CN110086342A - 一种开关变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种开关变换器及其控制方法，开关变换器包括输入电源正、输出电压负、电源公共地、开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、电感器L1和电容器C1；开关管Q1的漏极和开关管Q3的漏极连接到输入电源正，开关管Q1的源极和开关管Q2的漏极连接到电感器L1的一端，开关管Q3的源极和开关管Q4的漏极连接到电感器L1的另一端，开关管Q4的源极连接到电容器C1的一端，开关管Q2的源极和电容器C1的另一端连接到电源公共地。本发明实现输入输出电压极性相反，所有开关管ZVS开通，效率高；在输入输出电压之比的绝对值较大时能实现电感器L1快速去磁，并将电感器L1的电流波形从三角形变为四边形，实现开关变换器高频高效工作。

Description

一种开关变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及开关电源，特别涉及开关变换器电路及其控制方法。
背景技术
图1为传统的Buck_Boost电路，电路工作在断续模式下电流有效值较大，MOS管Q1硬开关，D1的导通损耗大。
图2为CUK电路，是四阶甚至更高阶电路，动态过程复杂，输出容易超调，电路工作在断续模式下电流有效值较大，MOS管Q1硬开关，D1的导通损耗大。
传统的Buck_Boost电路和CUK电路都属于反极性电路，输入输出电压反相。但是都存在电路工作在断续模式下电流有效值较大，导通损耗偏大的问题；MOS管Q1硬开关，开关损耗较大，所以不适合高电压输入，高频化场景应用。在断续模式和输入输出电压之比的绝对值大于2时，电感器L1的去磁时间太长，且去磁时间与输出电流的大小成正比，存在大电流输出和高频化难以折中的问题。
发明内容
鉴于现有反极性电路的技术缺陷，本发明提出一种开关变换器电路及其控制方式，电路工作在断续模式下降低了电流有效值，解决了导通损耗偏大的问题；所有开关管实现ZVS开通，在断续模式和输入输出电压之比的绝对值大于2时，解决了电感器L1的去磁时间太长，难以大电流输出和高频化的问题。
为了实现上述发明目的，本发明采用以下技术方案：
一种开关变换器，包括输入电源正、输出电压负、电源公共地、开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、电感器L1和电容器C1；开关管Q1的漏极和开关管Q3的漏极连接到输入电源正，开关管Q1的源极和开关管Q2的漏极连接到电感器L1的一端，开关管Q3的源极和开关管Q4的漏极连接到电感器L1的另一端，开关管Q4的源极连接到电容器C1的一端，开关管Q2的源极和电容器C1的另一端连接到电源公共地。
优选地，所述的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4为MOS管、三极管或者IGBT。
上述开关变换器的第一种控制方法为：
在上一个周期结束时关断开关管Q1，由于电感器L1的电流为负，电感器L1的电流IL给开关管Q1的输出电容Coss1充电，开关管Q2的输出电容Coss2放电，电感器L1一端的电压由Vin降到0V，开关管Q2实现ZVS开通；由于开关管Q3处于导通状态，所以电感器L1两端的电压为Vin，Vin电压对电感器L1励磁，电感器L1的电流IL上升，根据闭环控制要求再关断开关管Q3；电感器L1的电流IL给开关管Q3的输出电容Coss3充电，给开关管Q4的输出电容Coss4放电，使电感器L1另一端的电压由Vin降为Vo，开关管Q4实现ZVS开通；电感器L1两端的电压为Vo，对电感器L1去磁，电流IL下降，然后根据闭环控制要求再关断开关管Q2，电感器L1的电流IL给开关管Q2的输出电容Coss2充电，给开关管Q1的输出电容Coss1放电，使电感器L1一端的电压从0V上升到Vin，开关管Q1实现ZVS开通；电感器L1两端的电压为Vin-Vo，Vin-Vo电压对电感器L1去磁，电感器L1的电流IL下降到负电流，然后关断开关管Q4，电感器L1的电流IL给开关管Q4的输出电容Coss4充电，给开关管Q3的输出电容Coss3放电，使电感器L1另一端的电压从Vo上升到Vin，开关管Q3实现ZVS开通；从而开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4在一个周期里均实现了ZVS开通。再根据闭环控制要求关断开关管Q1，下一个周期开启。
