CN102684518B - 基于瞬时电流前馈控制的高频冗余pwm整流装置及方法 - Google Patents

Abstract

一种基于瞬时电流前馈控制的高频冗余PWM整流装置及方法，本发明属于电力电子与电力传动领域。本发明包括IGBT驱动单元、PWM驱动信号电平转换单元、控制单元和校正单元，该装置还包括主电路单元和高频信号逻辑控制单元。主电路单元是整个发明的硬件基础,为IGBT并联型桥式电路。高频信号逻辑控制单元，是实现PWM整流器的核心逻辑单元。本发明还采用了瞬时电流前馈控制方法，瞬时电流前馈控制能够使实际瞬时电流值快速跟踪瞬时电流给定值。本发明采用高频信号逻辑控制和瞬时电流前馈控制方法具有整流器功率因数高、直流侧电源质量高、直流电压可控、交流侧电流正弦、交流侧谐波小和装置体积小的特点。

Description

基于瞬时电流前馈控制的高频冗余PWM整流装置及方法

技术领域

本发明属于电力电子与电力传动领域，特别涉及基于瞬时电流前馈控制的高频冗余PWM整流装置及方法。

背景技术

近年来，由于高性能传动***，新能源发电，机车牵引等技术得到广泛的应用推广，大量的整流设备投入使用，传统的二极管不控式整流设备由于电流畸变率高，使电网引入了大量的谐波，影响电网电能质量，增加电网能量损耗。因此，近年来，PWM整流器由于谐波小，功率因数高，理想情况下可以工作在功率因数为1的状态下，得到了广泛的关注。

目前，多数PWM整流器是以单机运行模式提供直流电源，因为开关管的开关频率有一定的限制，所以一般PWM整流器的开关频率都不会太高，而PWM整流器的高频化，会给整流器带来一系列的优点，例如，可以减小前端电感的大小，减少交直流两侧的谐波等。故PWM整流器的高频化会进一步提高电源质量。

发明内容

针对现有技术存在的不足，本发明提出基于瞬时电流前馈控制的高频冗余PWM整流装置及方法，以达到提高整流器功率因数、提高直流侧电源质量、直流电压可控、减小交流侧谐波和减小装置体积的目的。

本发明的技术方案是这样实现的：

基于瞬时电流前馈控制的高频冗余PWM整流装置，该装置包括IGBT驱动单元、PWM驱动信号电平转换单元、控制单元、校正单元、交流电流互感器、交流电压互感器和直流电压传感器，所述的校正单元包括交流电压校正单元、交流电流校正单元和直流电压校正单元，此外，该装置还包括主电路单元和高频信号逻辑控制单元，其中：

主电路单元:采用两个PWM整流器并联的模式，即为IGBT并联型桥式电路，用于将交流电信号向直流电信号的转换，直流电压输出端输出的电压信号通过直流电压传感器后产生的信号传递给直流电压校正单元；

IGBT驱动单元:用于将高频信号逻辑控制单元输出的PWM信号转换为适用于驱动主电路单元内IGBT开关管的电平信号，IGBT驱动单元通过驱动信号的输出端连接主电路单元中PWM整流器内IGBT开关管的控制信号输入端，从而控制IGBT开关管导通与关断；

高频信号逻辑控制单元:用于将PWM驱动信号电平转换单元输出的控制每相桥臂内两个IGBT开关管的PWM信号分解为控制并联的两个桥臂内四个IGBT开关管的PWM信号，控制并联PWM整流器的协调导通，实现IGBT开关管高频化导通，高频信号逻辑控制单元的PWM信号输出端连接IGBT驱动单元的PWM信号输入端；

PWM驱动信号电平转换单元:用于将控制单元输出的电压信号转换为符合驱动IGBT开关管所需的电压信号，PWM驱动信号电平转换单元的PWM信号输出端连接高频信号逻辑控制单元的PWM信号输入端；

控制单元：用于将校正单元输出的交流电压信号,交流电流信号和直流电压信号进行AD转换,实现整个控制***的计算、输出PWM信号以及与上位机的通讯，控制单元的PWM信号输出端连接PWM驱动信号电平转换单元的PWM信号输入端；

校正单元:用于将在电网交流侧和直流侧采样得到的强电校信号正为适用于控制单元的弱电信号，交流电压校正单元的交流电压信号输出端连接控制单元的交流电压信号输入端，交流电流校正单元的交流电流信号输出端连接控制单元的交流电流信号输入端，直流电压校正单元的直流电压信号输出端连接控制单元的直流电压信号输入端。

所述的主电路单元，包括两个PWM整流器，上述两个PWM整流器并联，单台PWM整流器采用三相桥式整流电路，并且在并联三相桥前端的交流侧，每相各串联一个电感，直流侧并联同一个滤波电容。

所述的高频信号逻辑控制单元，由三组相同电路组成，每一组电路包括一个反相器、一个D触发器和四个门电路，其中反相器的输入端连接第一门电路的第二输入端、第三门电路的第二输入端，并连接第一电压输入信号，所述的反相器的输出端连接D触发器时钟输入端，D触发器的信号输入端分别连接D触发器的反相输出端、第三门电路的第一输入端和第四门电路的第一输入端，D触发器的同相输出端分别连接第一门电路的第一输出端、第二门电路的第一输入端；第二门电路的第二输入端连接第四门电路的第二输入端，并且连接第二电压输入信号。

