CN110011581A - 一种非对称六相交流电机共模噪声的抑制方法和*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种非对称六相交流电机共模噪声的抑制方法和***，通过将传统对称的正弦脉宽调制算法(Sinusoidal PWM，简称SPWM)下的六相脉宽调制信号进行实时的移相，使驱动非对称六相交流电机的两套三相逆变器输出幅值相反的共模电压，以消除逆变器输入到非对称六相交流电机中总的共模电压，从而抑制非对称六相电机产生的共模噪声；同时，本发明的控制方法和***不需要增加硬件，仅通过改进软件算法就可实现，通用性强，能够保护电机轴承，提高了***可靠性。

Description

一种非对称六相交流电机共模噪声的抑制方法和***

技术领域

本发明属于电机控制技术领域，更具体地，涉及一种非对称六相交流电机共模噪声的抑制方法和***。

背景技术

相比三相交流电机，非对称六相电机由于相数增加，可以实现电机容量的增加；同时非对称六相电机可以消除三相电机中因5、7次谐波引起的转矩脉动，减小电机的转矩脉动；另外非对称六相电机具有更多的控制自由度，可实现电机在缺相和故障下的容错运行，提高***的可靠性。基于以上特点，非对称六相交流电机广泛应用于舰船电力推进、航空航天和电动汽车等大功率与高可靠性要求的领域。

由于电机驱动***的变频调速功能由脉宽调制技术结合逆变器的高速开关实现，使电机的绕组中性点存在以高频脉冲序列为特征的共模电压。共模电压通过电机绕组与机壳或者轴承之间的杂散电容和电机接地产生高频的共模电流，使得***的电磁干扰噪声增加，同时会对电机轴承等部件形成持续的损害，进而缩短了电机的使用寿命，是电机驱动中的主要问题之一。

发明内容

针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种非对称六相交流电机共模噪声的抑制方法，旨在解决非对称六相交流电机由于存在共模电压，造成***电磁干扰噪声增加，电机部件受到持续损害，进而导致电机使用寿命缩短的问题。

为实现上述目的，本发明提供了一种非对称六相交流电机共模噪声的抑制方法，包括以下步骤：

(1)采集转子位置角θ、直流电压信号V_dc以及驱动非对称六相交流电机的驱动电流i_abc、i_uvw；

(2)根据所述转子位置角θ和所述驱动电流i_abc、i_uvw，获得静止坐标系下第一三相逆变器各相参考电压V_abc和第二三相逆变器各相参考电压V_uvw；

(3)根据所述第一三相逆变器各相参考电压V_abc、第二三相逆变器各相参考电压V_uvw和所述直流电压信号V_dc，获得所述第一三相逆变器各相初始脉宽调制信号G_abc和所述第二三相逆变器各相初始脉宽调制信号G_uvw；

(4)根据所述转子位置角θ所处的区间，分别对所述第一三相逆变器各相初始脉宽调制信号G_abc和所述第二三相逆变器各相初始脉宽调制信号G_uvw进行移相，获得使所述第一三相逆变器和所述第二三相逆变器输出幅值相***模电压的目标脉冲调制信号PWM1-6；其中PWM1-3用于控制所述第一三相逆变器开关管，PWM4-6用于控制所述第二三相逆变器开关管。

进一步地，所述步骤(4)中所述区间的划分方法为：

比较所述第一三相逆变器各相初始脉宽调制信号G_abc的占空比大小，得到最大、最小占空比分别为d_{abc_max}和d_{abc_min}；

比较所述第二三相逆变器各相初始脉宽调制信号G_uvw的占空比大小，得到最大、最小占空比分别为d_{uvw_max}和d_{uvw_min}；

将满足d_{abc_max}+d_{uvw_min}>1且d_{uvw_max}+d_{abc_min}>1，或满足d_{abc_max}+d_{uvw_min}<1且d_{uvw_max}+d_{abc_min}<1的转子位置角范围划分为同一区间。

优选地，所述区间的划分结果为：

进一步地，所述步骤(4)中所述移相的方法为：

将所述转子位置角θ所处区间内任一个三相逆变器中占空比最大或最小的初始脉宽调制信号保持不变，得到第一个目标脉宽调制信号；

按照所述第一三相逆变器和所述第二三相逆变器各相目标脉宽调制信号交错对消，同时保证占空比最大或最小的脉宽调制信号不相邻的原则，选择另一个三相逆变器中非最大或非最小的初始脉宽调制信号，使其上升沿与上一个经移相后得到的目标脉宽调制信号的下降沿对齐，得到第二个目标脉宽调制信号；