结合图5描述工作过程如下：
t0～t1阶段：在t0时刻开关管Q2导通，电感器L1两端的电压为Vin，对电感器L1励磁，电感器L1的电流IL上升，在t1时刻关断开关管Q3；
t1～t2阶段：开关管Q3关断后，电感器L1的电流IL给开关管Q3的输出电容Coss3充电，给开关管Q4的输出电容Coss4放电。在t2时刻电感器L1另一端的电压由Vin降为Vo，开关管Q4实现ZVS开通；
t2～t3阶段：电感器L1两端的电压为Vo，对电感器L1去磁，电流IL下降，在t3时刻关断开关管Q2；
t3～t4阶段：电感器L1的电流IL给开关管Q2的输出电容Coss2充电，给开关管Q1的输出电容Coss1放电，在t4时刻电感器L1一端的电压从0V上升到Vin，开关管Q1实现ZVS开通；
t4～t5阶段：电感器L1的电流IL存在一次换相，由正转负，在t5时刻关断开关管Q4；
t5～t6阶段：电感器L1的电流IL给开关管Q4的输出电容Coss4充电，给开关管Q3的输出电容Coss3放电，在t6时刻电感器L1另一端的电压从Vo上升到Vin，开关管Q3实现ZVS开通；
t6～t7阶段：电感器L1两端的电压均为Vin，电压差为零，所以电感器L1的电流IL保持不变，t7时刻关断开关管Q1；
t7～t0+Tx阶段：电感器L1的电流IL给开关管Q1的输出电容Coss1充电，开关管Q2的输出电容Coss2放电，在t0+Tx时刻电感器L1一端的电压由Vin降到0V，开关管Q2实现ZVS开通；
本周期结束，下一个工作周期开始，重复上面的阶段。
作为上述第一种控制方法的改进，当负载变轻时，开关管Q2开通到开关管Q4关断阶段的时间开始减小，开关管Q3开通到开关管Q1关断阶段的时间变长。
上述开关变换器的第二种控制方法为：
在上一个周期结束时关断开关管Q4，由于电感器L1的电流为负，电感器L1的电流IL给开关管Q4的输出电容Coss4充电，开关管Q3的输出电容Coss3放电，电感器L1另一端的电压从Vo上升到Vin，开关管Q3实现ZVS开通；由于开关管Q2处于导通状态，所以电感器L1两端的电压为Vin，Vin电压对电感器L1励磁，电感器L1的电流IL上升，根据闭环控制要求再关断开关管Q3；电感器L1的电流IL给开关管Q3的输出电容Coss3充电，给开关管Q4的输出电容Coss4放电，使电感器L1另一端的电压从Vin降为Vo，开关管Q4实现ZVS开通；电感器L1两端的电压为Vo，对电感器L1去磁，电流IL下降，然后根据闭环控制要求再关断开关管Q2，电感器L1的电流IL给开关管Q2的输出电容Coss2充电，给开关管Q1的输出电容Coss1放电，使电感器L1一端的电压从0V上升到Vin，开关管Q1实现ZVS开通；电感器L1两端的电压为Vin-Vo，Vin-Vo电压对电感器L1去磁，电感器L1的电流IL下降到零时关断开关管Q1，开关管Q1的输出电容Coss1开始充电，开关管Q2的输出电容Coss2放电，电感器L1的电流IL从零下降为负向电流，电感器L1一端的电压由Vin下降到0V，开关管Q2实现ZVS开通；从而开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4在一个周期里均实现了ZVS开通。再根据闭环控制要求关断开关管Q4，下一个周期开启。
结合图6描述工作过程如下：
t0～t1阶段：在t0时刻开关管Q3导通，电感器L1两端的电压为Vin，对电感器L1励磁，电感器L1的电流IL上升，在t1时刻关断开关管Q3；