采用上述装置，实现基于瞬时电流前馈控制的高频冗余PWM整流方法，具体包括以下步骤：

步骤1：进行***初始化、设置控制单元***主程序内的AD采样模块、事件管理器EV模块、死区寄存器和SCI串口通讯模块；

步骤2：判断***启动位是否为启动状态，若不为启动状态，则返回继续执行步骤2；若为启动状态，则执行步骤3；启动位的状态是通过上位机给定；若***得到上位机启动信号，则启动位变为启动状态；

步骤3：判断控制单元内部AD采样模块是否有AD采样中断信号，若有，则执行步骤4；若无，则执行步骤5；

步骤4：进行采样；

步骤5：对采样所得交流电压进行计算，算出三相电压的相角正弦值；

步骤6：对直流电压给定值和直流电压反馈值进行做差计算，将计算所得值作为***内部的PI调节器的给定值，采用PI计算方法，计算出PI调节电流量；

步骤7：采用瞬时电流前馈控制方法，计算瞬时电流的给定值；

步骤8：计算得到的瞬时电流的给定值与反馈电流值进行计算，将计算所得的三组值分别通过***内部的三个滞环比较器进行运算，滞环比较器产生八种输出状态；

步骤9：判断***内部的GP1定时器的下溢中断，若无中断信号，则返回执行步骤9；若有中断信号，则执行步骤10；

步骤10：***内部的滞环比较器的输出状态作为EV事件管理器内部矢量选择模块的输入，根据所输入的状态函数，矢量选择模块选择电压矢量，对EV事件管理器的相应寄存器赋值，输出PWM波；

步骤11：将AD采样中断标志置为启动状态，发出中断信号，返回执行步骤2。

步骤7所述的采用瞬时电流前馈控制方法，计算瞬时电流的给定值，所述的瞬时电流前馈控制方法即将电流的瞬时值与电流给定值进行做差计算，上述差值与前馈增益系数相乘，所得乘积作为前馈至电流给定，实现实时调整电流幅值给定，使实际瞬时电流值能够快速跟踪瞬时电流给定值。

本发明的优点：

本发明基于瞬时电流前馈控制的高频冗余PWM整流装置及方法，本装置工作在接近功率因数为1的状态，实现了PWM整流器高功率因数；交流侧电流实现正弦化，减小谐波，减小对电网的影响；***高频化后，直流侧谐波明显变小，电压更平滑，电源质量更高；***高频化后，本装置交流侧可以选用更小的交流电感，减小装置体积；装置直流侧电压可以由上位机给定，做到了直流电压的可控；本装置实现PWM整流器的冗余运行，其中一台整流器出现故障情况的时候，迅速切换控制方法，实现单台整流器工作，提供比正常工作情况下略差的直流电源，保持供电的不间断性；本发明在控制方式上采用瞬时电流前馈控制，能够防止滞环比较中，本次采样电流的实际值尚未达到滞环动作值，下次采样时已大超过动作值的情况，并且能够加快瞬时电流的反应速度，减小交流电流谐波。

附图说明

图1为本发明一种实施例的***组成框图；

图2为本发明一种实施例的主电路原理图；

图3为本发明一种实施例的并联PWM整流器一相桥臂电路原理图；

图4为本发明一种实施例的并联PWM整流器一相桥臂导通逻辑时序图；

图5为本发明一种实施例的交流电压校正电路原理图；

图6为本发明一种实施例的交流电流校正电路原理图；

图7为本发明一种实施例的直流电压校正电路原理图；

图8为本发明一种实施例的控制单元内数字信号处理器的电路原理图；

图9为本发明一种实施例的一组PWM驱动信号转换电路原理图；

图10为本发明一种实施例的PWM驱动信号转换电路MIC4427芯片内部结构图；

图11为本发明一种实施例的一组高频信号逻辑控制单元的电路原理图；

图12为本发明一种实施例的高频信号逻辑控制单元内反相器输入与输出时序图，A）为反相器UA输出端A1点输出时序波形，B)为D触发器U2A的Q输出端B1点输出时序波形，C)为门电路U1A的输出时序波形；

图13为本发明一种实施例的IGBT驱动电路驱动板电路原理图；

图14为本发明一种实施例的***控制框图；

图15为本发明一种实施例的控制单元电流滞环比较器工作波形图；

图16为本发明一种实施例的基于瞬时电流前馈控制的高频冗余PWM整流装置及方法流程图；

图17为本发明一种实施例的***运行波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明实施例做进一步说明。

