CN110086367A - 用于控制dc-ac转换器的设备 - Google Patents

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Abstract

一种用于控制DC‑AC转换器(10)的设备(30)，包括电抗器(13)和多个驱动开关(Q1‑Q12)，并且构造成将经由输入端子(IN1、IN2)供给的直流电力转换成交流电力并且将交流电力供给到连接于输出端子(OUT1、OUT2)的交流电源(200)。在该设备中，电流校正器(40)构造成设定电流校正值，该电流校正值包括针对交流电源的电源电压的频率分量的谐波分量，该谐波分量在电源电压为零的过零点处具有最小值，并且将电流校正值叠加在基于交流电源的电源电压生成的正弦指令电流上，从而生成校正后的指令电流。电流控制器(50、51、52)构造成使用峰值电流模式控制来操作驱动开关，以将电抗器电流控制成校正后的指令电流。

Description

用于控制DC-AC转换器的设备
背景技术
技术领域
本发明涉及一种用于控制DC-AC转换器的设备，该DC-AC转换器将直流(DC)电力转换成交流(AC)电力。
相关技术
已知一种用于控制AC-DC转换器的设备，该AC-DC转换器操作成将从交流电源供给的交流(AC)电力转换成直流(DC)电力，该设备构造成利用众所周知的峰值电流模式控制来操作驱动开关，从而将流过电抗器的电抗器电流控制成指令值。在JP-A-2015-198460中公开的用于控制AC-DC转换器的设备构造成将电流校正值叠加在电抗器电流的指令值上，以减少在过零点(日文：zero crossings)附近的输入电流中的失真，在过零点处从交流电源供给的电压为零。如JP-A-2015-98460中所述，电流校正值设定成使得接近过零点的指令值比在其它时段期间增加得更多。
DC-AC转换器操作成将经由输入端子供给的直流电力转换成交流电力，并将转换之后的交流(AC)电力供给到交流电源。同样在这种转换器中，减小输出电流的失真可以改善供给到交流电源的交流电力的功率因数。然而，DC-AC转换器的电路拓扑与AC-DC转换器不同。因此，如在JP-A-2015-198460中所公开的用于减少AC-DC转换器的输入电流的失真的技术不可直接应用于DC-AC转换器。
鉴于上述情况，期望具有一种用于控制操作成将直流电力转换成交流电力的DC-AC转换器的设备能够减少DC-AC转换器的输出电流的失真。
发明内容
本发明的一方面提供了一种用于控制DC-AC转换器的设备，该设备包括电抗器和多个驱动开关，并且构造成将经由输入端子供给的直流电力转换成交流电力并且将交流电力供给到与输出端子连接的交流电源。DC-AC转换器设有电流检测器，该电流检测器构造成检测流过电抗器的电抗器电流。在该设备中，电流校正器构造成设定电流校正值，该电流校正值包括针对交流电源的电源电压的频率分量的谐波分量，该谐波分量在电源电压为零的过零点处具有最小值，并且电流校正器将电流校正值叠加在基于交流电源的电源电压生成的正弦指令电流上，从而生成校正后的指令电流。电流控制器构造成使用峰值电流模式控制来操作驱动开关，以将电抗器电流控制成校正后的指令电流。
在使用峰值电流模式控制下，驱动开关的接通时段被设定成将电抗器电流控制成指令电流。当指令电流被设定成具有正弦波，使得DC-AC转换器的输出电流取得响应于交流电源的电源电压的相位的值时，指令电抗器电流与在交流电源的电源电压为零的过零点处的电抗器电流的平均值之间的差异小于在其它时段期间的差异。因此，在电流校正值未被设定成响应于该差异的值的情况下，在峰值电流模式控制中的校正后的指令电流可能导致驱动开关的接通时段增加到高于或减少到低于其适当的值，这可能导致过零点附近的电流失真增加。
在本发明的该方面中，电流控制器构造成设定电流校正值，该电流校正值包括针对电源电压的频率分量的谐波分量，该谐波分量在过零点处具有最小值。该电流控制器还构造成通过将电流校正值与正弦指令的电抗器电流相加来校正正弦指令的电抗器电流。利用这种构造，在过零点附近的校正后的指令电流取得响应于该差异的值，从而仅减少输出电流的失真，这可以防止DC-AC转换器的输出功率的功率因数的降低。
附图说明
图1是根据本发明的第一实施例的电力转换器的电路图；
图2是控制器的功能框图；
图3是DC-AC转换器的时序图；
图4是电流校正器的功能框图；
图5是电流校正值的示例；
图6是校正后的指令电流ILa*的变化的示例；
图7是差异的图示；
图8是DC-AC转换器执行的处理的流程图；
图9是通过使用电流校正值对校正前的指令电流进行校正，而获得的输出电流的变化的示例；
图10是校正前的指令电流未被校正的输出电流的变化的比较示例；
图11是根据第二实施例的电流校正器的功能框图；
图12是根据第二实施例的DC-AC转换器执行的处理的流程图；
图13是根据第三实施例的存储在谐波发生器中的谐波图的示例；
图14是根据第四实施例的电力转换器的电路图；
图15是根据第四实施例的控制器的功能框图；
图16是根据第四实施例的DC-AC转换器的时序图；
图17是根据第四实施例的变形例的电力转换器的电路图；
图18是根据第四实施例的变形例的控制器的功能框图；
图19是根据第五实施例的电力转换器的电路图；
图20是根据第五实施例的控制器的功能框图；以及
图21是根据第五实施例的DC-AC转换器的时序图。
具体实施方式
参照附图，下面描述本发明的几个实施例。在这些实施例中，“连接”可用于指示两个或更多个元件彼此直接的物理或电接触。
第一实施例
现在将描述包括根据本实施例的DC-AC转换器的电力转换器。电力转换器电连接于交流电源，并且将经由输入端子供给的直流(DC)电力转换成交流(AC)电力，以将交流电力供给到交流电源。