t1～t2阶段：开关管Q3关断后，电感器L1的电流IL给开关管Q3的输出电容Coss3充电，给开关管Q4的输出电容Coss4放电。在t2时刻电感器L1另一端的电压由Vin降为Vo，开关管Q4实现ZVS开通；
t2～t3阶段：电感器L1两端的电压为Vo，对电感器L1去磁，电流IL下降，在t3时刻关断开关管Q2；
t3～t4阶段：电感器L1的电流IL给开关管Q2的输出电容Coss2充电，给开关管Q1的输出电容Coss1放电，在t4时刻电感器L1一端的电压从0V上升到Vin，开关管Q1实现ZVS开通；
t4～t5阶段：电感器L1的电流IL在t5时刻下降到零，此时关断开关管Q1；
t5～t6阶段：开关管Q1的输出电容Coss1充电，开关管Q2的输出电容Coss2放电，电感器L1的电流IL从零下降为负向电流，在t6时刻电感器L1一端的电压由Vin下降到0V，开关管Q2实现ZVS开通；
t6～t7阶段：电感器L1两端的电压为Vo，Vo对电感器L1反向励磁，在t7时刻关断开关管Q4；
t7～t0+Tx阶段：电感器L1的电流给开关管Q3的输出电容Coss3放电，给开关管Q4的输出电容Coss4充电，在t0+Tx时刻电感器L1另一端的电压从Vo上升到Vin，开关管Q3实现ZVS开通；
本周期结束，下一个工作周期开始，重复上面的阶段。
作为上述第二种控制方法的改进，其特征在于：当负载变轻时，开关管Q3开通到开关管Q1关断阶段的时间开始减小，开关管Q2开通到开关管Q4关断阶段的时间变长。
本发明还提供另外一种相同发明构思的开关变换器，技术方案如下：
一种开关变换器，包括输入电源正、输出电压负、电源公共地、二极管D1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、电感器L1和电容器C1；二极管D1的阴极和开关管Q3的漏极连接到输入电源正，二极管D1的阳极和开关管Q2的漏极连接到电感器L1的一端，开关管Q3的源极和开关管Q4的漏极连接到电感器L1的另一端，开关管Q4的源极连接到电容器C1的一端，开关管Q2的源极和电容器C1的另一端连接到电源公共地。
优选地，所述的开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4为MOS管、三极管或者IGBT。
上述开关变换器的控制方法为：
在上一个周期结束时关断开关管Q4，由于电感器L1的电流为负，电感器L1的电流IL给开关管Q4的输出电容Coss4充电，开关管Q3的输出电容Coss3放电，电感器L1另一端的电压从Vo上升到Vin，开关管Q3实现ZVS开通；由于开关管Q2处于导通状态，所以电感器L1两端的电压为Vin，Vin电压对电感器L1励磁，电感器L1的电流IL上升，根据闭环控制要求再关断开关管Q3；电感器L1的电流IL给开关管Q3的输出电容Coss3充电，给开关管Q4的输出电容Coss4放电，使电感器L1另一端的电压从Vin降为Vo，开关管Q4实现ZVS开通；电感器L1两端的电压为Vo，对电感器L1去磁，电流IL下降，然后根据闭环控制要求再关断开关管Q2，电感器L1的电流IL给开关管Q2的输出电容Coss2充电，使电感器L1一端的电压从0V上升到Vin，电感器L1两端的电压被Vin-Vo钳位，当电流IL下降到零后，电流IL反向，开关管Q2的输出电容Coss2开始放电，电感器L1一端的电压从Vin下降到0V，开关管Q2实现ZVS开通；从而开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4在一个周期里均实现了ZVS开通。再根据闭环控制要求关断开关管Q4，下一个周期开启。
结合图8描述工作过程如下：
t0～t1阶段：在t0时刻开关管Q3导通，电感器L1两端的电压为Vin，对电感器L1励磁，电感器L1的电流IL上升，在t1时刻关断开关管Q3；
t1～t2阶段：开关管Q3关断后，电感器L1的电流IL给开关管Q3的输出电容Coss3充电，给开关管Q4的输出电容Coss4放电。在t2时刻电感器L1另一端的电压由Vin降为Vo，开关管Q4实现ZVS开通；