图1为本发明实施例的***组成框图，该装置包括IGBT驱动单元、PWM驱动信号电平转换单元、控制单元、校正单元、交流电流互感器、交流电压互感器和直流电压传感器，所述的校正单元包括交流电压校正单元、交流电流校正单元和直流电压校正单元，此外，该装置还包括主电路单元和高频信号逻辑控制单元，其中：主电路单元采用两个PWM整流器并联的模式，即为IGBT并联型桥式电路，用于将交流电信号向直流电信号的转换；IGBT驱动单元用于将高频信号逻辑控制单元输出的PWM信号转换为适用于驱动主电路单元内IGBT开关管的电平信号；高频信号逻辑控制单元用于将PWM驱动信号电平转换单元输出的控制每相桥臂内两个IGBT开关管的PWM信号分解为控制并联的两个桥臂内四个IGBT开关管的PWM信号，控制并联PWM整流器的协调导通，实现IGBT开关管高频化导通；PWM驱动信号电平转换单元用于将控制单元输出的电压信号转换为符合驱动IGBT开关管所需的电压信号；控制单元用于将校正单元输出的交流电压信号,交流电流信号和直流电压信号进行AD转换,实现整个控制***的计算,输出PWM信号以及与上位机的通讯；校正单元用于将在电网交流侧和直流侧采样得到的强电信号校正为适用于控制单元的弱电信号。

图2为本发明实施例的主电路原理图，主电路采用两个PWM整流器(VSR₁，VSR₂)并联的模式，单台PWM整流器采用三相桥式整流电路，在并联三相桥前端的交流侧，每相各串联一个电感（L1、L2和L3），两台整流器的直流侧并联一个滤波电容C，两台PWM整流器进行一体化协调控制，这样并联PWM整流器可以等效为两台PWM整流器的同相桥臂并联，即每相桥臂有四个IGBT开关管工作，这为***的高频化提供了硬件基础。IGBT开关管选用SEMIKRON公司的SKM100GB125DN。

PWM整流器前端电感的取值由公式（1）决定：

$\frac{(2v_d-3E_m)E_m{T}_s}{2v_d\mathrm{\Δ}{i}_{\max }}\≤L\≤\frac{2v_d}{3I_m\mathrm{\ω}}$ (v_d>1.5E_m)（1）

式中，Δi_max——最大允许谐波电流脉动量；

E_m——电网电动势峰值；

I_m——交流侧电流峰值；

v_d——直流侧电压；

ω——交流侧基波角频率；

T_s——开关周期。

其中，额定功率一定，电网电压不变，就限定了交流侧电流峰值，所以，在额定功率与最大允许谐波电流脉动量一定的情况下，为实现有效减小电感取值，减小整个装置的体积，减小装置成本，则需提高开关频率，实现功率变换装置的高频化。

本发明的并联PWM整流器的高频化采用一体化协调控制，即将两台PWM整流器的开关逻辑协调处理，使其交替导通，这样可以做到并联PWM整流器的对外开关频率是每单个整流器开关频率的二倍，在器件开关频率的限制下，实现整体的高频化。图3为本发明实施例的并联PWM整流器一相桥臂电路原理图，每相桥臂相当于两个独立整流器的桥臂并联，等效后，整个并联PWM整流器的每相桥臂相当于有四个IGBT开关管，协调四个IGBT开关管的导通逻辑，实现并联PWM整流器的高频化。

图4为本发明实施例的并联PWM整流器一相桥臂导通逻辑时序图。t₀~t₇为开关管的切换时刻，S₁为并联PWM整流器（VSR）的等效A相上桥臂功率开关，S₄为并联PWM整流器（VSR）的等效A相下桥臂功率开关。t₀时刻，上桥臂导通，VT₁导通，其它IGBT关断，t₁时刻，上桥臂关断，下桥臂导通，在VSR₁本桥臂内进行换向，VT₁关断，VT₄导通，其它IGBT保持关断状态。t₂时刻，再次进行换向，VSR₂的上桥臂开关管VT′导通，VT₄关断，其它IGBT保持关断状态。t₃时刻，VT'₁关断，在本桥臂内换向，VT'₄导通，其它IGBT保持关断状态。t₄~t₇时刻的换向与t₀~t₃电刻的换向相同。

t₀~t₂时间段内，VSR₁工作，t₂~t₄时间段内，VSR₂工作，对外等效开关为S₁、S₄，这样每个IGBT的导通频率为

而对外等效开关频率为

则f_cS=2f_c。实现了开关管的高频化导通。

三相桥臂按照图4所示开关逻辑导通，在同一时刻，同相桥臂间只有一个开关管导通，另外三个开关管处于关断状态，从而在开关方案中，使主电路的任一时刻都没有环流通路，这样就从根本上解决了整流器并联后的环流问题。

本实施例的校正单元包括交流电压校正单元、交流电流校正单元和直流电压校正单元。

图5为本发明实施例的交流电压校正电路原理图，交流侧电压校正电路的作用是将电网侧电源输入电压信号（市电，相电压220V±10%波动，正常相电压峰值为311V，最高可能电压为342V）通过PKB01-1-E13型交流电压互感器转换为0V~3V范围内的电压信号（3V对应最高电压342V），输送给DSP（数字信号处理器，本实施例的控制单元采用DSP）的AD（模拟信号转数字信号）模块。如图5所示，交流侧电压信号连接至接线端子REC Vol1，最高峰值电压为342V的输出电压信号经过变压器T1（变比：220：9，工作频率范围：50Hz~600Hz）转换为峰值为14V的交流电压，再经过分压电阻(R20、R21)分压后输出峰值为7V的正弦波信号。7V的正弦波信号通过一个比例放大电路，将此电压信号转换到-1.5~1.5V范围内。电压信号通过一个信号抬升电路，将前一级的输出电压抬高1.5V，使电压信号范围为0V~3V。为了防止噪声等因素产生较大电压烧毁DSP 芯片，在信号抬升电路的末端采用了DAN217U芯片，使电压信号限制在0V~3.3V安全电压范围内。