图1示出了根据本实施例的电力转换器100的电路图。电力转换器100包括DC-AC转换器10和控制器30。直流电源(未示出)连接在DC-AC转换器10的第一输入端子IN1和第二输入端子IN2之间。交流电源200连接在DC-AC转换器10的第一输出端子OUT1和第二输出端子OUT2之间。交流电源200可以是市售电源。直流电源可以是电池。
DC-AC转换器10包括电容器16、半桥电路15、电抗器13、全桥电路12和第一至第六配线LP1-LP6。
DC-AC转换器10的连接于第一输入端子IN1的配线被称为第一配线LP1。DC-AC转换器10的连接于第二输入端子IN2的另一配线被称为第二配线LP2。包括在DC-AC转换器10中的、连接半桥电路15和全桥电路12的高压侧配线被称为第三配线LP3。包括在DC-AC转换器10中的、连接半桥电路15和全桥电路12的低压侧配线被称为第四配线LP4。DC-AC转换器10的连接于第一输出端子OUT1的配线被称为第五配线LP5。DC-AC转换器10的连接于第二输出端子OUT2的配线被称为第六配线LP6。
电容器16的第一端连接于第一配线LP1，电容器16的第二端连接于第二配线LP2。
半桥电路15包括第一开关Q1和第二开关Q2。第一开关Q1和第二开关Q2是电压驱动开关、在本实施例中是N通道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。第一开关Q1的源极和第二开关Q2的漏极彼此连接。第一开关Q1的漏极连接于第一配线LP1。第二开关Q2的源极连接于第二配线LP1。第一开关Q1和第二开关Q2中的每一个具有与其反向并联连接的寄生二极管。在本实施例中，第一开关Q1对应于驱动开关。
第一开关Q1和第二开关Q2之间的第一连接点K1连接于第三配线LP3的第一端。电抗器13沿第三配线LP3设置。半桥电路15的第二开关Q2的源极连接于第四配线LP4的第一端。第三配线LP3的第二端和第四配线LP4的第二端连接于全桥电路12。
全桥电路12包括第三开关Q3至第六开关Q6。第三开关Q3至第六开关Q6是电压驱动开关，在本实施例中是N通道金属氧化物半导体场效应晶体管。第三开关Q3的源极和第四开关Q4的漏极彼此连接。第五开关Q5的源极和第六开关Q6的漏极彼此连接。第三开关Q3的漏极和第五开关Q5的漏极连接于第三配线LP3。第四开关Q4的源极和第六开关Q6的源极连接于第四配线LP4。
第三开关Q3和第四开关Q4之间的第二连接点K2连接于第六配线LP6的第一端。第六配线LP6的第二端连接于第二输出端子OUT2。第五开关Q5和第六开关Q6之间的第三连接点K3连接于第五配线LP5的第一端。第五配线LP5的第二端连接于第一输出端子OUT1。
电力转换器100包括第一电压传感器31、电流传感器32和第二电压传感器33。在本实施例中，第一电压传感器31对应于电压检测器。
第一电压传感器31连接在电容器16的、与半桥电路15相对的一侧上的第一配线LP1和第二配线LP2之间，以检测出经由第一输入端子IN1和第二输入端子IN2输入的作为输入电压Vdc的直流电压。
电流传感器32沿第四配线LP4设置，以检测通过电抗器13的电抗器电流ILr。
位于第一输出端子OUT1及第二输出端子OUT2与全桥电路12之间的第二电压传感器33连接在第五配线LP5与第六配线LP6之间，以检测出作为电源电压Vac的交流电源200的电压。
控制器30构造成控制DC-AC转换器10的第一开关Q1至第六开关Q6中每一个的打开/闭合状态。控制器10的各种功能可由存储在有形存储器装置中的软件和执行该软件的计算机、硬件或是它们组合来实现。
图2是控制器30的功能框图。控制器30构造成利用众所周知的峰值电流模式控制将第一开关Q1和第二开关Q2中的每一个从打开/关闭状态控制成关闭/打开状态。控制器30包括波形发生器34、乘法器35、绝对值计算器36、加法器37、电流校正器40、电流控制器50和极性切换器55。
波形发生器34构造成生成参照波形|sinωt|，该参照波形表示交流电源200的半个周期内的电压变化。例如，波形发生器34检测出由第二电压传感器33检测到的电源电压Vac为零的过零点，并将电源电压Vac从一个过零点改变到下一个过零点的时段设定为交流电源200的半周期(＝T/2)。波形发生器34从周期T计算出交流电源200的角速度ω(＝2π×(1/T))。波形发生器34将振幅为1的正弦波信号的角速度设定成计算出的角速度，从而计算出与电源电压Vac同相的参照波形|sinωt|。
乘法器35用于将电抗器电流ILr的振幅指令值Ia*与由波形发生器34生成的参照波形|sinωt|相乘。振幅指令值Ia*是电抗器电流ILr的振幅的指令值，该指令值可基于电压指令值来确定。绝对值计算器36构造成将来自乘法器35的输出值的绝对值设定为校正前的指令电流IL*。在本实施例中，校正前的指令电流IL*对应于指令电抗器电流。
电流校正器40构造成设定用于对校正前的指令电流IL*的电流校正值Ic进行校正。电流校正值Ic是用于减小输出电流Iac中的失真的校正值。在本实施例中，电流校正器40构造成基于电源电压Vac和校正前的指令电流IL*来设定电流校正值Ic。加法器37构造成将电流校正值Ic与校正前的指令电流IL*的绝对值相加，以将结果值设定为校正后的指令电流ILa*。
基于由电流传感器32检测的电抗器电流ILr以及校正后的指令电流ILa*，电流控制器50构造成生成用于操作第一开关Q1的第一栅极信号GS1和用于操作第二开关Q2的第二栅极信号GS2。在本实施例中，电流控制器50使用众所周知的峰值电流模式控制生成第一栅极信号GS1和第二栅极信号GS2。