t2～t3阶段：电感器L1两端的电压为Vo，对电感器L1去磁，电流IL下降，在t3时刻关断开关管Q2；
t3～t4阶段：电感器L1的电流IL给开关管Q2的输出电容Coss2充电，电感器L1一端的电压从0V上升到Vin，电感器L1两端的电压被Vin-Vo钳位，当电流IL下降到零后，电流IL反向，开关管Q2的输出电容Coss2开始放电，在t4时刻电感器L1一端的电压从Vin下降到0V，开关管Q2实现ZVS开通；
t4～t5阶段：电感器L1两端的电压为Vo，Vo对电感器L1反向励磁，在t5时刻关断开关管Q4；
t5～t0+Tx阶段：电感器L1的电流IL给开关管Q4的输出电容Coss4充电，给开关管Q3的输出电容Coss3放电，在t0+Tx时刻电感器L1另一端的电压从Vo上升到Vin，开关管Q3在t0+Tx时刻实现ZVS开通；
本周期结束，下一个工作周期开始，重复上面的阶段。
术语含义说明：
开关管的漏极：对于MOS管指的是漏极、对于三极管指的是集电极、对于IGBT指的是漏极，其它开关管依据本领域的技术人员的知识可以自行对应，不再一一列举；
开关管的源极：对于MOS管指的是源极、对于三极管指的是发射极、对于IGBT指的是源极，其它开关管依据本领域的技术人员的知识可以自行对应，不再一一列举。
与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
1)电路工作在断续模式，实现了所有MOS管的ZVS开通；
2)电感器电流波形从三角形变为四边形，在相同输出功率下电感器电流的有效值降低，导通损耗减小，效率提高，容易实现大电流输出；
3)输入输出电压之比的绝对值较大时，MOS管Q2的关断大大缩短了电感器L1的去磁时间，实现了高频化，而高频化使电感感值和电容容值降低，从而减小了电源尺寸，降低了成本。
附图说明
图1为传统的Buck_Boost电路原理图；
图2为CUK电路原理图；
图3为本发明第一实施例电路原理图；
图4为输入输出电压之比和开关频率的关系图；
图5为本发明第一实施例第一种工作时序图；
图6为本发明第一实施例第二种工作时序图；
图7为本发明第二实施例电路原理图；
图8为本发明第二实施例工作时序图。
具体实施方式
第一实施例
图3为本发明的第一实施例的电路原理图。包括输入电源正Vin、输出电压负Vo、电源公共地GND、MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3、MOS管Q4、电感器L1和电容器C1；MOS管Q1的漏极和MOS管Q3的漏极连接到输入电源正Vin，MOS管Q1的源极和MOS管Q2的漏极连接到电感器L1的一端，MOS管Q3的源极和MOS管Q4的漏极连接到电感器L1的另一端，MOS管Q4的源极连接到电容器C1的一端，MOS管Q2的源极和电容器C1的另一端连接到电源公共地GND。
图3中的Coss1、Coss2、Coss3和Coss4分别为MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3和MOS管Q4的输出电容，此外，图3中还画出了MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3和MOS管Q4的体二极管。
需要说明的是：将MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3和MOS管Q4替换为三极管和IGBT等其它类型的开关管为本领域技术人员的惯用手段。
图4为传统的Buck_Boost电路工作在断续模式时，电感器L1电流IL的波形和输出电流Io，时，根据公式电流IL的上升斜率为电流IL的下降斜率为所以电流IL上升和下降的时间相同，对应的工作周期为T1。
当时，电流IL的上升斜率为电流IL的下降斜率为改变电感器L1的感量，使电流IL的上升斜率和时的上升斜率相同，则电流IL的下降时间为时电流IL下降时间的2倍，对应的工作周期为T2，大于T1。
