CN105407583B - 一种基于Buck‑Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置 - Google Patents

一种基于Buck‑Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置 Download PDF

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Abstract

一种基于Buck‑Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置，属于LED驱动领域。它解决了现有基于Buck‑Boost电路和Flyback电路的单极LED驱动器因开关管工作在硬开关状态而造成的***效率低和损耗大的问题。本发明所述的驱动装置在变压器副边电流为零时进入准谐振的工作状态，变压器原边的漏感与金氧半场效晶体管的寄生电容形成谐振回路，其主要的谐振通路为变压器原边的漏感‑第六二极管‑第二电感‑金氧半场效晶体管的寄生电容。本发明所述的驱动装置通过实现准谐振的开关模式，减少了金氧半场效晶体管的开关损耗，提高了***效率。本发明特别适用于LED的恒流驱动。

Description

一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱 动装置
技术领域
本发明涉及一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置，属于LED驱动领域。
背景技术
LED因工作寿命长、环保无污染、发光光色纯净和工作效率高等优点，被广泛应用于街道照明、室内照明和LCD背光光源等多个领域。随着LED封装技术的不断成熟，LED已经呈现出取代传统荧光灯的趋势。遵循LED恒流驱动的特性，高效稳定的LED驱动电路，已受到研究人员的广泛关注。
现有的LED驱动电路可分为单极驱动电路和两极驱动电路，两极驱动电路的前极为PFC功率因数校正模块，后极为DC-DC变换器，因前后两极使用各自的功率管，故两极驱动电路的体积较大，***可靠性低，成本高。现有的单极驱动电路解决了两极驱动电路体积较大，***可靠性低，成本高的问题，但仍有不足：例如基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极LED驱动器，其开关管工作在硬开关状态，不利于***效率的提高，损耗过大。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有的基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极LED驱动器因开关管工作在硬开关状态而造成的***效率低和损耗大的问题，提出了一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置。
本发明所述的一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置，它包括交流电源AC、第一电感L1、第二电感L2、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第一电容C1、第一电解电容C2、第二电解电容C3、第三电解电容C4、第一电阻R1、第二电阻R2、金氧半场效晶体管Q1、放大器AMP、负载反馈单元1、驱动控制单元2和变压器M；
交流电源AC的一端与第一电感L1的一端连接，第一电感L1的另一端同时与第一电容C1的一端、第一二极管D1的正极和第三二极管D3的正极连接，第一二极管D1的负极与第二二极管D2的正极连接，第一二极管D1与第二二极管D2的公共端同时与第五二极管D5的正极和第二电解电容C3的正极连接，第二二极管D2的负极与第四二极管D4的负极连接，第二二极管D2与第四二极管D4的公共端同时与第一电容C1的另一端和交流电源AC的另一端连接，第五二极管D5的负极同时与第六二极管D6的负极和第二电感L2的一端连接，第二电感L2的另一端同时与第一电解电容C2的正极、金氧半场效晶体管Q1的漏极D和金氧半场效晶体管Q1的寄生电容C5的一端连接，第六二极管D6的正极和第一电解电容C2的负极均与变压器M的原边电感LP的异名端连接，变压器M的副边电感LS的异名端与第七二极管D7的正极连接，第七二极管D7的负极与第三电解电容C4的正极连接，第七二极管D7与第三电解电容C4的公共端作为LED的正极的接入端，变压器M的副边电感LS的同名端、第三电解电容C4的负极和第二电阻R2的一端均与数字地连接，第二电阻R2的另一端与放大器AMP的同相输入端连接，第二电阻R2与放大器AMP的公共端作为LED的负极的接入端，放大器AMP的异相输入端接入基准电压Vref，放大器AMP的输出端与负载反馈单元1的输入端连接，负载反馈单元1的输出端与驱动控制单元2的输入端连接，驱动控制单元2输出端与金氧半场效晶体管Q1的栅极G连接，第一电阻R1的一端同时与金氧半场效晶体管Q1的源极S和金氧半场效晶体管Q1的寄生电容C5的另一端连接，第三二极管D3的负极、第四二极管D4的正极、第二电解电容C3的负极、第一电阻R1的另一端和变压器M的原边电感LP的同名端均与模拟地连接。