电流控制器50包括数模(DA)转换器351、比较器352、加法器353和RS触发器357。校正后的指令电流ILa*被输入至数模转换器351。数模转换器351构造成对接收的校正后的指令电流ILa*进行数模转换。所获得的校正后的模拟指令电流ILa*被输入至比较器352的逆变输入端子。加法器353构造成将电抗器电流ILr和斜率补偿信号Slope相加，以输出补偿后的电抗器电流ILcr，上述补偿后的电抗器电流ILcr是电抗器电流ILr和斜率补偿信号Slope之和。加法器353的输出被输入至比较器352的非逆变输入端子。斜率补偿信号Slope抑制由流过电抗器13的电流变化引起的振荡。
比较器352构造成将校正后的指令电流ILa*与补偿后的电抗器电流ILcr进行比较，并且在补偿后的电抗器电流ILcr低于校正后的指令电流ILa*的时间段期间将处于低状态的信号输入至RS触发器357的R端子。比较器352还构造成在补偿后的电抗器电流ILcr高于校正后的指令电流ILa*的时间段期间将处于高状态的信号输入至RS触发器357的R端子。时钟信号输入至RS触发器357的S端子。
RS触发器357的Q端子连接于第一开关Q1的栅极。第一栅极信号GS1从Q端子输出至第一开关Q1的栅极。RS触发器357的输出端子通过逆变器358连接于第二开关Q2的栅极。第二栅极信号GS2通过逆变器358从Q端子输出至第二开关Q2的栅极。第二栅极信号GS2是第一栅极信号GS1的值的倒数。
极性切换器55构造成响应于电源电压Vac的极性而将输出信号进行转化。如果确定电源电压Vac的极性为正，则极性切换器55构造成将来自输出端子的输出信号置于高状态。如果确定电源电压Vac的极性为负，则极性切换器55构造成将来自输出端子的输出信号置于低状态。
极性切换器55的输出端子连接于第三开关Q3和第六开关Q6中每一个的栅极。从极性切换器55的输出端子输出至第三开关Q3的栅极的信号是第三栅极信号GS3。从极性切换器55的输出端子输出至第六开关Q6的栅极的信号是第六栅极信号GS6。极性切换器55的输出端子通过逆变器359连接于第四开关Q4和第五开关Q5中每一个的栅极。从极性切换器55的输出端子通过逆变器359输出至第四开关Q4的栅极的信号是第四栅极信号GS4。从极性切换器55的输出端子通过逆变器359输出至第五开关Q5的栅极的信号是第五栅极信号GS5。第四栅极信号GS4和第五栅极信号GS5中每一个是第三栅极信号GS3和第六栅极信号GS6中对应的一个的倒数。
现在将描述DC-AC转换器10的示例操作。图3是本实施例的DC-AC转换器10的时序图。图3的(a)示出了输入电压Vdc和电源电压Vac中每一个的变化的示例。图3的(b)示出了第四栅极信号GS4和第五栅极信号GS5中每一个的变化的示例。图3的(c)示出了第三栅极信号GS3和第六栅极信号GS6中每一个的变化的示例。图3的(d)示出了第一栅极信号GS1的变化的示例。图3的(e)示出了第二栅极信号的变化的示例。图3的(f)示出了校正后的指令电流ILa*的变化的示例。图3的(g)示出了电抗器电流ILr的变化的示例。
在电源电压Vac为正的第一时段P1期间，处于高状态的第四栅极信号GS4和第五栅极信号GS5分别将第四开关Q4和第五开关Q5置于闭合状态。处于低状态的第三栅极信号GS3和第六栅极信号GS6分别将第三开关Q3和第六开关Q6置于打开状态。在第一时段P1期间，将第一栅极信号GS1置于高状态并且将第二栅极信号GS2置于低状态，形成包括电抗器13、第一开关Q1、第四开关Q4和第五开关Q5的闭合电路，从而使得输出电流Iac从第一输出端子OUT1流到第二输出端子OUT2。然后，电抗器电流ILr流过电抗器13，该电抗器电流ILr响应于从半桥电路15施加到电抗器13的电压与电源电压Vac之间的差。从半桥电路15施加到电抗器13的电压由占空比(＝Ton/Tsw)乘以输入电压Vdc给出，其中，占空比是第一开关Q1的接通周期Ton除以一个开关周期Tsw。
在电源电压Vac为负的第二时段P2期间，处于低状态的第四栅极信号GS4和第五栅极信号GS5分别将第四开关Q4和第五开关Q5置于打开状态。处于高状态的第三栅极信号GS3和第六栅极信号GS6分别将第三开关Q3和第六开关Q6置于闭合状态。在第二时段P2期间，将第一开关Q1置于闭合状态并且将第二开关Q2置于打开状态，形成包括电抗器13、第一开关Q1、第三开关Q3和第六开关Q6的闭合电路，从而使得输出电流Iac从第二输出端子OUT2流到第一输出端子OUT1。
控制器30将校正前的指令电流IL*设定成电源电压Vac的参照波形(＝|sinωt|)乘以振幅指令值Ia*。如图3的(f)所示，校正前的指令电流IL*具有波形，使得在半周期T/2处重复正弦波的正半部分。当电源电压Vac从峰值变化到过零点时，校正前的指令电流IL*正弦地减小。如图3的(g)所示，与校正前的指令电流IL*类似，电抗器电流ILr的平均值Iave正弦地变化，使得平均值Iave在过零点处具有最小值。因而，表示校正前的指令电流IL*与电抗器电流的平均值Iave之差的差异在过零点附近具有最小值。
在电流校正值Ic未被设定成响应于该差异的值的情况下，在峰值电流模式控制中的校正后的指令电流ILa*可能导致第一开关Q1的接通时段增加到高于或减少到低于其适当的值，这可能导致过零点附近的电流失真增加。在本实施例中，控制器30构造成将由电流校正器40设定的电流校正值Ic设定成在电源电压Vac的过零点处具有最小值。
图4是本实施例的电流校正器40的功能框图。电流校正器40包括有效值计算器41、上限设定器42、谐波分量发生器43和最小值选择器44。
有效值计算器41构造成基于电源电压Vac计算交流电源200的有效值Vrms。
上限设定器42构造成基于有效值Vrms和振幅指令值Ia*设定上限Idc。电抗器电流ILr的增量随着振幅指令值Ia*的增加而增加。因此，上限设定器42将上限Idc设定成随着振幅指令值Ia*的增加而增加的值。此外，第六开关Q6的占空比D随着有效值Vrms的增加而增加，从而导致下文描述的增大的差异。因此，上限设定器42将上限Idc设定成随着有效值Vrms的增加而增加的值。