当时，电流IL的上升斜率为电流IL的下降斜率为改变电感器L1的感量，使电流IL的上升斜率和时的上升斜率相同，则电流IL下降时间为时电流IL下降时间的4倍，工作周期为T3，大于T2。
因此在断续模式下，输入输出电压之比的绝对值越大，对应的开关周期越大，频率越小，越难以实现高频化，输入输出电压之比的绝对值大于2时，才能保证本发明获得较好的有益效果。
针对Vin电压为75V，Vo电压为负12V，电感器L1为1uH，输出电流为20A的开关变换器，图5所示为第一实施例第一种工作时序，具体如下：
t0～t1阶段：在t0时刻MOS管Q2导通，电感器L1两端的电压为Vin，对电感器L1励磁，电感器L1的电流IL上升，在t1时刻关断MOS管Q3；
t1～t2阶段：MOS管Q3关断后，电感器L1的电流IL给MOS管Q3的输出电容Coss3充电，给MOS管Q4的输出电容Coss4放电。在t2时刻电路结点SW2(即电感器L1另一端)的电压由Vin降为Vo，MOS管Q4实现ZVS开通；
t2～t3阶段：电感器L1两端的电压为Vo，对电感器L1去磁，电流IL下降，在t3时刻关断MOS管Q2；
t3～t4阶段：电感器L1的电流IL给MOS管Q2的输出电容Coss2充电，给MOS管Q1的输出电容Coss1放电，在t4时刻电路结点SW1(即电感器L1一端)的电压从0V上升到Vin，MOS管Q1实现ZVS开通；
t4～t5阶段：电感器L1的电流IL存在一次换相，由正转负，在t5时刻关断MOS管Q4；
t5～t6阶段：电感器L1的电流IL给MOS管Q4的输出电容Coss4充电，给MOS管Q3的输出电容Coss3放电，在t6时刻电路结点SW2(即电感器L1另一端)的电压从Vo上升到Vin，MOS管Q3实现ZVS开通；
t6～t7阶段：电感器L1两端的电压均为Vin，电压差为零，所以电感器L1的电流IL保持不变，t7时刻关断MOS管Q1；
t7～t0+Tx阶段：电感器L1的电流IL给MOS管Q1的输出电容Coss1充电，MOS管Q2的输出电容Coss2放电，在t0+Tx时刻电路结点SW1(即电感器L1一端)的电压由Vin降到0V，MOS管Q2实现ZVS开通；
本周期结束，下一个工作周期开始，重复上面的阶段。
作为上述第一种控制方法的改进，其特征在于：当负载变轻时，t0～t1阶段，t2～t3阶段和t4～t5阶段开始减小，t6～t7阶段变长。每个阶段减小的值或增加的值与输入输出电压值，电感器L1的感量，最优效率点的设置，开关频率等均相关，这里说明的是一种趋势。
本周期结束，下一个工作周期开始，重复上面的阶段。
由于电路为周期性的工作，上述t0+Tx中的Tx代表的含义为X个周期的时间长度。
从图5中可以看出电感器L1的电流IL的波形为四边形，在相同输出功率下，较现有技术的三角形波形而言，电感电流的峰值降低，有效值降低，所以导通损耗减小，效率提高，由公式得L*di＝N*dB*Ae，电流峰值降低使di减小，在电感器感量L，圈数N和磁芯dB不变的条件下，电感器磁芯的有效截面积Ae减小，则磁芯尺寸变小；在相同输出纹波要求下di减小，则所需的滤波电容器容值减小，电容尺寸变小；MOS管Q2的关断大大缩短了电感器L1的去磁时间，实现了高频化，而高频化使电感感值和电容容值进一步降低；使电源尺寸减小，降低了成本。
图6所示为第一实施例第二种工作时序，具体如下：
t0～t1阶段：在t0时刻MOS管Q3导通，电感器L1两端的电压为Vin，对电感器L1励磁，电感器L1的电流IL上升，在t1时刻关断MOS管Q3；
t1～t2阶段：MOS管Q3关断后，电感器L1的电流IL给MOS管Q3的输出电容Coss3充电，给MOS管Q4的输出电容Coss4放电。在t2时刻电路结点SW2(即电感器L1另一端)的电压由Vin降为Vo，MOS管Q4实现ZVS开通；
t2～t3阶段：电感器L1两端的电压为Vo，对电感器L1去磁，电流IL下降，在t3时刻关断MOS管Q2；
