口b相连，电感Ld2的另一端与N沟道MOS管Md1的漏极相连，N沟道MOS管Md1的源极与N沟道MOS管M1的源极相连，N沟道MOS管Md1的栅极与输出电流补偿支路的端口c相连，电感Ld1和电感Ld2存在耦合关系，电感Ld1的一端和电感Ld2的一端是同名端。

6.如权利要求1～5之一所述的含输出电流补偿支路的升压型变换器，其特征在于：所述控制器为软开关控制器，假设其端口g的电压为vg，其端口c的电压为vc，开关周期为T，D为vg的占空比，Dc为vc的占空比，D和Dc的取值范围均为0至1，vg和vc分别满足式(1)和式(2)，n为大于等于0的整数：

采用“D为主Dc为辅”的控制策略，步骤如下：

步骤一：根据直流电源Vi、负载RL或所述含输出电流补偿支路的升压型变换器的输出电压Vo调节D，按式(1)设置vg；同时，赋值Dc＝D，按式(2)设置vc；

步骤二：保持D和vg不变，调整Dc的大小并按式(2)设置vc直至N沟道MOS管M1符合零电压或准零电压开通的工作特征；

步骤三：重复步骤一至步骤二直至所述含输出电流补偿支路的升压型变换器进入稳态。

7.如权利要求6所述的含输出电流补偿支路的升压型变换器，其特征在于：所述控制器采用单片机、DSP或FPGA可编程器件。