在本实施例中，上限设定器42存储有表示对于每个有效值Vrms的振幅指令值Ia*和上限Idc之间的关系的直流分量图。例如，每个有效值Vrms对应于每个国家的商用电源的有效值Vrms。因此，上限设定器42可以参照对于每个有效值Vrms的直流分量图，设定响应于振幅指令值Ia*的上限Idc。
谐波分量发生器43构造成基于有效值Vrms设定谐波分量Ih。在本实施例中，由谐波分量发生器43设定的谐波分量Ih在电源电压Vac的过零点处或附近具有最小值，并且在电源电压Vac的峰值处具有最大值。即，谐波分量Ih随时间变化。在本实施例中，假设谐波分量Ih在过零点处为零。在替代实施例中，谐波分量Ih在过零点处可以大于零。
谐波分量发生器43存储有记录每个有效值Vrms的谐波分量Ih的谐波分量图。每个谐波图被限定成使得谐波分量Ih被设定成随着交流电源200的有效值Vrms的增加而增加的值。
最小值选择器44构造成将电流校正值Ic设定成由上限设定器42设定的上限Idc和由谐波分量发生器43设定的谐波分量Ih中较小的一个。如果谐波分量Ih小于上限Idc，则将电流校正值Ic设定成谐波分量Ih。如果谐波分量Ih等于或大于上限Idc，则将电流校正值Ic设定成上限Idc。
现在将描述由电流校正器40设定的电流校正值Ic。
在本实施例中，图5示出了在t0和t1之间的时间段和t2和T/2之间的时间段中的每个时间段期间谐波分量Ih小于上限Idc的情况下的电流校正值Ic(t0<t1<T/2)。在t0与t1之间的时间段和t2与T/2之间的时间段中的每个时间段期间，电流校正值Ic被设定成谐波分量Ih。因此，电流校正值Ic在过零点(t＝t0，T/2)处具有最小值。此外，在t1与t2之间的时间段期间，电流校正值Ic被设定成上限Idc。
图6示出了通过使用图5所示的电流校正值Ic对校正前的指令电流IL*进行校正而获得的校正后的指令电流ILa*的变化的示例。在图6中，校正前的指令电流IL*由虚线表示。在t0与t1之间以及t2与T/2之间的每个时间段期间，图6中所示的校正后的指令电流ILa*等于校正前的指令电流IL*加上谐波分量Ih。在t1与t2之间的时间段期间，在图6中所示的校正后的指令电流ILa*等于上限Idc。
现在将参照图7产生谐波分量图的方法。
图7是差异Δi的图示。在本实施例中，差异Δi是校正前的指令电流IL*减去电抗器电流ILr的平均值Iave。
参照图7，差异Δi是在接通时段(＝D×Tsw)期间的斜率补偿信号Slope中的最大增量Δslope加上电抗器电流ILr中的最大增量ΔIL的一半(＝ΔIL/2)。因此，根据以下表达式(1)计算出差异Δi。
Δi＝IL*-Iave＝Δslope+ΔIL/2…(1)
根据以下表达式(2)，使用电抗器13两端的电压和电抗器13的电感L计算出电抗器电流ILr的最大增量ΔIL。
ΔIL＝(Vdc-|Vac|)/L×D×Tsw…(2)
其中，D表示接通期间第一开关Q1的占空比。
可以根据以下表达式(3)计算斜率补偿信号Slope中的最大增量Δslope。
Δslope＝m×D×Tsw…(3)
其中，m(A/s)表示斜率补偿信号Slope的增加率。
可以根据以下表达式(4)使用电源电压Vac的最大值来计算占空比D。
基于表达式(1)至(4)，使用以下表达式(5)计算差异Δi。
假设参数m、Vdc、ω、Tsw、L是常数，则表达式(5)表示差异Δi是在一个开关周期Tsw内的时间t和有效值Vrms的高阶函数。根据表达式(5)，差异Δi在过零点处具有最小值(sinωt＝0)并且在峰值处具有最大值(sinωt＝1)。
在本实施例中，使用由表达式(5)给出的差异Δi来计算在一个开关周期Tsw期间的谐波分量Ih。例如，差异Δi乘以计算系数α可以用作谐波分量Ih。计算系数α可以大于零并且等于或小于1。可以通过对每个有效值Vrms记录计算出的谐波分量Ih来产生谐波图。
在本实施例中，现在将参照图8描述DC-AC转换器10的控制。每隔预定的时间间隔由控制器30执行在图8中所示的处理。
在步骤S10中，DC-AC转换器10获取电抗器电流ILr。电流获取部负责执行步骤S10。在步骤S11中，DC-AC转换器10通过将振幅指令值Ia*与电源电压Vac的参照波形(|sinωt|)相乘来计算校正前的指令电流IL*。在步骤S12中，基于电源电压Vac，DC-AC转换器10计算出交流电源200的有效值Vrms。有效值计算器负责执行步骤S12。
在步骤S13中，DC-AC转换器10基于振幅指令值Ia*设定上限Idc。
在步骤S14中，基于在步骤S12中计算出的有效值Vrms，DC-AC转换器10设定谐波分量Ih。更具体地，参照对应于在步骤S12中计算出的有效值Vrms的谐波图，DC-AC转换器10在电源电压Vac的一个周期T内设定对应于当前时间t1的谐波分量Ih。
在步骤S15中，DC-AC转换器10比较在步骤S13中设定的上限Idc与在步骤S14中设定的谐波分量Ih。如果确定谐波分量Ih小于上限Idc，则处理流程前进到步骤S16。在步骤S16中，DC-AC转换器10将电流校正值Ic设定成谐波分量Ih。如果确定谐波分量Ih等于或大于上限Idc，则处理流程前进到步骤S17。在步骤S17中，DC-AC转换器10将电流校正值Ic设定成上限Idc。
在步骤S18中，DC-AC转换器10利用在步骤S16或S17中设定的电流校正值Ic对校正前的指令电流IL*进行校正，以设定校正后的指令电流ILa*。