图6为本发明实施例的交流电流校正电路原理图，交流侧电流校正电路的作用是将交流侧输入电流信号转换为0V~3V范围内的电压信号，并输送给DSP的AD模块。本发明实施例采用SCBI-50A型交流电流互感器，按照2000:1的转化率将输出电流缩小后输出，输出仍为交流电流信号。缩小后的交流电流信号经过并联电阻(R3、R4、R5、R10、R11、R12)及反相比例放大电路转换为-1.5~1.5V范围内的交流电压信号，然后再将电压信号通过一个信号抬升电路调整为0V~3V范围内，最后送给DSP的AD模块。同样，在输出电流校正电路的末端采用了DAN217U 芯片，使电压信号限制在0V~3.3V安全电压范围内。

图7为本发明实施例的直流电压校正电路原理图，直流电压校正电路的作用是将直流侧输入信号转换为0V~3V范围内的电压信号，输送给DSP的AD模块。本发明实施例采用AV100-1000型直流电压传感器，变比为200：1，输出为电流信号，经并联电阻（R41，R42，R43，R44）后，将电流信号转换为电压信号，并稳定在0~3V范围内，经过虑波电路后，最后送给DSP的AD模块。同样，在直流电压校正电路的末端采用了DAN217芯片，使电压信号限制在0V~3.3V安全电压范围内。

图8为本发明实施例的控制单元内数字信号处理器的电路原理图，本实施例中DSP选择TI公司的TMS320F2812芯片。交流电压校正电路中EinADC输出端接控制单元中TMS320F2812芯片的ADCINA0引脚。交流电流校正电路中A相CurAD1输出端接控制单元中TMS320F2812芯片的ADCINA1引脚。交流电流校正电路B和C两相输出端CurAD2和CurAD3接控制单元中TMS320F2812芯片的ADCINA2和ADCINA3引脚。直流电压校正电路中的VDC输出端接控制单元内部TMS320F2812芯片的ADCINA4引脚。DSP的***主程序包括初始化模块、采样模块、通信模块、PI计算模块、瞬时电流给定值计算、滞环比较计算、电压矢量选择PWM模块。其中，初始化模块负责DSP中的***时钟，AD模数转换器，EV事件管理器，SCI串口通信和中断向量表等初始化工作；采样程序包括五路采样通路，分别用于交流侧A相电压采样、交流侧三相电流采样，直流侧电压采样，并将采样回来的数据进行校正、滤波处理；通信模块主要用于DSP与上位机HMI之间的通信，本实施例使用标准的MODBUS通信协议；PI计算模块采用位置式离散PI算法；瞬时电流给定值计算包括了交流侧电压正弦值计算，前馈量的死区、限幅计算及最后的合成三相瞬时电流给定值计算；滞环比较器实现三相反馈电流跟踪给定，并给出二值输出，即0或1；电压矢量选择PWM模块，用于产生PWM波形，根据三相电流滞环比较器的输出值选择相应的电压矢量。

PWM驱动信号转换电路，***内部的电压矢量选择PWM模块产生的PWM信号（高电平为3.3V，低电平为0V）经过MIC4427芯片转换为符合IGBT驱动电路需要的电平信号（高电平为15V，低电平为0V）。PWM驱动信号转换电路的VT1-PWM、VT2-PWM、VT3-PWM、VT4-PWM、VT5-PWM、VT6-PWM输入端依次连接控制单元内部TMS320F2812芯片的PWM1、PWM2、PWM3、PWM4、PWM5、PWM6引脚，PWM驱动信号转换电路的输出端VT1-D、VT2-D、VT3-D、VT4-D、VT5-D、VT6-D依次连接高频信号逻辑控制单元的电路的输入端VT1-D、VT2-D、VT3-D、VT4-D、VT5-D、VT6-D。图9本发明实施例的一组PWM驱动信号转换电路原理图，每一块MIC4427芯片能够提供两路电平转换，本发明实施例中共需要3片MIC4427，图10为本发明实施例的PWM驱动信号转换电路MIC4427芯片内部结构图。

高频信号逻辑控制单元的电路中，每两个从PWM驱动信号转换电路转换之后的驱动信号，经高频信号逻辑控制模块，产生四个IGBT驱动信号，三组共产生12路IGBT驱动信号。高频信号逻辑控制单元的电路的输入端分别为VT1-D、VT2-D、VT3-D、VT4-D、VT5-D、VT6-D，将VT1-D、VT4-D分为一组，VT3-D、VT6-D分为一组，VT5-D、VT2-D分为一组，图11为本发明实施例的一组高频信号逻辑控制单元的电路原理图，以VT1-D、VT4-D这组为例，其中反相器UA输入端连接门电路U1A的输入端2、门电路U1C的输入端9，并连接输入信号VT1-D，所述的反相器UA输出端连接D触发器时钟输入端CLK，D触发器的输入端D分别连接D触发器的反相输出端门电路U1C的输入端8和门电路U1D的输入端12，D触发器的同相输出端Q分别连接门电路U1A的输出端1、门电路U1B的输入端5；门电路U1B的输入端6连接门电路U1D的输入端13，并连接输入信号VT4-D。VT1-D、VT4-D经高频信号逻辑控制电路后产生VT1-DRIVE、VT4-DRIVE、VT1^*-DRIVE、VT4^*-DRIVE四个驱动信号，其中VT1-DRIVE、VT4-DRIVE驱动一个整流器A相的上下桥臂，VT1^*-DRIVE、VT4^*-DRIVE驱动另一个整流器A相的上下桥臂，另两组与此类似。