本发明所述的一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置，通过变压器M的原边漏感与金氧半场效晶体管的寄生电容形成谐振回路，实现了准谐振的开关模式，减少了金氧半场效晶体管的开关损耗，在额定负载、额定输入电压220V的条件下，平均***效率为87.72％，最高***效率可达到90.91％，解决了现有的基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极LED驱动器因开关管工作在硬开关状态而造成的***效率低和损耗大的问题。
附图说明
图1是实施方式一所述的基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置的电路原理图；
图2是实施方式一中Buck-Boost电路的电流断续波形图；
图3是实施方式一中Flyback电路的主要工作波形图；
图4是实施方式五中负载反馈单元的电路原理图；
图5是实施方式六中NCP1207芯片的控制功能模块图；
图6是实施方式六中NCP1207芯片的控制信号波形图；
图7是实施方式七中功率因数校正单元的输入电压电流波形图；
图8是实施方式八中金氧半场效晶体管准谐振开关的波形图。
具体实施方式
具体实施方式一：结合图1、图2和图3说明本实施方式，本实施方式所述的一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置，它包括交流电源AC、第一电感L1、第二电感L2、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第一电容C1、第一电解电容C2、第二电解电容C3、第三电解电容C4、第一电阻R1、第二电阻R2、金氧半场效晶体管Q1、放大器AMP、负载反馈单元1、驱动控制单元2和变压器M；
交流电源AC的一端与第一电感L1的一端连接，第一电感L1的另一端同时与第一电容C1的一端、第一二极管D1的正极和第三二极管D3的正极连接，第一二极管D1的负极与第二二极管D2的正极连接，第一二极管D1与第二二极管D2的公共端同时与第五二极管D5的正极和第二电解电容C3的正极连接，第二二极管D2的负极与第四二极管D4的负极连接，第二二极管D2与第四二极管D4的公共端同时与第一电容C1的另一端和交流电源AC的另一端连接，第五二极管D5的负极同时与第六二极管D6的负极和第二电感L2的一端连接，第二电感L2的另一端同时与第一电解电容C2的正极、金氧半场效晶体管Q1的漏极D和金氧半场效晶体管Q1的寄生电容C5的一端连接，第六二极管D6的正极和第一电解电容C2的负极均与变压器M的原边电感LP的异名端连接，变压器M的副边电感LS的异名端与第七二极管D7的正极连接，第七二极管D7的负极与第三电解电容C4的正极连接，第七二极管D7与第三电解电容C4的公共端作为LED的正极的接入端，变压器M的副边电感LS的同名端、第三电解电容C4的负极和第二电阻R2的一端均与数字地连接，第二电阻R2的另一端与放大器AMP的同相输入端连接，第二电阻R2与放大器AMP的公共端作为LED的负极的接入端，放大器AMP的异相输入端接入基准电压Vref，放大器AMP的输出端与负载反馈单元1的输入端连接，负载反馈单元1的输出端与驱动控制单元2的输入端连接，驱动控制单元2输出端与金氧半场效晶体管Q1的栅极G连接，第一电阻R1的一端同时与金氧半场效晶体管Q1的源极S和金氧半场效晶体管Q1的寄生电容C5的另一端连接，第三二极管D3的负极、第四二极管D4的正极、第二电解电容C3的负极、第一电阻R1的另一端和变压器M的原边电感LP的同名端均与模拟地连接。
第五二极管D5、第六二极管D6、第二电感L2、第一电解电容C2、金氧半场效晶体管Q1和第一电阻R1构成了Buck-Boost电路的功率因数校正单元，所述的功率因数校正单元工作于DCM模式，Buck-Boost电路的电流波形如图2所示。在金氧半场效晶体管Q1导通的T1时段，输入电流经过第五二极管D5，流经第二电感L2，第二电感L2的电流线性增加，同时给第一电解电容C2充电。通过第一电阻R1将第二电感L2的峰值电流转换为对应的电压值，该电压值作为峰值电流控制的参量之一；在金氧半场效晶体管Q1关断的T2时段，电路中的电流减少，剩余的变压器原边漏感Lleak通过第六二极管D6和第二电感L2回馈到第一电解电容C2中，进行能量续流，减少了Buck-Boost电路的工作阶段的损耗。同时第五二极管D5能够防止金氧半场效晶体管Q1断开时，Flyback电路中变压器M的副边电感LS在原边电感LP处产生的反射电压VOR对输入端的影响。该反射电压VOR能够使输入电压箝位，造成输入电流为0，不利于输入电流跟踪输入电压，使得电路驱动***功率因数无法进一步提高。经过一段时间，第二电感L2的电流减少到零；在第三个T3时段，是Buck-Boost电路的断续阶段，根据公式(1)可知，在DCM的工作模式下，输入电流跟踪输入电压，不存在相位差。因此，当Buck-Boost电路工作于DCM模式下时，能够起到较好的功率因数校正的功能；
Iin_avg(t)是平均输入电流；
D是占空比；
Vm是输入整流后的电压；
L2是第二电感；
fs是工作频率；
w是工频50Hz*2π。