t3～t4阶段：电感器L1的电流IL给MOS管Q2的输出电容Coss2充电，给MOS管Q1的输出电容Coss1放电，在t4时刻电路结点SW1(即电感器L1一端)的电压从0V上升到Vin，MOS管Q1实现ZVS开通；
t4～t5阶段：电感器L1的电流IL在t5时刻下降到零，此时关断MOS管Q1；
t5～t6阶段：MOS管Q1的输出电容Coss1充电，MOS管Q2的输出电容Coss2放电，电感器L1的电流IL从零下降为负向电流，在t6时刻电路结点SW1(即电感器L1一端)的电压由Vin下降到0V，MOS管Q2实现ZVS开通；
t6～t7阶段：电感器L1两端的电压为Vo，Vo对电感器L1反向励磁，在t7时刻关断MOS管Q4；
t7～t0+Tx阶段：电感器L1的电流给MOS管Q3的输出电容Coss3放电，给MOS管Q4的输出电容Coss4充电，在t0+Tx时刻电路结点SW2(即电感器L1另一端)的电压从Vo上升到Vin，MOS管Q3实现ZVS开通；
本周期结束，下一个工作周期开始，重复上面的阶段。
从图6中可以看出电感器L1的电流IL的波形也为四边形，同样实现发明目的。
需要说明的是，除了Vin电压为75V，Vo电压为负12V，电感器L1为1uH，输出电流为20A的开关变换器，选择其他参数的开关变换器也具有类同的工作时序图，电感器L1的电流IL的波形也为四边形，只是各时间点的幅值有所区别。
另外，上述两种工作时序都是针对负载为满载时的应用场景，在实际的应用场合中，经常有负载变轻的情况出现，这时可以通过模式切换来改善轻载时电路的效率，改善方法如下：
1.当负载变轻时(即输出电流减少到一定值时)，关闭Q1的驱动，减小驱动损耗，提高效率；
2.当负载进一步变轻时，(即输出电流进一步减小到一定值时)，t0～t1阶段，t2～t3阶段和t4～t5阶段减小较大，t6～t7阶段变长较多，使总的开关周期基本维持不变。但有效的电流IL时间减小使得电流IL的有效值偏大，导通损耗偏大，这时使Q2处于持续导通状态，进一步降低驱动损耗，电路变为传统的Buck_Boost电路，且MOS管Q4实现了同步整流功能，电感器L1的电流IL的波形从四边形加较长的t6～t7阶段变为普通的三角形，在同等输出电流下电流IL的有效值降低，效率提升。
第二实施例
图7为本发明的第二实施例的电路原理图。在第一实施例的基础上，将MOS管Q1换为二极管D1，二极管D1的阴极连接到MOS管Q3的漏极和输入电源正Vin，二极管D1的阳极连接到MOS管Q2的漏极和电感器L1的一端。
二极管D1流过电流的时间相对较小，和MOS管方案相比，导通损耗不会增加太多，却省去了一路浮地驱动，降低了驱动损耗，简化了驱动电路，适合中小电流输出场景。
本实施例输入输出电压之比的绝对值大于2同样能获得较佳的实施效果，针对Vin电压为75V，Vo电压为负12V，电感器L1为1uH，输出电流为20A的开关变换器，图8所示为第二实施例工作时序，具体如下：
t0～t1阶段：在t0时刻MOS管Q3导通，电感器L1两端的电压为Vin，对电感器L1励磁，电感器L1的电流IL上升，在t1时刻关断MOS管Q3；
t1～t2阶段：MOS管Q3关断后，电感器L1的电流IL给MOS管Q3的输出电容Coss3充电，给MOS管Q4的输出电容Coss4放电。在t2时刻电路结点SW2(即电感器L1另一端)的电压由Vin降为Vo，MOS管Q4实现ZVS开通；
t2～t3阶段：电感器L1两端的电压为Vo，对电感器L1去磁，电流IL下降，在t3时刻关断MOS管Q2；
t3～t4阶段：电感器L1的电流IL给MOS管Q2的输出电容Coss2充电，电路结点SW1(即电感器L1一端)的电压从0V上升到Vin，电感器L1两端的电压被Vin-Vo钳位，当电流IL下降到零时，电流IL反向，MOS管Q2的输出电容Coss2开始放电，在t4时刻电路结点SW1(即电感器L1一端)的电压从Vin下降到0V，MOS管Q2实现ZVS开通；
t4～t5阶段：电感器L1两端的电压为Vo，Vo对电感器L1反向励磁，在t5时刻关断MOS管Q4；