按照上述方式，分别对所述第一三相逆变器各相初始脉宽调制信号G_abc和所述第二三相逆变器各相初始脉宽调制信号G_uvw进行移相，使每个三相逆变器共模电压在每个开关周期的首尾状态保持相同的(000)或(111)零矢量状态，从而得到目标脉冲调制信号PWM1-6。

本发明还提出了一种应用上述方法的一种抑制非对称六相交流电机共模噪声的驱动***，包括：逆变器单元、位置采样单元、电流采样单元、电压采样单元和控制器单元；

所述逆变器单元包括第一三相逆变器和第二三相逆变器，所述第一三相逆变器和第二三相逆变器与非对称六相交流电机连接，用于将直流电逆变为交流电流，驱动所述非对称六相交流电机工作；

所述位置采样单元的输入端与所述非对称六相交流电机连接，用于采集所述非对称六相交流电机的转子位置角θ；

所述电流采样单元的输入端与所述逆变器单元的输出端连接，用于采集驱动所述非对称六相交流电机工作的六相交流电流信号i_abc和i_uvw；

所述电压采样单元的输入端与所述逆变器单元的直流侧正负端连接，用于采集所述逆变器单元直流侧的直流电压信号V_dc；

所述控制器单元的第一输入端与所述电压采样单元的输出端连接，第二输入端与所述电流采样单元的输出端连接，第三输入端与所述位置采样单元的输出端连接，用于根据所述转子位置信号θ、直流电压信号V_dc和六相交流电流信号i_abc、i_uvw，输出目标脉宽调制信号，控制第一三相逆变器和第二三相逆变器实时输出幅值相反的共模电压。

进一步地，所述非对称六相交流电机的两套定子绕组均采用星型连接，同时每套定子绕组的三个绕组基波电势均互差120°电角度，两套绕组之间相差30°电角度，两套定子绕组的中性点既可以保持连接，也可以保持不连接；

所述非对称六相交流电机可以包括感应电机以及永磁同步电机等，用于将电能转化为机械能输出。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够实现以下有益效果：

(1)本发明通过在传统SPWM调制方法的基础上，在每个矢量合成的扇区进行脉冲移相，使两套三相逆变器实时输出幅值相反的共模电压，以消除逆变器输入到非对称六相交流电机中总的共模电压，从而消除非对称六相电机产生的共模噪声。

(2)本发明控制方法不需要增加硬件，仅通过改进软件算法就可实现，通用性强，能够保护电机轴承，提高***可靠性。

附图说明

图1为本发明的共模噪声抑制方法的流程图；

图2为本发明的共模噪声抑制方法涉及信号的流向图；

图3为按照传统的脉宽调制算法得到的脉宽调制信号波形图；

图4为按照本发明的共模噪声抑制方法的区间划分图；

图5-8为按照发明的共模噪声抑制方法得到的目标脉宽调制信号波形图；

图9为按照本发明的共模噪声抑制方法产生的共模电压与按照传统调制算法产生的共模电压对比图；

图10为按照本发明的共模噪声抑制方法产生的共模电流与按照传统调制算法产生的共模电流对比图；

图11为按照本发明的驱动***的物理组成示意图；

1为逆变器单元，2为非对称六相电机，3为位置采样单元，4为电流采样单元，5为电压采样单元，6为控制器单元。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明提供了一种非对称六相交流电机共模噪声的抑制方法和***，其目的在于抑制非对称六相交流电机***的共模噪声，保护电机轴承，提高***可靠性。

参考图1，本发明提供的一种非对称六相交流电机共模噪声的抑制方法包括以下步骤：

(1)通过传统的空间矢量解耦控制方法计算静止坐标系下的第一三相逆变器各相的参考电压和第二三相逆变器各相的参考电压；

具体地，参考图2，对采集到的转子位置角θ进行求导，得到非对称六相交流电机转子的实时角速度w，将w与角速度参考信号w_ref作差，得到角速度误差信号w_{_err}，对w_{_err}进行PI控制，得到q轴参考电流i_qref，d轴、z₁轴和z₂轴参考电流i_dref，i_z1ref和i_z2ref可以根据实际需要进行设置；

采集所述第一三相逆变器和第二三相逆变器当前用于驱动非对称六相交流电机的六相电流i_a、i_b、i_c、i_u、i_v以及i_w，对所述六相电流进行坐标变换，得到旋转坐标系下的d、q、z₁和z₂轴实际电流i_d、i_q、i_z1和i_z2；