在步骤S19中，DC-AC转换器10使用在步骤S18中设定的校正后的指令电流ILa*执行峰值电流模式控制。在步骤S19中执行的峰值电流模式控制允许设定第一栅极信号GS1和第二栅极信号GS2，以消除输出电流Iac中的失真。
在步骤S20中，DC-AC转换器10设定第三栅极信号GS3至第六栅极信号GS6。此后，结束在图8中所示的处理的流程。
图9示出了通过使用本实施例的电流校正值Ic对校正前的指令电流IL*进行校正而获得的校正后的指令电流ILa*的示例。图10示出了输出电流Iac的比较示例，其中校正前的指令电流IL*未被校正。
在图10中，在电源电压Vac为零的过零点附近的输出电流Iac中存在失真。例如，在未对校正前的指令电流IL*进行校正的情况下，输出电流Iac中的总失真率THD为9.8％。如图9所示，以上述方式使用电流校正值Ic对校正前的指令电流IL*进行校正，可以减少过零点附近的输出电流Iac的失真。例如，在使用电流校正值Ic对校正前的指令电流IL*进行校正的情况下，输出电流Iac中的总失真率THD为0.96％。
本发明的第一实施例可以提供以下优点。
(A1)控制器30构造成设定电流校正值Ic，该电流校正值Ic包括针对电源电压Vac的频率分量的谐波分量Ih，该谐波分量Ih在过零点处具有最小值。控制器30还构造成将电流校正值Ic与校正前的指令电流IL*相加，从而将指令电流校正为校正后的指令电流ILa*。在DC-AC转换器10中，在差异Δi最小的过零点附近的校正后的指令电流ILa*被设定成响应于差异Δi的值。该构造可以仅减少输出电流Iac中的失真，这可以防止DC-AC转换器10的输出功率的功率因数的降低。
(A2)控制器30构造成谐波分量Ih在从电源电压Vac的一个过零点到下一个过零点的时段期间具有最大值。利用这样的构造，可以将电流校正值Ic设定成响应于校正后的指令电流ILa*的变化而变化，从而抑制差异Δi的变化。这可以进一步抑制输出电流Iac中的电流失真。
(A3)控制器30构造成，如果谐波分量Ih小于上限Idc，则将电流校正值Ic设定成谐波分量Ih，并且如果谐波分量Ih等于或大于上限Idc，将电流校正值Ic设定成上限Idc。该构造可以防止由于电流校正值Ic变得不必要地大而导致输出电流Iac过度流动的情况的发生，这导致输出电流Iac的失真增加。
(A4)控制器30构造成基于振幅指令值Ia*设定上限Idc。该构造可以防止过量电流流过电抗器13。
(A5)控制器30构造成计算交流电源200的有效值Vrms，并且基于所计算出的交流电源200的有效值Vrms，改变电流校正值Ic。该构造允许电力转换器100在具有不同有效值Vrms的各个区域中使用。
第一实施例的变形例
(M1)在第一实施例的变形例中，用于检测电抗器电流ILr的电流传感器32可以连接在第一开关Q1的源极与第一开关Q1和第二开关Q2之间的第一连接点K1之间。在这样的实施例中，控制器30获取流过第一开关Q1的电流作为电抗器电流ILr。
(M2)在第一实施例的另一变形例中，第二开关Q2可以通常处于打开状态，而不是执行同步整流。在这样的实施例中，第二栅极信号GS2可以通常置于低状态。
第二实施例
现在将描述第二实施例。将仅描述第二实施例与第一实施例的不同之处，并且为了避免重复，不提供关于第一实施例和第二实施例之间的共同构造的描述。由相同或相似的附图标记表示相同或等同的部件，或者相同或等同作用的部件。
例如，具有小振幅的电源电压Vac可能导致具有流过电抗器13的间歇电抗器电流ILr的不连续模式。在不连续模式中，与连续模式相比，振幅指令值Ia*具有更小的值。在振幅指令值Ia*具有小值的情况下，由具有不必要的大值的电流校正器40设定的电流校正值Ic可能导致流过交流电源200的不必要大的输出电流Iac。在本实施例中，与第一实施例不同，电流校正器40构造成基于振幅指令值Ia*来改变电流校正值Ic。
图11是根据第二实施例的电流校正器40的功能框图。电流校正器40包括有效值计算器41、谐波分量发生器43、系数设定器45和乘法器46。
系数设定器45构造成基于振幅指令值Ia*计算与谐波分量Ih相乘的校正系数β。在本实施例中，校正系数β被设定成大于零且等于或小于1的值。系数设定器45构造成，如果振幅指令值Ia*小于阈值TH1，则将校正系数β设定成随着振幅指令值Ia*的增加而增加的值。系数设定器45构造成，如果振幅指令值Ia*等于或大于阈值TH1，则将校正系数β设定成1。
乘法器46构造成将当前校正值Ic设定成由谐波分量生成器43设定的谐波分量Ih乘以由系数设定器45设定的校正系数β。对于小于阈值TH1的振幅指令值Ia*，电流校正值Ic被设定成随着振幅指令值Ia*的增加而增加的值。相反地，电流校正值Ic被设定成随着振幅指令值Ia*的减小而减小的值。
在本实施例中，现在将参照图12描述DC-AC转换器10的控制。每隔预定的时间间隔由控制器30执行图12所示的处理。
在DC-AC转换器10基于在步骤S12中计算出的有效值Vrms在步骤S14中设定谐波分量Ih之后，处理流程前进到步骤S31。在步骤S31中，基于振幅指令值Ia*，DC-AC转换器10设定校正系数β。
在步骤S32中，DC-AC转换器10将电流校正值Ic设定成谐波分量Ih乘以校正系数β。在步骤S18中，DC-AC转换器10使用在步骤S32中设定的电流校正值Ic对校正前的指令电流IL*进行校正。
本发明的第二实施例可以提供以下优点。
控制器30构造成基于振幅指令值Ia*设定校正系数β，并将谐波分量Ih乘以校正系数β，从而改变谐波分量Ih。对于小的振幅指令值Ia*，可以根据振幅指令值Ia*连续地改变电流校正值Ic，这可以防止具有不必要大的值的、流过交流电源200的输出电流Iac。
第三实施例
现在将描述第三实施例。将仅描述第三实施例与第一实施例的不同之处，并且为了避免重复，不提供关于第一实施例和第三实施例之间的共同构造的描述。由相同或相似的附图标记表示相同或等同的部件，或者相同或等同作用的部件。
