CN110140290A - 同步电动机的控制装置 - Google Patents

Abstract

采用本发明，在低速区域切换为120度通电方式、中高速区域切换为180度通电方式的无位置传感器控制下，通过在低速区域抑制速度偏差Δωr，能够防止切换到中高速区域时转速变得不连续、电流急剧上升，提供稳定且高精度的速度控制特性。在以120度通电方式进行驱动时，以使得速度推算值或速度检测值追踪速度指令的方式，对电压指令值进行修正。

Description

同步电动机的控制装置

技术领域

本发明涉及同步电动机的控制装置，涉及通过推算转子位置来控制转速和转矩的同步电动机的控制装置。

背景技术

在对风扇、泵、压缩机、输送机、升降机等进行驱动的同步电动机的控制装置中，作为获得转子位置的方法，存在使用霍尔IC或编码器等位置传感器来检测转子位置的方法，和不使用位置传感器而是利用无传感器控制来推算转子位置的方法(专利文献1)这2种。

作为该现有技术，如日本专利5972138号(专利文献2)所述，在低速区域采用同步电动机的电流为方波的120度通电方式，在中高速区域切换成电流为正弦波的180度通电方式，由此控制同步电动机。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利6002643号(日本特开2015-53800)

专利文献2：日本专利第5972138号(日本特开2014-79041)

发明内容

发明要解决的技术问题

在专利文献1的方法中，同步电动机即使在停止状态下也不会发生失步，能够实现高转矩，但电流为方波，会发生转矩脉动。为此，可以考虑在能够检测感应电压的中高速区域切换成180度通电方式。但在切换不同的通电方式时，会发生速度变动和电流的急剧上升(跳变)等。专利文献2的方法进行了改进以使施加的电压在通电方式切换前后连续地变化。在以120度通电方式驱动的低速区域，因为不进行速度控制，所以在施加了负载转矩时转速指令值与转速之间会产生偏差。而在以180度通电方式驱动的中高速区域，因为应用了矢量控制，所以即使施加了负载转矩也不会产生速度的偏差。即，120度通电方式和180度通电方式驱动时的转速不连续，因此会发生速度变动和电流的急剧上升等。

本发明则在120度通电方式下也进行速度控制，使转速与转速指令值一致来将速度偏差控制成零。即，提供一种控制装置，通过使速度偏差为零，能够在120度通电方式和180度通电方式下保持转速的连续性，能够实现一种不存在电流的急剧上升的、稳定且高精度的速度控制特性。

解决问题的技术手段

本发明提供一种同步电动机的控制装置，其使用对同步电动机进行驱动的功率转换器，根据转速指令值以120度通电方式驱动同步电动机，其中，包括直接检测同步电动机的转子的位置的单元和通过推算来检测同步电动机的转子的位置的单元中的任一者，基于位置检测值与由转速指令值积分得到的相位指令值之间的偏差，对控制装置的内部指令值进行修正。

发明效果

采用本发明，能够在120度通电方式和180度通电方式下保持转速的连续性，能够实现一种不存在电流的急剧上升的、稳定且高精度的速度控制特性。

附图说明

图1是关于本发明的控制装置的第一实施方式的结构图。

图2是对同步电动机的两相绕组施加电压的情况下的说明图。

图3是磁饱和电动势的特性图。

图4是与转子位置对应的磁饱和电动势的特性图。

图5是与转子位置对应的磁饱和电动势与基准电压的关系的说明图。

图6是相位补偿型速度控制器的结构图。

图7是d-q轴旋转坐标系的说明图。

图8是180度用位置推算器的结构图。

图9是应用本发明之前的加速特性图。

图10是应用本发明之后的加速特性图。

图11是关于本发明的控制装置的第二实施方式的结构图。

图12是速度补偿型速度控制器的结构图。

图13是关于本发明的控制装置的第二实施方式的结构图。

图14是实施例的同步电动机的控制装置的结构图。

具体实施方式

下面，针对本发明的结构使用图1～图14说明同步电动机的控制装置的结构和动作。本发明不限于以下实施方式，本发明的技术概念下的各种变形例和应用例也包括在其范围内。以下使用附图说明实施例。

<第一实施例>

图1表示本发明的第一实施方式。

这是利用120度通电方式的无位置传感器控制来检测低速区域的转子位置的实施例。

同步电动机1是转子上设置有永磁体的永磁式同步电动机，利用磁体磁通和与磁通成分(d轴)正交的转矩电流成分(q轴)的电流产生转矩。

控制器2根据电压指令值v^*即d轴和q轴的电压指令值v_dc ^*、v_qc ^*计算三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*，输出将它们变换为脉冲宽度而得的信号P_u、P_v、P_w。