具体地变换方法可通过以下变换公式实现：

获取所述实际电流i_d、i_q、i_z1和i_z2和所述参考电流i_dref、i_qref、i_z1ref和i_z2ref对应的差值信号i_{d_err}、i_{q_err}、i_{z1_err}和i_{z2_err}，对所述差值信号分别进行PI控制，得到d轴、q轴、z₁和z₂轴的参考电压V_d、V_q、V_z1和V_z2；

对所述参考电压V_d、V_q、V_z1和V_z2进行坐标变换，得到静止坐标系下的六相参考电压V_a、V_b、V_c、V_u、V_v、V_w；

具体地变换方法可通过以下公式实现：

(2)通过传统的SPWM正弦脉宽调制算法得到对称的初始正弦脉宽调制信号Ga、Gb、Gc、Gu、Gv以及Gw；

具体地，分别将所述六相参考电压除以直流电压信号V_dc得到第一三相逆变器以及第二三相逆变器各相的归一化参考电压，将所述归一化参考电压分别与三角载波进行幅值比较，生成如图3所示的初始对称的正弦脉宽调制信号Ga、Gb、Gc、Gu、Gv以及Gw，其中Ga、Gb、Gc为驱动第一三相逆变器开关管动作的脉冲，Gu、Gv以及Gw为驱动第二三相逆变器开关管动作的脉冲，U_cm1与U_cm2分别为两套逆变器输出的共模电压，可以看出两套逆变器输出的共模电压实时幅值不相反，会在非对称六相交流电机中产生共模电流。

(3)根据所述初始正弦脉宽调制信号的占空比大小对转子位置角进行区间划分；

具体地，为了确定所述区间划分的原则及依据，需要明确各相脉冲移相后达到的效果以及相应的移相要求：

首先，所述第一三相逆变器和第二三相逆变器均需要保留(000)和(111)两个零矢量的开关状态，使每个三相逆变器的共模电压在非对称六相电机的两套绕组中性点分离的情况下输出更多电平状态，实现相电压的电平状态优化，减小相电流的电流纹波；

此外，每个三相逆变器的共模电压在每个开关周期的首尾状态保持相同的(000)或(111)零矢量状态，确保所有桥臂的脉冲起始状态不变，从而省去判断移相后脉冲起始状态的过程，简化方法实现的复杂度；

在满足以上两个要求，同时保证所述第一三相逆变器和第二三相逆变器共模电压对消的情况下，可以确定两套三相逆变器共模电压的零矢量占空比与两个三相逆变器的PWM信号最大最小占空比存在直接关系，因此可以根据零矢量占空比与不同相PWM信号占空比的关系划分区间；

通过正弦脉宽调制法得到的各相PWM信号占空比的表达式为：

其中，d_a、d_b、d_c、d_u、d_v、d_w为各相PWM信号的占空比大小，m为调制系数，θ为转子位置角度；

根据上述表达式，比较所述Ga、Gb、Gc的占空比大小，得到第一三相逆变器中PWM信号的最大、最小占空比分别为d_{abc_max}和d_{abc_min}；比较Gu、Gv和Gw的占空比大小，得到第二三相逆变器中PWM信号的最大、最小占空比分别为d_{uvw_max}和d_{uvw_min}；

比较两个逆变器之间最大、最小占空比之和与1的关系；

当d_{abc_max}+d_{uvw_min}>1且d_{uvw_max}+d_{abc_min}>1时，ABC相的PWM信号在移相后的(000)零矢量占空比必为1-d_{abc_max}，(111)零矢量占空比必为1-d_{uvw_max}，而UVW相的PWM信号在移相后的两种零矢量占空比与ABC相正好相反；

当d_{abc_max}+d_{uvw_min}<1且d_{uvw_max}+d_{abc_min}<1时，ABC相的PWM信号在移相后的(000)零矢量占空比必为d_{uvw_min}，(111)零矢量占空比必为d_{abc_min}，而UVW相的PWM信号在移相后的两种零矢量占空比与ABC相正好相反；

可以看出第一三相逆变器和第二三相逆变器之间最大、最小占空比之和与1的大小关系可以确定两个逆变器输出零矢量的占空比，因此可以作为划分区间的标准；

区间划分的结果如图4所示：

其中，θ表示所述转子位置角度。

(4)根据转子位置角所处的区间，对所述初始脉宽调制信号进行移相，得到目标脉宽调制信号，使所述第一三相逆变器和第二三相逆变器输出幅值相反的共模电压，以消除非对称六相交流电机产生的共模噪声。

具体地，移相原则如下：

1)驱动第一三相逆变器开关动作的三相脉冲信号(以下简称：ABC三相脉冲)和驱动第而三相逆变器开关动作的三相脉冲信号(以下简称：UVW三相脉冲)必须交错对消，如果存在同一套绕组内的开关对消，则无法实现三相逆变器输出零矢量的开关组合状态；