例如，在能够改变其输出电压值的直流电源连接在DC-AC转换器10的第一输入端子IN1与第二输入端子IN2之间的情况下，输入电压Vdc可以改变。例如，当输入电压Vdc降低时，电抗器电流ILr响应于施加于电抗器13的电压的变化而变化，这可能导致差异Δi的变化，该差异Δi是电抗器电流ILr的平均值Iave与校正前的指令电流IL*之间的差。在本实施例中，与第一实施例不同，控制器30构造成响应于输入电压Vdc而改变电流校正值Ic。
谐波分量发生器43构造成基于有效值Vrms和输入电压Vdc设定谐波分量Ih。同样在本实施例中，谐波分量Ih是正弦波，该正弦波在电源电压Vac的过零点处或附近具有最小值，并且在峰值处具有最大值。如在示出了对应于某个有效值Vrms的谐波图的图13中所示，差异Δi随着输入电压Vdc的减小而增加。因此，在本实施例中，参照对应于各个有效值Vrms的谐波分量图来设定谐波分量Ih，使得峰值处的谐波分量Ih的振幅随着输入电压Vdc的减小而增加。
本发明的第三实施例可以提供以下优点。
控制器30构造成响应于供给到DC-AC转换器10的输入电压Vdc而改变谐波分量Ih。即使差异Δi随输入电压Vdc的变化而变化，该构造也可以使响应于改变后的差异Δi的输出电流Iac经过交流电源200。这可以防止不必要大的输出电流Iac流过交流电源200以及不必要小的输出电流Iac流过交流电源200。
第四实施例
现在将描述第四实施例。将仅描述第四实施例与第一实施例的不同之处，并且为避免重复，不提供关于第一实施例和第四实施例之间的共同构造的描述。由相同或相似的附图标记表示相同或等同的部件，或者相同或等同作用的部件。
本实施例与第一实施例的不同之处在于DC-AC转换器10的电路拓扑。更具体地，与第一实施例不同，本实施例的DC-AC转换器10不包括半桥电路。
图14示出了根据本实施例的电力转换器100的电路图。第一输入端子IN1通过第一配线LP1连接于全桥电路70。第二输入端子IN2通过第二配线LP2连接于全桥电路70。
全桥电路70包括第七开关Q7至第十开关Q10。第七开关Q7至第十开关Q10是电压驱动开关，在本实施例中是N通道金属氧化物半导体场效应晶体管。第七开关Q7的源极和第八开关Q8的漏极彼此连接。第九开关Q9的源极和第十开关Q10的漏极彼此连接。第七开关Q7的漏极和第九开关Q9的漏极连接于第一配线LP1。第八开关Q8的源极和第十开关Q10的源极连接于第二配线LP2。第七开关Q7至第十开关Q10中每一个具有与其反向并联连接的寄生二极管。
第七开关Q7和第八开关Q8之间的第四连接点K4连接于第六配线LP6的第一端。第六配线LP6的第二端连接于第二输出端子OUT2。第九开关Q9和第十开关Q10之间的第五连接点K5连接于第五配线LP5的第一端。第五配线LP5的第二端连接于第一输出端子OUT1。电抗器13沿第五配线LP5设置。
用于检测第一电抗器电流IL1r的第一电流传感器61连接在第七开关Q7的源极和第八开关Q8的漏极之间，并且设置在第四连接点K4的、与第七开关Q7相对的一侧上。用于检测第二电抗器电流IL2r的第二电流传感器62连接在第九开关Q9的源极与第十开关Q10的漏极之间，并且设置在第五连接点K5的、与第九开关Q9相对的一侧上。
图15是第四实施例的控制器30的功能框图。同样在本实施例中，控制器30使用峰值电流模式控制来控制DC-AC转换器10。
控制器30包括第一电流控制器51和第二电流控制器52。第一电流控制器51构造成执行峰值电流模式控制，以将第一电抗器电流IL1r控制成校正后的指令电流ILa*。第二电流控制器52构造成执行峰值电流模式控制以将第二电抗器电流IL2r控制成校正后的指令电流ILa*。第一电流控制器51和第二电流控制器52中的每一个在构造上类似于第一实施例的电流控制器50，因此，将不再重复描述。
第一电流控制器51的输出部连接于第一与电路382的输入端子中的一个，第二电流控制器52的输出部连接于第二与电路383的输入端子中的一个。极性切换器55的输出端子连接于第二与电路383的输入端子中的另一个和逆变器360的输入端子。逆变器360的输出端子连接于第一与电路382的另一个输入端子。
第一电流控制器51的RS触发器357的输出信号和极性切换器55的输出信号被输入至第一与电路382。第一与电路382的输出端子连接于第八开关Q8的栅极。从第一与电路382输出至第八开关Q8的栅极的信号是用于实行第八开关Q8的断开和闭合的第八栅极信号GS8。第一与电路382的输出端子通过逆变器361连接于第七开关Q7的栅极。从第一与电路382经由逆变器361输出至第七开关Q7的栅极的信号是用于实行第七开关Q7的断开和闭合的第七栅极信号GS7。第七栅极信号GS7是第八栅极信号GS8的倒数。
第二电流控制器52的RS触发器357的输出信号和极性切换器55的输出信号被输入至第二与电路383。第二与电路383的输出端子连接于第十开关Q10的栅极。从第二与电路383输出至第十开关Q10的栅极的信号是用于实行第十开关Q10的断开和闭合的第十栅极信号GS10。第二与电路383的输出端子通过逆变器362连接于第九开关Q9的栅极。从第二与电路383经由逆变器362输出至第九开关Q9的栅极的信号是用于实行第九开关Q9的断开和闭合的第九栅极信号GS9。第九栅极信号GS9是第十栅极信号GS10的倒数。
当极性切换器55的高态输出信号和RS触发器357的高态输出信号被输入至第一与电路382时，第一与电路382输出高态第八栅极信号GS8和低态第七栅极信号GS7。当极性切换器55的高态输出信号和RS触发器357的高态输出信号被输入至第二与电路383时，第二与电路383输出高态第十栅极信号GS10和低态第九栅极信号GS9。