图12为本发明实施例的高频信号逻辑控制单元内反相器输入与输出时序图，反相器UA输出端A1点输出时序波形如图12中A所示，图中，下边波形为VT1-D输入时序波形，上边波形为反相器UA输出端A1点输出时序波形。D触发器U2A的Q输出端B1点输出时序波形如图12中B所示，图中，下边波形为VT1-D输入时序波形，上边波形为D触发器U2A的Q输出端B1点输出时序波形。门电路U1A的输出时序波形如图12中C所示，图中，下边波形为VT1-D输入时序波形，上边波形为与门电路U1A的输出端输出时序波形。其它组的时序波形与此类似。

图13为本发明实施例的IGBT驱动电路驱动板电路原理图，本发明中的IGBT驱动电路选用西门康(SEMIKRON)公司生产的型号为SKYPER32的驱动板。每块SKYPER32驱动板可以驱动一个桥臂上的两个IGBT开关管，所以本实施例需要六块SKYPER32驱动板来驱动十二个IGBT开关管。图13为SKYPER32驱动板与SKM 100GB125DN连接示意图，上桥臂驱动信号输入端INPUTTOP和下桥臂驱动信号输入端INPUTBOT分别连接PWM驱动信号电平转换电路的输出端VT1-DRIVE和VT4-DRIVE，接地端GND接地；上桥臂集电极检测端X2.3、栅极驱动端X2.2、发射极检测端X2.1分别连接IGBT模块上开关管的集电极C、栅极G、发射极E；下桥臂集电极检测端X3.3、栅极驱动端X3.2、发射极检测端X3.1分别连接IGBT下开关管的集电极C、栅极G、发射极E。其它SKYPER32驱动板与SKM 100GB125DN的连接与此类似。

图14为本发明实施例的***控制框图，如图所示，***外环为直流电压环，内环为电流环，PWM方案使用电流滞环比较器出波。

下面结合公式说明***的控制方法。

***外环为直流电压环，保证直流侧输出电压稳定，本发明实施例中PI计算模块采用位置式离散PI算法，PI控制器数学表达式为：

$I_m^{*}\left(t\right)=K_P[e\left(t\right)+\frac{1}{T_I}\∫e\left(t\right)\mathrm{dt}]---\left(2\right)$

其中： $e\left(t\right)=u_d^{*}-u_d$

式中：e(t)：误差量；

PI调节输出量；

K_P：比例系数；

T_I：积分时间常数；

t：时间。

将其离散化得：

$I_m^{*}\left(k\right)=K_P[e\left(k\right)+\frac{T}{T_I}\underset{j=0}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}e\left(j\right)]$

（3）

$=K_{p}e\left(k\right)+K_I\underset{j=0}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}e\left(j\right)$

其中：

T——采样周期。

PI控制器的输出

分别与A，B，C三相电流环的电流瞬时误差经限幅处理后的误差值相加作为电流幅值给定量A，B，C三相的电流给定幅值

即： $\left\{\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{am}}^{*}=I_m^{*}+\mathrm{\Δ}{i}_a^{\′}\\ I_{\mathrm{bm}}^{*}=I_m^{*}+\mathrm{\Δ}{i}_b^{\′}\\ I_{\mathrm{cm}}^{*}=I_m^{*}+\mathrm{\Δ}{i}_c^{\′}\end{array}\right.---\left(4\right)$

式中：

A相电压幅值给定；

B相电压幅值给定；

C相电压幅值给定；

Δi′_a：A相电流瞬时误差前馈值；

Δi′_b：B相电流瞬时误差前馈值；

Δi′_c：C相电流瞬时误差前馈值。

其中：

$\mathrm{\&Delta;}{i}_a^{\&prime;}=\left\{\begin{array}{c}0(\mathrm{\&Delta;}{i}_a\&le;\mathrm{\&Delta;}{i}_{\min })\\ \mathrm{k\&Delta;}{i}_a(\mathrm{\&Delta;}{i}_{\min }<\mathrm{\&Delta;}{i}_a<\mathrm{\&Delta;}{i}_{\max })\\ \mathrm{\&Delta;}{i}_{a\max }(\mathrm{\&Delta;}{i}_a\&GreaterEqual;\mathrm{\&Delta;}{i}_{\max })\end{array}\right.$