t5～t0+Tx阶段：电感器L1的电流IL给MOS管Q4的输出电容Coss4充电，给MOS管Q3的输出电容Coss3放电，在t0+Tx时刻电路结点SW2(即电感器L1另一端)的电压从Vo上升到Vin，MOS管Q3在t0+Tx时刻实现ZVS开通；
本周期结束，下一个工作周期开始，重复上面的阶段。
从图8中可以看出电感器L1的电流IL的波形也为四边形，同样实现发明目的。
本实施例同样可以选择其他参数的开关变换器，也可以通过上述的模式切换来改善电路的效率，在此不赘述。
上述实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干等同替换、改进和润饰，如根据应用场合的不同，通过器件的简单串并联等手段对电路微调，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种开关变换器的控制方法，用于控制一种开关变换器，所述的开关变换器包括输入电源正、输出电压负、电源公共地、开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、电感器L1和电容器C1；开关管Q1的漏极和开关管Q3的漏极连接到输入电源正，开关管Q1的源极和开关管Q2的漏极连接到电感器L1的一端，开关管Q3的源极和开关管Q4的漏极连接到电感器L1的另一端，开关管Q4的源极连接到电容器C1的一端，开关管Q2的源极和电容器C1的另一端连接到电源公共地；
其特征在于：在上一个周期结束时关断开关管Q1，由于电感器L1的电流为负，电感器L1的电流IL给开关管Q1的输出电容Coss1充电，给开关管Q2的输出电容Coss2放电，电感器L1一端的电压由Vin降到0V，开关管Q2实现ZVS开通；由于开关管Q3处于导通状态，所以电感器L1两端的电压为Vin，Vin电压对电感器L1励磁，电感器L1的电流IL上升，根据闭环控制要求再关断开关管Q3；电感器L1的电流IL给开关管Q3的输出电容Coss3充电，给开关管Q4的输出电容Coss4放电，使电感器L1另一端的电压由Vin降为Vo，开关管Q4实现ZVS开通；电感器L1两端的电压为Vo，对电感器L1去磁，电流IL下降，然后根据闭环控制要求再关断开关管Q2，电感器L1的电流IL给开关管Q2的输出电容Coss2充电，给开关管Q1的输出电容Coss1放电，使电感器L1一端的电压从0V上升到Vin，开关管Q1实现ZVS开通；电感器L1两端的电压为Vin-Vo，Vin-Vo电压对电感器L1去磁，电感器L1的电流IL下降到负电流，然后关断开关管Q4，电感器L1的电流IL给开关管Q4的输出电容Coss4充电，给开关管Q3的输出电容Coss3放电，使电感器L1另一端的电压从Vo上升到Vin，开关管Q3实现ZVS开通；从而开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4在一个周期里均实现了ZVS开通；再根据闭环控制要求关断开关管Q1，下一个周期开启。
2.根据权利要求1所述的开关变换器的控制方法，其特征在于：所述的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4为MOS管、三极管或者IGBT。
3.根据权利要求1或2所述的开关变换器的控制方法，其特征在于：当负载变轻时，开关管Q2开通到开关管Q4关断阶段的时间开始减小，开关管Q3开通到开关管Q1关断阶段的时间变长。
4.一种开关变换器的控制方法，用于控制一种开关变换器，所述的开关变换器包括输入电源正、输出电压负、电源公共地、开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、电感器L1和电容器C1；开关管Q1的漏极和开关管Q3的漏极连接到输入电源正，开关管Q1的源极和开关管Q2的漏极连接到电感器L1的一端，开关管Q3的源极和开关管Q4的漏极连接到电感器L1的另一端，开关管Q4的源极连接到电容器C1的一端，开关管Q2的源极和电容器C1的另一端连接到电源公共地；