图16是第四实施例的DC-AC转换器10的时序图。图16的(a)示出了输入电压Vdc和电源电压Vac中每一个的变化的示例。图16的(b)示出了第九栅极信号GS9的变化的示例。图16的(c)示出了第十栅极信号GS10的变化的示例。图16的(d)示出了第七栅极信号GS7的变化的示例。图16的(e)示出了第八栅极信号GS8的变化的示例。图16的(f)示出了校正后的指令电流ILa*的变化的示例。
在电源电压Vac为正的第一时段P1期间，高态第九栅极信号GS9将第九开关Q9置于闭合状态，并且低态第十栅极信号GS10将第十开关Q10置于断开状态。在第一时段P1期间，第一电流控制器51使用峰值电流模式控制将第七栅极信号GS7和第八栅极信号GS8中的每一个从高状态改变成低状态或者从低状态改变成高状态，以将第一电抗器电流IL1r控制成校正后的指令电流ILa*。将第八开关Q8置于闭合状态并且将第七开关Q7置于断开状态，形成包括第八开关Q8和第九开关Q9以及电抗器13的闭合电路，从而使得输出电流Iac从第一输出端子OUT1流到第二输出端子OUT2。
在电源电压Vac为负的第二时段P2期间，高态第七栅极信号GS7将第七开关Q7置于闭合状态，并且低态第八栅极信号GS8将第八开关Q8置于断开状态。在第二时段P2期间，第二电流控制器52使用峰值电流模式控制将第九栅极信号GS9和第十栅极信号GS10中的每一个从高状态改变成低状态或者从低状态改变成高状态，以将第二电抗器电流IL2r控制成校正后的指令电流ILa*。将第十开关Q10置于闭合状态并且将第九开关Q9置于断开状态，形成包括第七开关Q7和第十开关Q10以及电抗器13的闭合电路，从而使得输出电流Iac从第二输出端子OUT2流到第一输出端子OUT1。
本发明的第四实施例可以提供与第一实施例类似的优点。
第四实施例的第一变形例
在第四实施例的第一变形例中，第一电流传感器61可以设置在第七开关Q7的漏极侧，并且第二电流传感器62可以设置在第九开关Q9的漏极侧。
第四实施例的第二变形例
现在将描述第四实施例的第二变形例。图17示出了根据第四实施例的第二变形例的电力转换器100的电路图。在本变形例中，第一电流传感器61可连接在第九开关Q9的源极与第十开关Q10的漏极之间，并且设置在第五连接点K5的、与第九开关Q9相对的一侧上。第二电流传感器62可设置在第九开关Q9的漏极侧。
图18是第四实施例的第二变形例的控制器30的功能框图。同样在本变形例中，控制器30使用峰值电流模式控制来控制DC-AC转换器10。
极性切换器55的输出端子连接于第二与电路383的输入端子和第八开关Q8的栅极以及逆变器360的输入端子。逆变器360的输出端子连接于第一与电路382的输入端子和第七开关Q7的栅极。
第一电流控制器51的RS触发器357的输出信号和极性切换器55的输出信号的倒数被输入至第一与电路382。第一与电路382的输出端子连接于第十开关Q10的栅极。
第二电流控制器52的RS触发器357的输出信号和极性切换器55的输出信号被输入至第二与电路383。第二与电路383的输出端子连接于第九开关Q9的栅极。
从第一与电路382输出至第十开关Q10的栅极的信号是第十栅极信号GS10。从第二与电路383输出至第九开关Q9的栅极的信号是第九栅极信号GS9。从极性切换器55的输出端子经由逆变器360输出至第七开关Q7的栅极的信号是第七栅极信号GS7。从极性切换器55输出至第八开关Q8的栅极的信号是第八栅极信号GS8。
在电源电压Vac为正的第一时段P1期间，极性切换器55的高态输出信号导致高态第八栅极信号GS8和低态第七栅极信号GS7。在第一时段P1期间，第二电流控制器52使用峰值电流模式控制将第九栅极信号GS9从高状态改变成低状态或者从低状态改变成高状态，以将第二电抗器电流IL2r控制成校正后的指令电流ILa*。
在电源电压Vac为负的第二时段P2期间，极性切换器55的低态输出信号导致低态第八栅极信号GS8和高态第七栅极信号GS7。在第二时段P2期间，第一电流控制器51使用峰值电流模式控制将第十栅极信号GS10从高状态改变成低状态或者从低状态改变成高状态，以将第一电抗器电流IL1r控制成校正后的指令电流ILa*。
同样在本变形例中，电流校正器40构造成将当前校正值Ic叠加在校正前的指令电流上IL*，以计算校正后的指令电流ILa*，从而减少输出电流Iac中的失真。
第四实施例的第三变形例
在第四实施例的第三变形例中，第七开关Q7在第一时段P1期间可通常处于打开状态，并且第九开关Q9在第二时段P2期间可通常处于打开状态。在这样的变形例中，在图16的时序图中，第七栅极信号GS7在第一时段P1期间可保持在低状态，并且第九栅极信号GS9在第二时段P2期间可保持在低状态。
第五实施例
现在将描述第五实施例。将仅描述第五实施例与第四实施例的不同之处，并且为了避免重复，不提供关于第五实施例和第四实施例之间的共同构造的描述。由相同或相似的附图标记表示相同或等同的部件，或者相同或等同作用的部件。
图19示出了根据第五实施例的DC-AC转换器10的电路图。在第五实施例的DC-AC转换器10中，第十一开关Q11和第十二开关Q12设置在第一和第二输出端子OUT1、OUT2与全桥电路70之间。更具体地，第十一开关Q11的源极和第十二开关Q12的源极彼此连接。第十一开关Q11的漏极连接于电抗器13和全桥电路70之间的第五配线LP5的一部分。第十二开关Q12的漏极连接于第六配线LP6。
第十一开关Q11和第十二开关Q12中的每一个具有与其反向并联连接的寄生二极管。
图20是第五实施例的控制器30的功能框图。同样在本实施例中，控制器30使用峰值电流模式控制来控制DC-AC转换器10。