$\mathrm{\&Delta;}{i}_b^{\&prime;}=\left\{\begin{array}{c}0(\mathrm{\&Delta;}{i}_b\&le;\mathrm{\&Delta;}{i}_{\min })\\ \mathrm{k\&Delta;}{i}_b(\mathrm{\&Delta;}{i}_{\min }<\mathrm{\&Delta;}{i}_b<\mathrm{\&Delta;}{i}_{\max })\\ \mathrm{\&Delta;}{i}_{b\max }(\mathrm{\&Delta;}{i}_b\&GreaterEqual;\mathrm{\&Delta;}{i}_{\max })\end{array}\right.$

$\mathrm{\&Delta;}{i}_c^{\&prime;}=\left\{\begin{array}{c}0(\mathrm{\&Delta;}{i}_c\&le;\mathrm{\&Delta;}{i}_{\min })\\ \mathrm{k\&Delta;}{i}_c(\mathrm{\&Delta;}{i}_{\min }<\mathrm{\&Delta;}{i}_c<\mathrm{\&Delta;}{i}_{\max })\\ \mathrm{\&Delta;}{i}_{c\max }(\mathrm{\&Delta;}{i}_c\&GreaterEqual;\mathrm{\&Delta;}{i}_{\max })\end{array}\right.$

其中：k——前馈增益系数，且k>0；

Δi_max——前馈幅值上限；

Δi_min——前馈死区值上限。

通过检测A相的电网电压瞬时值e_A，算出A相电压幅值E_m。

$E_m=\sqrt{\frac{2}{T}{\&Integral;}_0^T{e}_A^2\mathrm{dt}}---\left(5\right)$

离散化得： $E_m=\sqrt{\frac{2}{n}\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}_A^2\left(k\right)}---\left(6\right)$

由：e_A=E_m sinθ，得：sinθ=e_A/E_m

相应的： $\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})=\sin \mathrm{\&theta;}\cos \frac{2}{3}\mathrm{\&pi;}-\cos \mathrm{\&theta;}\sin \frac{2}{3}\mathrm{\&pi;};$

$\sin (\mathrm{\&theta;}+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})=\sin \mathrm{\&theta;}\cos \frac{2}{3}\mathrm{\&pi;}+\cos \mathrm{\&theta;}\sin \frac{2}{3}\mathrm{\&pi;}$

将电流幅值给定量

乘上sinθ、

得三相电流瞬时给定值

即： $i_a^{*}=I_{\mathrm{am}}^{*}\sin \mathrm{\&theta;}$

$i_b^{*}=I_{\mathrm{bm}}^{*}\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})$

$i_c^{*}=I_{\mathrm{cm}}^{*}\sin (\mathrm{\&theta;}+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})$

***内环为三相电流瞬时值控制环，检测得到电网三相电流i_a、i_b、i_c，分别与三相电流瞬时给定值

作差，得三相电流误差值Δi_a、Δi_b、Δi_c，

以A相为例，离散化后可得：

$\mathrm{\&Delta;}{i}_a\left(k\right)=I_{\mathrm{am}}^{*}\left(k\right)\sin \mathrm{\&theta;}-i_a\left(k\right)---\left(7\right)$

其中： $I_{\mathrm{am}}^{*}\left(k\right)=I_m^{*}\left(k\right)+\mathrm{\&Delta;}{i}_a^{\&prime;}(k-1)$

$I_m^{*}\left(k\right)=K_{P}e\left(k\right)+K_I\underset{j=0}{\overset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}}e\left(j\right)$

则在前馈线性区内Δi′_a(k-1)=kΔi_a(k-1)得：

$\mathrm{\&Delta;}{i}_a\left(k\right)=[K_{P}e\left(k\right)+K_I\underset{j=0}{\overset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}}e\left(j\right)+\mathrm{k\&Delta;}{i}_a(k-1)]\sin \mathrm{\&theta;}-i_a\left(k\right)---\left(8\right)$

若无前馈，则：

$\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{an}}\left(k\right)=[K_{P}e\left(k\right)+K_I\underset{j=0}{\overset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}}e\left(j\right)]\sin \mathrm{\&theta;}-i_a\left(k\right)---\left(9\right)$

Δi_an(k)——无前馈控制时的A相电流误差值。

Δi_a(k)-Δi_an(k)=kΔi_a(k-1)sinθ                （10）

通过公式（10）可以说明，即有前馈控制的滞环比较器输入量比无前馈控制输入量要大kΔi_a(k-1)sinθ，这样可以人为的增大滞环比较器的输入差值。

图15为本发明实施例的控制单元电流滞环比较器工作波形图，本发明实施例采用以A相为例，Δi为带差，检测回来的瞬时电流值与电流给定值作差，得到相应的误差值Δi_a，由于实际计算时都是数字量运算，每一个周期只计算一次，可能会造成本次计算时电流给定值

与采样电流实际值i_a的差值Δi_a尚未达到滞环动作值Δi，下次计算采样值已超过动作值的情况发生。通过前馈控制可以在每次计算时增大滞环比较器的输入差值Δi_a，即当无前馈控制时的输入差值Δi_a并没有达到滞环比较器的动作值Δi，滞环比较器不动作，而通过前馈控制增大输入差值Δi_a以达到滞环比较器的运作值Δi，使滞环比较器动作，即等效的将滞环比较器的上下限值减小，在相同的计算频率下，相当于减小了滞环比较器的滞环带宽，从而有效的避免了本次差值Δi_a尚未达到滞环动作值Δi，下次差值Δi_a已超过滞环动作值Δi的现象。