2)当以任一个三相逆变器中占空比最大的PWM信号为起始脉冲时，两个三相逆变器中占空比最大的PWM信号不能相临，如A相为ABC三相脉冲中占空比最大的脉冲信号，U相为三相脉冲中占空比最大的脉冲信号，则A相与U相不能相邻；当以任一个三相逆变器中占空比最小的PWM信号为起始脉冲时，两个三相逆变器中占空比最小的PWM信号不能相邻，如C相为ABC三相脉冲中占空比最小的脉冲信号，W相为三相脉冲中占空比最小的脉冲信号，则C相与W相不能相邻；如不满足上述两个要求，会导致某些PWM信号的起始状态随转子角度变化，无法满足两个三相逆变器总保持输出两种零矢量的状态；

图5为在第一区间内按照上述原则对初始脉宽调制信号进行移相后得到的目标脉宽调制信号示意图，采取移相步骤如下：

将A相PWM信号Ga作为移相的参考信号保持不变得到目标脉宽调制信号PWM1；

选择V相的PWM信号Gv作为第二个移相信号，移动Gv使Gv的上升沿与PWM1下降沿对齐得到目标脉宽调制信号PWM5；

移动Gc使Gc的上升沿与PWM5下降沿对齐得到目标脉宽调制信号PWM3；

移动Gu使Gu的上升沿与PWM3下降沿对齐得到目标脉宽调制信号PWM4；

移动Gb使Gb的上升沿与PWM4下降沿对齐得到目标脉宽调制信号PWM2；

移动Gw使Gw的上升沿与PWM2下降沿对齐得到目标脉宽调制信号PWM6；

采用上述移相方式后，可以保证两套逆变器在第一扇区内共模电压保持相反，从而抑制非对称六相电机的共模噪声；

另外此区间还存在其他的移相方式，如图6所示移相顺序为：A-W-C-U-B-V-A；图7所示的移相顺序为：A-V-B-U-C-W-A；图8所示的移相顺序为：A-W-B-U-C-V-A；图5-8所示的目标脉冲信号均可以实现同样的共模抑制效果。在其他扇区遵循移相原则也可以推导出多种移相方式，实现共模抑制效果。

图9为在相同工况下进行传统调制算法与本发明提出的共模噪声抑制算法的共模电压对比，可以看出传统调制算法在电机中产生很大的共模电压，而本发明提出的共模噪声抑制算法可以实现对电机总共模电压的消除。

图10为在相同工况下进行一般调制算法与本发明提出的共模噪声抑制算法的共模电流对比，可以看出传统调制算法在电机中会产生较大的共模电流，而本发明提出的共模噪声抑制算法可以实现对电机总共模电流的消除。

如图11所示，本发明还提供了一种非对称六相交流电机共模噪声的驱动***，包括：逆变器单元1、位置采样单元3、电流采样单元4、电压采样单元5和控制器单元6；

逆变器单元1包括第一三相逆变器和第二三相逆变器，所述第一三相逆变器和第二三相逆变器与非对称六相交流电机2连接，用于将直流电逆变为交流电流，驱动非对称六相交流电机2工作；

位置采样单元3的输入端与非对称六相交流电机2连接，用于采集非对称六相交流电机2的转子位置角θ；

电流采样单元4的输入端与逆变器单元1的输出端连接，用于采集驱动非对称六相交流电机2工作的六相交流电流信号i_abc和i_uvw；

电压采样单元5的输入端与逆变器单元1的直流侧正负端连接，用于采集逆变器单元1直流侧的直流电压信号V_dc；

控制器单元6的第一输入端与电压采样单元5的输出端连接，第二输入端与电流采样单元4的输出端连接，第三输入端与位置采样单元3的输出端连接，用于根据所述转子位置信号θ、直流电压信号V_dc和六相交流电流信号i_abc、i_uvw，输出目标脉宽调制信号，控制第一三相逆变器和第二三相逆变器实时输出幅值相反的共模电压。

非对称六相交流电机2的两套定子绕组均采用星型连接，同时每套定子绕组的三个绕组基波电势均互差120°电角度，两套绕组之间相差30°电角度，两套定子绕组的中性点既可以保持连接，也可以保持不连接；

非对称六相交流电机2可以包括感应电机以及永磁同步电机等，用于将电能转化为机械能输出。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种非对称六相交流电机共模噪声的抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)采集转子位置角θ、直流电压信号V_dc以及驱动非对称六相交流电机的驱动电流i_abc、i_uvw；