第一电解电容C2、金氧半场效晶体管Q1、变压器M、第七二极管D7和第三电解电容C4构成了Flyback电路，其工作模态主要有以下几个阶段：a)金氧半场效晶体管Q1导通阶段，第一电解电容C2作为Flyback电路的输入电源，给变压器M的原边电感Lp充电，原边电感Lp的电流线性增加，接入的LED由第三电解电容C4提供能量；b)金氧半场效晶体管Q1断开后，变压器M的原边能量传递给副边，此时，副边电感Ls在原边电感Lp侧产生反射电压VOR。通过第五二极管D5避免了反射电压VOR的影响。此时，原边电感Lp的电流与金氧半场效晶体管Q1导通时反向，漏感Lleak的能量通过第六二极管D6、第二电感L2反馈回第一电解电容C2，这部分能量没有通过吸收电路消耗，避免了能量的损耗。该续流回路，也是Buck-Boost电路工作的续流通路。两部分电路共用同一个的续流通道，降低了拓扑设计成本；c)当变压器M的副边的电流为零时，Flyback电路进入准谐振的工作状态，变压器原边的漏感Lleak与金氧半场效晶体管Q1的寄生电容C5，形成谐振回路，其主要的谐振通路为Lleak-D6-L2-C5。在该通路中，谐振阶段在金氧半场效晶体管Q1的漏极D、源极S间可以检测形成谐振电压波形。d)通过检测谐振的谷底，此时金氧半场效晶体管Q1两端的电压较低，开通金氧半场效晶体管Q1造成的损耗最小。开通位置一般小于输入电压大小，金氧半场效晶体管Q1近似于工作在零电压开关的低电压开通状态，减小了开关损耗，提高了***的效率，Flyback电路的主要工作波形如图3所示。
图2中各参数的含义为：
Ibuck-boost是Buck-Boost电路中的电流；
4是整流后的电压；
3是输入平均电流；
T1是金氧半场效晶体管导通时间；
T2是金氧半场效晶体管关断时间；
T3是电流断续时间。
图3中各参数的含义为：
VDC是第一电解电容C2两端的电压；
n是变压器M原副边的匝数比；
Vo是输出电压；
Iflyback是Flyback电路中的电流；
Io是输出电流；
Vds是金氧半场效晶体管Q1的漏极D与源极S间的电压；
IPK是峰值电流。
具体实施方式二：实施方式是对实施方式一所述的一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置的进一步限定，第五二极管D5、第六二极管D6和第七二极管D7均为MUR1560型号的二极管。
具体实施方式三：实施方式是对实施方式一所述的一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置的进一步限定，金氧半场效晶体管Q1是17N80C型号的晶体管。
具体实施方式四：实施方式是对实施方式一所述的一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置的进一步限定，第二电感L2的电感值为231.61uH。
具体实施方式五：结合图4说明本实施方式，本实施方式是对实施方式一所述的一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置的进一步限定，负载反馈单元1利用TL431基准比较放大电路，将负载端的恒流电流值转换为电压，通过分压电阻电路与TL431内部的2.49V基准电压进行比较，从而产生误差信号。在经过光耦PC817反馈给驱动控制单元2。以负载50V 1A的输出为例，其主要的器件的参数值如表1所示。
表1 TL431放大电路主要器件参数
具体实施方式六：结合图5和图6说明本实施方式，本实施方式是对实施方式一所述的一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置的进一步限定，驱动控制单元2选用NCP1207芯片作为主要的控制芯片，其控制功能模块图如图5所示。FB管脚接收变压器M副边输出电流的采样电压值，CS管脚接收流经金氧半场效晶体管Q1的峰值电流的采样电压值，当CS管脚采样得到的电压值等于FB管脚采样获得的电压值时，金氧半场效晶体管Q1的关断；Demag管脚检测金氧半场效晶体管Q1的D、S两端准谐振的电压波形，在谐振的“波谷”，输出PWM脉冲，令金氧半场效晶体管的开通，其控制控制信号波形图如图6所示。
具体实施方式七：结合图7说明本实施方式，本实施方式是对实施方式一所述的一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置的进一步限定，功率因数校正单元实现了较高的功率因数，能够达到0.99以上，在输入电压110V～260V范围内，THD在10％以内，满足国际IEC6100-3-2的标准，其输入电压电流波形如图7所示，5是输入交流电压，6输入交流电流。
具体实施方式八：结合图8说明本实施方式，本实施方式所述的一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置，实现准谐振的开关模式，减少了金氧半场效晶体管的开关损耗。在额定负载、额定输入电压220V的条件下，***效率为87.72％。效率最高可到90.91％，金氧半场效晶体管准谐振开关波形如图8所示，7是金氧半场效晶体管Q1的漏极D与源极S间的电压，8是谐振“波谷”输出PWM脉冲的驱动电压。
具体实施方式九：本实施方式所述的一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置，主要器件的参数如表2所示。
表2 驱动电路的主要器件参数