极性切换器55的输出端子连接于第二与电路383的输入端子、第十二开关Q12的栅极以及逆变器360的输入端子。逆变器360的输出端子连接于第一与电路382的输入端子和第十一开关Q11的栅极。
第一与电路382的输出端子连接于第八开关Q8和第九开关Q9中每个的栅极。第二与电路383的输出端子连接于第七开关Q7和第十开关Q10中每个的栅极。
从第一与电路382输出至第八开关Q8的栅极的信号是第八栅极信号GS8。从第一与电路382输出至第九开关Q9的栅极的信号是第九栅极信号GS9。从第二与电路383输出至第七开关Q7的栅极的信号是第七栅极信号GS7。从第二与电路383输出至第十开关Q10的栅极的信号是第十栅极信号GS10。从极性切换器55的输出端子经由逆变器360输出至第十一开关Q11的栅极的信号是第十一栅极信号GS11。从极性切换器55输出至第十二开关Q12的栅极的信号是第十二栅极信号GS12。
图21是第五实施例的DC-AC转换器10的时序图。图21的(a)示出了输入电压Vdc和电源电压Vac中每一个的变化的示例。图21的(b)示出了第八栅极信号GS8和第九栅极信号GS9中每一个的变化的示例。图21的(c)示出了第七栅极信号GS7和第十栅极信号GS10中每一个的变化的示例。图21的(d)示出了第十一栅极信号GS11的变化的示例。图21的(e)示出了第十二栅极信号GS12的变化的示例。图21的(f)示出了校正后的指令电流ILa*的变化的示例。
在电源电压Vac为正的第一时段P1期间，高态第十二栅极信号GS12将第十二开关Q12置于闭合状态，并且低态第十一栅极信号GS11将第十一开关Q11置于断开状态。在第一时段P1期间，第一电流控制器51使用峰值电流模式控制将第八栅极信号GS8和第九栅极信号GS9中的每一个从高状态改变成低状态或者从低状态改变成高状态，以将第一电抗器电流IL1r控制成校正后的指令电流ILa*。
在电源电压Vac为负的第二时段P2期间，低态第十二栅极信号GS12将第十二开关Q12置于断开状态，并且高态第十一栅极信号GS11将第十一开关Q11置于闭合状态。在第二时段P2期间，第二电流控制器52使用峰值电流模式控制将第七栅极信号GS7和第十栅极信号GS10中的每一个从高状态改变成低状态或者从低状态改变成高状态，以将第二电抗器电流IL2r控制成校正后的指令电流ILa*。
同样在本实施例中，电流校正器40构造成将当前校正值Ic叠加在校正前的指令电流上IL*，以计算出校正后的指令电流ILa*，从而减少输出电流Iac中的失真。
本发明的本实施例可以提供与第一实施例类似的优点。
变形例
(M3)全桥电路12可以是形成有四个绝缘栅双极晶体管(IGBT)的电路。第二开关Q2可形成有IGBT或二极管。

Claims (8)

1.一种用于控制DC-AC转换器(10)的设备(30)，所述DC-AC转换器包括电抗器(13)和多个驱动开关(Q1-Q12)，并且构造成将经由输入端子(IN1、IN2)供给的直流电力转换成交流电力并且将所述交流电力供给到连接于输出端子(OUT1、OUT2)的交流电源(200)，所述DC-AC转换器设置有电流检测器(32)，所述电流检测器(32)构造成检测流过所述电抗器的电抗器电流，所述设备包括：
电流校正器(40)，所述电流校正器构造成设定电流校正值，所述电流校正值包括针对所述交流电源的所述电源电压的频率分量的谐波分量，所述谐波分量在所述电源电压为零的过零点处具有最小值，并且所述电流校正器将所述电流校正值叠加在基于所述交流电源的所述电源电压生成的正弦指令电流上，从而生成校正后的指令电流；以及
电流控制器(50、51、52)，所述电流控制器构造成使用峰值电流模式控制来操作所述驱动开关，以将所述电抗器电流控制成所述校正后的指令电流。
2.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述电流校正器构造成将所述谐波分量设定成在从所述电源电压的一个过零点到下一个过零点的时段期间具有最大值。
3.如权利要求1或2所述的设备，其特征在于，所述电流校正器构造成，如果所述谐波分量小于上限，则将所述电流校正值设定成所述谐波分量，并且如果所述谐波分量等于或大于所述上限，则将所述电流校正值设定成所述上限。
4.如权利要求3所述的设备，其特征在于，所述电流校正器构造成基于振幅指令值来设定所述上限。
5.如权利要求1至4中任一项所述的设备，其特征在于，所述电流校正器构造成基于所述正弦指令电流的振幅设定校正系数，并且将所述谐波分量乘以所述校正系数，从而改变所述谐波分量。
6.如权利要求1至5中任一项所述的设备，其特征在于，还包括有效值计算器(41)，所述有效值计算器构造成计算所述交流电源的有效值，
其中，所述电流校正器构造成基于由所述有效值计算器计算出的所述交流电源的有效值来改变所述电流校正值。
7.如权利要求1至6中任一项所述的设备，其特征在于，
所述DC-AC转换器设置有电压检测器(31)，所述电压检测器构造成检测所述输入端子之间的电压作为输入电压，以及
所述电流校正器构造成基于由所述电压检测器检测出的输入电压来改变所述电流校正值。
8.如权利要求1至7中任一项所述的设备，其特征在于，
所述峰值电流模式控制包括设定所述驱动开关的接通周期的占空比D，以将所述电抗器电流和斜率补偿信号之和控制成所述校正后的指令电流，
所述谐波分量基于表示一个开关周期内所述电抗器电流的平均值与所述指令电流之间的差异计算得到，所述差异根据以下表达式计算：
其中，Δi表示所述差异，m表示所述斜率补偿信号的增加率，Vrms表示所述交流电源的有效值，ωt表示所述交流电源的相位角，Tsw表示所述驱动开关的一个开关周期，L表示所述电抗器的电感，Vdc表示所述DC-AC转换器的输入电压。
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