功率转换器3输出与脉冲宽度信号P_u、P_v、P_w成正比的电压值，调节同步电动机1的输出电压和输出频率。

下面说明控制器2的结构。

转速指令发生器20输出同步电动机1的转速指令值ω_r ^*。

120度用位置推算器21使用电压检测值E_ou、E_ov、E_ow输出低速区域的转子位置的推算值θ_{dc_120}。

180度位置推算器22使用d轴和q轴的电压指令v_dc ^*、v_qc ^*以及电流检测值I_dc、I_qc，输出中高速区域的转子位置的推算值θ_{dc_180}。

电压指令生成器23使用同步电动机1的电气常数和转速指令值ω_r ^*，输出电压指令值v^*即d轴和q轴的电压指令值v_dc ^*、v_qc ^*。

作为本发明的特征的电压指令补偿器24以转速指令值ω_r ^*和转子位置的推算值θ_{dc_120}为输入，输出电压修正值Δv^*。

对电压指令补偿器24的内部结构进行说明。其中，利用积分器240对ω_r ^*积分得到相位指令值θ_dcs，求取相位指令值θ_dcs与转子位置的推算值θ_{dc_120}之间的相位偏差Δθ，在相位补偿型速度控制器241中执行PI(比例积分)控制，计算电压修正值Δv。

通电模式选择器25在以120度通电方式驱动时决定同步电动机1的u、v、w相中的任2个通电相。

坐标变换器26将120度通电方式下的d轴和q轴的电压指令值v_dc ^*、v_qc ^**变换为三相电压指令值v_u1 ^*、v_v1 ^*、v_w1 ^*并输出这些指令值。

坐标变换器27将180度通电方式下的d轴和q轴的电压指令值v_dc ^*、v_qc ^*变换为三相的电压指令值v_u2 ^*、v_v2 ^*、v_w2 ^*并输出这些指令值。

在通电方式切换器28中，如果转子速度指令ω_r ^*的大小为同步电动机1的额定速度的10％以下则判断为处于低速区域，选择电压指令值v_u1 ^*、v_v1 ^*、v_w1 ^*作为v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*输出，如果ω_r ^*的大小为额定速度的10％以上则判断为处于中高速区域，选择电压指令值v_u2 ^*、v_v2 ^*、v_w2 ^*作为v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*输出。

PWM信号生成器29输出与输入的三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*对应的脉冲宽度信号P_u、P_v、P_w。

以下叙述本实施例的基本动作。

首先针对低速区域说明120度用位置推算器21中使用的专利文献2的基于磁饱和电动势推算转子位置的推算方法。

120度通电方式对同步电动机1的三相绕组中的两个相施加电压。图2(a)是从V相对W相通电，图2(b)是从W相对V相通电的情况的说明图。在此时不施加电压的开路相即U相中，会产生与转子位置对应的电压。该电压是电动机内的电感因同步电动机1的永磁体的磁通与通电电流的关系而微小地发生变化从而产生的磁饱和电动势。

图3表示磁饱和电动势与转子位置θ_d的关系。该图中，实线所示的(1)是从V相对W相施加正脉冲时的磁饱和电动势，虚线所示的(2)是从W相对V相施加负脉冲时的磁饱和电动势的波形。

图4表示使U相、V相、W相各相开路的情况下的与转子位置θ_d对应的磁饱和电动势E_ou、E_ov、E_ow与构成功率转换器3的开关元件的选通信号G_up～G_wn、转子位置θ_d、通电模式和开关的相关系。

图5是图4中的通电模式为3和6时的各部分的波形。U相的电动势如E_ou中的粗箭头所示。即，能够观测到磁饱和电动势在通电模式3下向负方向减少，在通电模式6下向正方向增加。其波形成为，每次通电模式切换时，电动势反复地向正、负方向分别上升和减小。于是，在正侧和负侧分别设定作为阈值的基准电压(V_hp、V_hn)，根据该基准电压与开路相的磁饱和电动势的大小关系推算转子位置θ_d，能够实现无位置传感器控制。此处，对由电压指令生成器23计算的低速区域和中高速区域的电压指令值v^*进行说明。

在低速区域以120度通电方式进行驱动的情况下，如式(1)所示，d轴的电压指令值v_dc ^*为零，仅计算q轴的电压指令值v_qc ^*。

此处，K_e是感应电压系数。

另外，在中高速区域以180度通电方式进行驱动的情况下，如式(2)所示计算d轴和q轴的电压指令值v_dc ^*、v_qc ^*。

此处，R是绕组电阻，L_d是d轴的电感，L_q是q轴的电感，I_d ^*是d轴的电流指令值，I_q ^*是对q轴的电流指令值I_qc实施了具有时间常数T的一阶滞后处理而得到的电流。