(2)根据所述转子位置角θ和所述驱动电流i_abc、i_uvw，获得静止坐标系下第一三相逆变器各相参考电压V_abc和第二三相逆变器各相参考电压V_uvw；

(3)根据所述第一三相逆变器各相参考电压V_abc、第二三相逆变器各相参考电压V_uvw和所述直流电压信号V_dc，获得所述第一三相逆变器各相初始脉宽调制信号G_abc和所述第二三相逆变器各相初始脉宽调制信号G_uvw；

(4)根据所述转子位置角θ所处的区间，分别对所述第一三相逆变器各相初始脉宽调制信号G_abc和所述第二三相逆变器各相初始脉宽调制信号G_uvw进行移相，获得使所述第一三相逆变器和所述第二三相逆变器输出幅值相***模电压的目标脉冲调制信号PWM1-6；其中PWM1-3用于控制所述第一三相逆变器开关管，PWM4-6用于控制所述第二三相逆变器开关管。

2.根据权利要求1所述的一种非对称六相交流电机共模噪声的抑制方法，其特征在于，所述步骤(4)中所述区间的划分方法为：

比较所述第一三相逆变器各相初始脉宽调制信号G_abc的占空比大小，得到最大、最小占空比分别为d_{abc_max}和d_{abc_min}；

比较所述第二三相逆变器各相初始脉宽调制信号G_uvw的占空比大小，得到最大、最小占空比分别为d_{uvw_max}和d_{uvw_min}；

将满足d_{abc_max}+d_{uvw_min}>1且d_{uvw_max}+d_{abc_min}>1，或满足d_{abc_max}+d_{uvw_min}<1且d_{uvw_max}+d_{abc_min}<1的转子位置角范围划分为同一区间。

3.根据权利要求2所述的一种非对称六相交流电机共模噪声的抑制方法，其特征在于，所述区间的划分结果为：

4.根据权利要求2或3所述的一种非对称六相交流电机共模噪声的抑制方法，其特征在于，所述移相的方法为：

将所述转子位置角θ所处区间内任一个三相逆变器中占空比最大或最小的初始脉宽调制信号保持不变，得到第一个目标脉宽调制信号；

按照所述第一三相逆变器和所述第二三相逆变器各相目标脉宽调制信号交错对消，同时保证占空比最大或最小的脉宽调制信号不相邻的原则，选择另一个三相逆变器中非最大或非最小的初始脉宽调制信号，使其上升沿与上一个经移相后得到的目标脉宽调制信号的下降沿对齐，得到第二个目标脉宽调制信号；

按照上述方式，分别对所述第一三相逆变器各相初始脉宽调制信号G_abc和所述第二三相逆变器各相初始脉宽调制信号G_uvw进行移相，使每个三相逆变器共模电压在每个开关周期的首尾状态保持相同的(000)或(111)零矢量状态，从而得到所述目标脉冲调制信号PWM1-6。

5.一种应用权利要求1-4任一项所述方法的一种抑制非对称六相交流电机共模噪声的驱动***，其特征在于，包括：逆变器单元(1)、位置采样单元(3)、电流采样单元(4)、电压采样单元(5)和控制器单元(6)；

逆变器单元(1)包括第一三相逆变器和第二三相逆变器，所述第一三相逆变器和第二三相逆变器与非对称六相交流电机连接，用于将直流电逆变为交流电流，驱动非对称六相交流电机(2)工作；

位置采样单元(3)的输入端与非对称六相交流电机(2)连接，用于采集非对称六相交流电机(2)的转子位置角θ；

电流采样单元(4)的输入端与逆变器单元(1)的输出端连接，用于采集驱动非对称六相交流电机(2)工作的六相交流电流信号i_abc和i_uvw；

电压采样单元(5)的输入端与逆变器单元(1)的直流侧正负端连接，用于采集逆变器单元(1)直流侧的直流电压信号V_dc；

控制器单元(6)的第一输入端与电压采样单元(5)的输出端连接，第二输入端与电流采样单元(4)的输出端连接，第三输入端与位置采样单元(3)的输出端连接，用于根据所述转子位置信号θ、直流电压信号V_dc和六相交流电流信号i_abc、i_uvw，输出目标脉宽调制信号，控制第一三相逆变器和第二三相逆变器实时输出幅值相反的共模电压。

6.根据权利要求5所述的一种抑制非对称六相交流电机共模噪声的驱动***，其特征在于，所述非对称六相交流电机的两套定子绕组均采用星型连接，同时每套定子绕组的三个绕组基波电势均互差120°电角度，两套绕组之间相差30°电角度，两套定子绕组的中性点既可以保持连接，也可以保持不连接。