其特征在于：在上一个周期结束时关断开关管Q4，由于电感器L1的电流为负，电感器L1的电流IL给开关管Q4的输出电容Coss4充电，开关管Q3的输出电容Coss3放电，电感器L1另一端的电压从Vo上升到Vin，开关管Q3实现ZVS开通；由于开关管Q2处于导通状态，所以电感器L1两端的电压为Vin，Vin电压对电感器L1励磁，电感器L1的电流IL上升，根据闭环控制要求再关断开关管Q3；电感器L1的电流IL给开关管Q3的输出电容Coss3充电，给开关管Q4的输出电容Coss4放电，使电感器L1另一端的电压从Vin降为Vo，开关管Q4实现ZVS开通；电感器L1两端的电压为Vo，对电感器L1去磁，电流IL下降，然后根据闭环控制要求再关断开关管Q2，电感器L1的电流IL给开关管Q2的输出电容Coss2充电，给开关管Q1的输出电容Coss1放电，使电感器L1一端的电压从0V上升到Vin，开关管Q1实现ZVS开通；电感器L1两端的电压为Vin-Vo，Vin-Vo电压对电感器L1去磁，电感器L1的电流IL下降到零时关断开关管Q1，开关管Q1的输出电容Coss1开始充电，开关管Q2的输出电容Coss2放电，电感器L1的电流IL从零下降为负向电流，电感器L1一端的电压由Vin下降到0V，开关管Q2实现ZVS开通；从而开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4在一个周期里均实现了ZVS开通；再根据闭环控制要求关断开关管Q4，下一个周期开启。
5.根据权利要求4所述的开关变换器的控制方法，其特征在于：当负载变轻时，开关管Q3开通到开关管Q1关断阶段的时间开始减小，开关管Q2开通到开关管Q4关断阶段的时间变长。
6.一种开关变换器，其特征在于：包括输入电源正、输出电压负、电源公共地、二极管D1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、电感器L1和电容器C1；二极管D1的阴极和开关管Q3的漏极连接到输入电源正，二极管D1的阳极和开关管Q2的漏极连接到电感器L1的一端，开关管Q3的源极和开关管Q4的漏极连接到电感器L1的另一端，开关管Q4的源极连接到电容器C1的一端，开关管Q2的源极和电容器C1的另一端连接到电源公共地。
7.根据权利要求6所述的开关变换器，其特征在于：所述的开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4为MOS管、三极管或者IGBT。
8.权利要求6或7所述的开关变换器的控制方法，其特征在于：在上一个周期结束时关断开关管Q4，由于电感器L1的电流为负，电感器L1的电流IL给开关管Q4的输出电容Coss4充电，开关管Q3的输出电容Coss3放电，电感器L1另一端的电压从Vo上升到Vin，开关管Q3实现ZVS开通；由于开关管Q2处于导通状态，所以电感器L1两端的电压为Vin，Vin电压对电感器L1励磁，电感器L1的电流IL上升，根据闭环控制要求再关断开关管Q3；电感器L1的电流IL给开关管Q3的输出电容Coss3充电，给开关管Q4的输出电容Coss4放电，使电感器L1另一端的电压从Vin降为Vo，开关管Q4实现ZVS开通；电感器L1两端的电压为Vo，对电感器L1去磁，电流IL下降，然后根据闭环控制要求再关断开关管Q2，电感器L1的电流IL给开关管Q2的输出电容Coss2充电，使电感器L1一端的电压从0V上升到Vin，电感器L1两端的电压被Vin-Vo钳位，当电流IL下降到零后，电流IL反向，开关管Q2的输出电容Coss2开始放电，电感器L1一端的电压从Vin下降到0V，开关管Q2实现ZVS开通；从而开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4在一个周期里均实现了ZVS开通；再根据闭环控制要求关断开关管Q4，下一个周期开启。
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