对作为本发明的特征的电压指令补偿器24进行说明。

图6表示电压指令补偿器24的结构。基于相位指令值θ_dcs与120度通电方式下的转子位置的推算值θ_{dc_120}的相位偏差Δθ，利用PI控制器计算电压修正值Δv^*。此处，K_p是比例控制的增益，K_i是积分控制的增益。

将该电压修正值Δv^*代入Δv_q ^*，如式(3)所示与q轴的电压指令值v_qc ^*相加来计算新的v_qc ^**。

接着，对中高速区域的无位置传感器控制进行说明。

使用图7对作为旋转坐标系的d-q轴、无位置传感器控制中使用的d_c-q_c轴和这些轴的相位差即轴误差Δθ进行说明。以转子的主磁通方向的位置为d轴，将从该轴前进了90度的方向作为q轴。与此相对，在控制轴上将推算出的转子位置作为d_c轴，将从该轴前进了90度的方向作为q_c轴。该d-q轴与d_c-q_c轴的相位差是轴误差Δθ。

图8表示180度用位置推算器22的内部结构。轴误差运算器220以d_c-q_c轴的电流检测值I_dc、I_qc和电压指令值v_dc ^*、v_qc ^*为输入，按照式(4)计算轴误差Δθ的推算值Δθ_c。

PLL控制器211以使得轴误差的推算值Δθ_c追踪轴误差的指令值Δθ^*也就是零的方式，通过PI控制计算速度推算值ω_{1_180}。通过用积分器222对该速度推算值ω_{1_180}进行积分，计算出位置推算值θ_{dc_180}。其中，ω_{1_180}相当于式(4)中的ω₁。

图9和图10表示本发明的电压指令补偿器24应用前和应用后的控制特性。图9是应用本发明前的加速特性。低速区域产生了速度偏差Δω_r，切换到中高速区域时转速不连续，发生电流的急剧上升。

图10是应用本发明后的加速特性。低速区域中转速ω_r与转速指令值ω_r ^*一致，保持了转速在低速区域与中高速区域的连续性，所以能够防止电流的急剧上升，实现稳定且高精度的速度控制。

<第二实施例>

第一实施例在低速区域基于相位指令值θ_dcs与转子位置的推算值θ_{dc_120}之间的相位偏差Δθ计算电压修正值Δv^*，图11所示的本实施例采用的是，使用转子速度的推算值(下称速度推算值)代替转子位置的推算值的方式。

图11中，1、20～23、25～29、3与图1相同。

对本实施例的电压指令补偿器24a进行说明。

将转子位置的推算值θ_{dc_120}输入至微分器24a0，按照式(5)计算速度推算值ω_{1_120}，求取该速度推算值ω_{1_120}与转速指令值ω_r ^*之间的速度偏差Δω_r，在速度补偿型速度控制器24a1中执行I(积分)控制，计算电压修正值Δv^**。

图12表示电压指令补偿器24a的结构。

基于转速指令值ω_r ^*与速度推算值ω_{1_120}之间的速度偏差Δω_r，利用I控制计算电压修正值Δv^**。此处，K_i是积分控制的增益。

将该电压修正值Δv^**代入Δv_q ^**，如式(6)所示与q轴的电压指令值v_qc ^*相加来计算新的v_qc ^***。

采用本实施例所述的控制结构，也能够保持转速在低速区域和中高速区域的连续性，所以能够防止电流的急剧上升，实现稳定且高精度的速度控制特性。

<第三实施例>

第一实施例采用了在高速区域推算转子位置的方式，图13所示的本实施例采用的是，使用霍尔IC这一廉价的位置传感器来检测转子位置和转子速度的方式。

图中，1、20、22～29、3与图1相同。

对本实施例的磁极位置检测器21a进行说明。关于转子速度的检测，使用能够在电角度旋转一周中按每60度检测出的磁极位置信号θ_{n_120`</sub>，按照式(7)计算转子速度的速度检测值ω<sub>r_120`}。

在低速区域，与实施例2同样地基于转速指令值ω_r ^*与速度检测值ω_{r 120`</sub>之间的速度偏差(＝ω<sub>r</sub> <sup>*</sup>-ω<sub>r_120`})计算电压修正值，从而即使在使用廉价的转子位置传感器的情况下，也能够保持转速在低速区域和中高速区域的连续性，所以能够防止电流的急剧上升，实现稳定且高精度的速度控制。

第一至第三实施例将电压修正值与q轴的电压指令值相加，但也可以将电压修正值变换为三相交流的电压指令值并与三相交流的电压指令值相加。或者，将其用于转速指令值或由转速指令值积分得到的相位指令值的修正，也可以得到同样的效果。