如果Δi_a<Δi则滞环比较器输出值不变，若Δi_a>Δi，则滞环比较器改变输出值。滞环比较器为二值函数，输出值为0或1，三相电流有三个滞环比较器，则三个滞环比较器的输出组合则有8种分别为（0，0，0）、（0，0，1）、（0，1，0）、（0，1，1）、（1，0，0）、（1，0，1）、（1，1，0）、（1，1，1），每个输出组合分别对应着一种开关组合，来进行电流的调节。

图16为本发明实施例的流程图，基于瞬时电流前馈控制的高频冗余PWM整流方法，具体包括以下步骤：

步骤1：进行***初始化，***时钟设置为150M Hz,高速外设时钟设置为75M Hz，低速外设时钟设置为37.5M Hz；将AD采样模块设置为级联、顺序采样、软件中断工作方式；事件管理器EV模块设置为GP定时器1下溢中断工作模式，GP定时器1设置为连续递增计数模式，设置死区寄存器值为0x0FF4；SCI串口通讯模块设置为中断工作模式，一位起始位，无奇偶校验，8个数据位；***各参数初始化，例如PI参数等；***开中断；

步骤2：判断***启动位是否为启动状态“1”，若不为启动状态“1”，则返回继续执行步骤2；若为启动状态“1”，则执行步骤3；启动位的状态是通过上位机（HMI）给定；如果***得到上位机（HMI）启动信号，则启动位变为启动状态“1”；

频骤3：判断控制单元内部AD采样模块是否有AD采样中断信号，若有，则执行步骤4；若无，则执行步骤5；

频骤4：进行采样；

步骤5：对采样所得交流电压进行计算，算出三相电压的相角正弦值；

将一个整周期的采样值按照下式：

$E_m=\sqrt{\frac{2}{n}\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}_A^2\left(k\right)}$

算出电压峰值E_m，由：e_A=E_msinθ，得：sinθ=e_A/E_m

相应的，B相正弦值为：

$\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})=\sin \mathrm{\&theta;}\cos \frac{2}{3}\mathrm{\&pi;}-\cos \mathrm{\&theta;}\sin \frac{2}{3}\mathrm{\&pi;};$

C相电压正弦值为：

$\sin (\mathrm{\&theta;}+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})=\sin \mathrm{\&theta;}\cos \frac{2}{3}\mathrm{\&pi;}+\cos \mathrm{\&theta;}\sin \frac{2}{3}\mathrm{\&pi;}$

算出三相电压的相角正弦值。

步骤6：外环直流电压PI计算，将电压给定值

与直流电压所馈值Ub做差，输入到PI控制器，采用PI运算方法，计算出PI调节输出量

步骤7：采用瞬时电流前馈控制方法，计算瞬时电流的给定值。将PI运算输出值

与各相的交流前馈值相加，得到

做为三相电流的峰值给定，将分别与sinθ、

相乘，得到三相瞬时电流给定值

其中的前馈量为瞬时电流给定量与电流反馈量的差值乘上一个系数k之后经过限幅与死区运算后得到的值；

步骤8：检测得到电网三相电流i_a、i_b、i_c，分别与三相电流瞬时给定值

作差，得到给定值与反馈值的差值Δi_a、Δi_b、Δi_c，作为滞环比较器的输入，经滞环比较器运算，每个滞环比较器的输出值为“0”或“1”，得到八种输出状态，分别为（0，0，0）、（0，0，1）、（0，1，0）、（0，1，1）、（1，0，0）、（1，0，1）、（1，1，0）、（1，1，1）；

步骤9：判断GP1定时器的下溢中断，若无中断信号，则返回执行步骤9；若有中断信号，则执行步骤10；

步骤10：***内部的滞回比较器的输出状态作为EV事件管理器内部矢量选择模块的输入，根据所输入的状态函数，矢量选择模块选择合适的电压矢量，对控制单元内部EV事件管理器的相应寄存器赋值，输出PWM波；

步骤11：将AD采样中断标志置为启动状态“1”，发出中断信号，返回执行步骤2。

在整个执行过程当中，若有上位机（HMI）发送过来的命令，则SCI串口通讯模块会有中断产生，***随时会响应SCI通讯中断，执行通讯中断程序，中断程序会按照MODBUS协议响应上位机（HMI）命令。

图17为本发明实施例的***运行波形图，高幅值正弦波为交流侧电压信号，低幅值正弦波为交流侧电流信号。从图中可以得出本发明实施例中***工作在接近功率因数为1的状态，实现了PWM整流器高功率因数；交流侧电流实现了正弦化，减小谐波，减小对电网的影响。

Claims (4)

1.基于瞬时电流前馈控制的高频冗余PWM整流装置，该装置包括IGBT驱动单元、PWM驱动信号电平转换单元、控制单元、校正单元、交流电流互感器、交流电压互感器和直流电压传感器，所述的校正单元包括交流电压校正单元、交流电流校正单元和直流电压校正单元，其特征在于：该装置还包括主电路单元和高频信号逻辑控制单元，其中：