Claims (4)

1.一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置，其特征在于：它包括交流电源(AC)、第一电感(L1)、第二电感(L2)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)、第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、第七二极管(D7)、第一电容(C1)、第一电解电容(C2)、第二电解电容(C3)、第三电解电容(C4)、第一电阻(R1)、第二电阻(R2)、金氧半场效晶体管(Q1)、放大器(AMP)、负载反馈单元(1)、驱动控制单元(2)和变压器(M)；
交流电源(AC)的一端与第一电感(L1)的一端连接，第一电感(L1)的另一端同时与第一电容(C1)的一端、第一二极管(D1)的正极和第三二极管(D3)的正极连接，第一二极管(D1)的负极与第二二极管(D2)的正极连接，第一二极管(D1)与第二二极管(D2)的公共端同时与第五二极管(D5)的正极和第二电解电容(C3)的正极连接，第二二极管(D2)的负极与第四二极管(D4)的负极连接，第二二极管(D2)与第四二极管(D4)的公共端同时与第一电容(C1)的另一端和交流电源(AC)的另一端连接，第五二极管(D5)的负极同时与第六二极管(D6)的负极和第二电感(L2)的一端连接，第二电感(L2)的另一端同时与第一电解电容(C2)的正极、金氧半场效晶体管(Q1)的漏极(D)和金氧半场效晶体管(Q1)的寄生电容(C5)的一端连接，第六二极管(D6)的正极和第一电解电容(C2)的负极均与变压器(M)的原边电感(LP)的异名端连接，变压器(M)的副边电感(LS)的异名端与第七二极管(D7)的正极连接，第七二极管(D7)的负极与第三电解电容(C4)的正极连接，第七二极管(D7)与第三电解电容(C4)的公共端作为LED的正极的接入端，变压器(M)的副边电感(LS)的同名端、第三电解电容(C4)的负极和第二电阻(R2)的一端均与数字地连接，第二电阻(R2)的另一端与放大器(AMP)的同相输入端连接，第二电阻(R2)与放大器(AMP)的公共端作为LED的负极的接入端，放大器(AMP)的异相输入端接入基准电压(Vref)，放大器(AMP)的输出端与负载反馈单元(1)的输入端连接，负载反馈单元(1)的输出端与驱动控制单元(2)的输入端连接，驱动控制单元(2)输出端与金氧半场效晶体管(Q1)的栅极(G)连接，第一电阻(R1)的一端同时与金氧半场效晶体管(Q1)的源极(S)和金氧半场效晶体管(Q1)的寄生电容(C5)的另一端连接，第三二极管(D3)的负极、第四二极管(D4)的正极、第二电解电容(C3)的负极、第一电阻(R1)的另一端和变压器(M)的原边电感(LP)的同名端均与模拟地连接；
第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、第二电感(L2)、第一电解电容(C2)、金氧半场效晶体管(Q1)和第一电阻(R1)构成了Buck-Boost电路的功率因数校正单元，所述的功率因数校正单元工作于DCM模式；
第一电解电容(C2)、金氧半场效晶体管(Q1)、变压器(M)、第七二极管(D7)和第三电解电容(C4)构成了Flyback电路。
2.根据权利要求1所述的一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置，其特征在于：第五二极管(D5)、第六二极管(D6)和第七二极管(D7)均为MUR1560型号的二极管。
3.根据权利要求1所述的一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置，其特征在于：金氧半场效晶体管(Q1)是17N80C型号的晶体管。
4.根据权利要求1所述的一种基于Buck-Boost电路和Flyback电路的单极准谐振LED驱动装置，其特征在于：第二电感(L2)的电感值为231.61uH。
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