<第四实施例>

图14是实施例的同步电动机的控制装置的结构图。本实施例在同步电动机驱动***中应用了本实施例。图中，1、2与图1相同。

作为图1的构成要素的同步电动机1由功率转换装置4驱动。在功率转换装置4中，图1的2可由软件、硬件实现。

可以从功率转换装置4的数字操作器4a、个人计算机5、平板电脑6、智能手机7等，来设定低速区域与中高速区域的切换水平值。

另外，也可以通过可编程逻辑控制器、与计算机连接的局域网或者控制装置的现场总线来设定切换水平值。

将本实施例应用于同步电动机驱动***，能够防止电流的急剧上升，实现稳定且高精度的速度控制特性。

本实施例表示了应用于第一实施例的情况，但也可以应用于第二、第三实施例。在第一至第四实施例中，作为功率转换器2中的开关元件，可以是Si(硅)半导体元件，也可以是SiC(碳化硅)或GaN(氮化镓)等宽带隙半导体元件。

工业利用性

本发明能够用于同步电动机的控制装置，例如能够用于推算转子位置来控制转速和转矩的同步电动机的控制装置。

附图标记说明

1……同步电动机，2……控制器，20……转速指令发生器，21……120度用位置推算器，21a……磁极位置检测器，22……180度用位置推算器，23……电压指令生成器，24、24a……电压指令补偿器，240……积分器，24a0……微分器，241……相位补偿型速度控制器，24a1……速度补偿型速度控制器，25……通电模式决定器，26、27……坐标变换器，28……通电方式切换器，29……PWM信号生成器，3……功率转换器，4……功率转换装置，4a……数字操作器，5……个人计算机，6……平板电脑，7……智能手机，ω_r ^*……转速指令值，ω_r……转速，Δω_r……速度偏差，θ_{dc_120}、θ_{dc_180}……转子位置的推算值，θ_{n_120`</sub>……磁极位置信号，ω<sub>1_120</sub>、ω<sub>1_180</sub>……速度推算值，ω<sub>r_120`}……速度检测值，v_dc ^*……d轴的电流指令值，v_qc ^*、v_qc ^*……q轴的电流指令值，Δv^*、Δv^**、Δv_q ^*、Δv_q ^**……电压修正值、v_u1 ^*、v_v1 ^*、v_w1 ^*、v_u2 ^*、v_v2 ^*、v_w2 ^*、v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*……三相电压指令值，P_u、P_v、P_w……脉冲宽度信号，E_ou、E_ov、E_ow……磁饱和电动势

Claims (8)

1.一种同步电动机的控制装置，其使用对同步电动机进行驱动的功率转换器，根据转速指令值以120度通电方式驱动所述同步电动机，其特征在于：

包括直接检测所述同步电动机的转子的位置的单元和通过推算来检测所述同步电动机的转子的位置的单元中的任一者，基于该位置检测值与由所述转速指令值积分得到的相位指令值之间的偏差，对所述控制装置的内部指令值进行修正。

2.一种同步电动机的控制装置，其使用对同步电动机进行驱动的功率转换器，根据转速指令值以120度通电方式驱动所述同步电动机，其特征在于：

包括直接检测所述同步电动机的转子的位置的单元和通过推算来检测所述同步电动机的转子的位置的单元中的任一者，基于由该位置检测值微分得到的速度检测值与所述转速指令值之间的偏差，对所述控制装置的内部指令值进行修正。

3.如权利要求1或2所述的同步电动机的控制装置，其特征在于：

所述控制装置的内部指令值是关于转矩成分的电压指令值、三相电压指令值的振幅值、转速指令值和由转速指令值积分得到的相位指令值中的任一者。

4.如权利要求1～3中任意一项所述的同步电动机的控制装置，其特征在于：

根据所述同步电动机的转速指令值或速度检测值，在低速区域以120度通电方式进行驱动，在中高速区域以180度通电方式进行驱动。

5.如权利要求4所述的同步电动机的控制装置，其特征在于：

低速区域被设定为所述同步电动机的额定转速的10％以下，中高速区域被设定为所述额定转速的10％以上。

6.如权利要求4所述的同步电动机的控制装置，其特征在于：

用于切换所述同步电动机的通电方式的水平值是从所述控制装置的外部设定的。

7.如权利要求6所述的同步电动机的控制装置，其特征在于：

所述控制装置的外部是作为外部设备的个人计算机或平板电脑、智能手机，能够经由它们自由地设定和改变用于切换所述同步电动机的通电方式的水平值。

8.如权利要求6所述的同步电动机的控制装置，其特征在于：

所述控制装置的外部是作为上级装置的可编程逻辑控制器、与计算机连接的局域网或者控制装置的现场总线，能够经由它们自由地设定和改变用于切换所述同步电动机的通电方式的水平值。