主电路单元:采用两个PWM整流器并联的模式，即为IGBT并联型桥式电路，用于将交流电信号向直流电信号的转换，直流电压输出端输出的电压信号通过直流电压传感器后产生的信号传递给直流电压校正单元；

IGBT驱动单元:用于将高频信号逻辑控制单元输出的PWM信号转换为适用于驱动主电路单元内IGBT开关管的电平信号，IGBT驱动单元通过驱动信号的输出端连接主电路单元中PWM整流器内IGBT开关管的控制信号输入端，从而控制IGBT开关管导通与关断；

高频信号逻辑控制单元:用于将PWM驱动信号电平转换单元输出的控制每相桥臂内两个IGBT开关管的PWM信号分解为控制并联的两个桥臂内四个IGBT开关管的PWM信号，控制并联PWM整流器的协调导通，实现IGBT开关管高频化导通，高频信号逻辑控制单元的PWM信号输出端连接IGBT驱动单元的PWM信号输入端；

PWM驱动信号电平转换单元:用于将控制单元输出的电压信号转换为符合驱动IGBT开关管所需的电压信号，PWM驱动信号电平转换单元的PWM信号输出端连接高频信号逻辑控制单元的PWM信号输入端；

控制单元：用于将校正单元输出的交流电压信号,交流电流信号和直流电压信号进行AD转换,实现整个控制***的计算、输出PWM信号以及与上位机的通讯，控制单元的PWM信号输出端连接PWM驱动信号电平转换单元的PWM信号输入端；

校正单元:用于将在电网交流侧和直流侧采样得到的强电信号校正为适用于控制单元的弱电信号，交流电压校正单元的交流电压信号输出端连接控制单元的交流电压信号输入端，交流电流校正单元的交流电流信号输出端连接控制单元的交流电流信号输入端，直流电压校正单元的直流电压信号输出端连接控制单元的直流电压信号输入端；

所述的高频信号逻辑控制单元，由三组相同电路组成，每一组电路包括一个反相器、一个D触发器和四个门电路，其中反相器的输入端连接第一门电路的第二输入端、第三门电路的第二输入端，并连接第一电压输入信号，所述的反相器的输出端连接D触发器时钟输入端，D触发器的信号输入端分别连接D触发器的反相输出端、第三门电路的第一输入端和第四门电路的第一输入端，D触发器的同相输出端分别连接第一门电路的第一输出端、第二门电路的第一输入端；第二门电路的第二输入端连接第四门电路的第二输入端，并且连接第二电压输入信号。

2.根据权利要求1所述的基于瞬时电流前馈控制的高频冗余PWM整流装置，其特征在于：所述的主电路单元，包括两个PWM整流器，上述两个PWM整流器并联，单台PWM整流器采用三相桥式整流电路，并且在并联三相桥前端的交流侧，每相各串联一个电感，直流侧并联同一个滤波电容。

3.一种采用权利要求1所述的基于瞬时电流前馈控制的高频冗余PWM整流装置实现基于瞬时电流前馈控制的高频冗余PWM整流方法，其特征在于：具体包括以下步骤：

步骤1：进行***初始化、设置控制单元***主程序内的AD采样模块、事件管理器EV模块、死区寄存器和SCI串口通讯模块；

步骤2：判断***启动位是否为启动状态，若不为启动状态，则返回继续执行步骤2；若为启动状态，则执行步骤3；启动位的状态是通过上位机给定；若***得到上位机启动信号，则启动位变为启动状态；

步骤3：判断控制单元内部AD采样模块是否有AD采样中断信号，若有，则执行步骤4；若无，则执行步骤5；

步骤4：进行采样；

步骤5：对采样所得交流电压进行计算，算出三相电压的相角正弦值；

步骤6：对直流电压给定值和直流电压反馈值进行做差计算，将计算所得值作为***内部的PI调节器的给定值，采用PI计算方法，计算出PI调节电流量；

步骤7：采用瞬时电流前馈控制方法，计算瞬时电流的给定值；

步骤8：计算得到的瞬时电流的给定值与反馈电流值进行计算，将计算所得的三组值分别通过***内部的三个滞环比较器进行运算，滞环比较器产生八种输出状态；

步骤9：判断***内部的GP1定时器的下溢中断，若无中断信号，则返回执行步骤9；若有中断信号，则执行步骤10；

步骤10：***内部的滞环比较器的输出状态作为EV事件管理器内部矢量选择模块的输入，根据所输入的状态函数，矢量选择模块选择电压矢量，对EV事件管理器的相应寄存器赋值，输出PWM波；

步骤11：将AD采样中断标志置为启动状态，发出中断信号，返回执行步骤2。

4.根据权利要求3中所述的基于瞬时电流前馈控制的高频冗余PWM整流方法，其特征在于：步骤7所述的采用瞬时电流前馈控制方法，计算瞬时电流的给定值，所述的瞬时电流前馈控制方法即将电流的瞬时值与电流给定值进行做差计算，上述差值与前馈增益系数相乘，所得乘积作为前馈至电流给定，实现实时调整电流幅值给定，使实际瞬时电流值能够快速跟踪瞬时电流给定值。

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