CN107994800A - 具有共模电压抑制能力的锯齿载波pwm调制sc-spwm方法 - Google Patents
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Abstract
用于非对称六相两电平变换器具有共模电压抑制能力的锯齿载波PWM调制(SC‑SPWM)方法，属电力电子技术领域，其特征在于，首先计算各相的调制波；然后设置各相三角载波计数器的初始值以实现每组三相组的锯齿形载波同相，而两组的载波在一个载波周期内镜像对称；将第k相调制波与三角载波进行脉冲宽度(PWM)调制，进而得到该相桥臂功率开关管控制信号step(k)；根据step(k)信号生成功率开关管的驱动信号，以此实现对非对称六相两电平变换器共模电压的抑制；对非对称六相两电平逆变器分别应用传统的SPWM调制方法与本发明提出的SC‑SPWM调制方法进行仿真与实验，对比分析表明，本发明提出的调制方法具有更优的CMV抑制效果。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种用于非对称六相两电平变换器具有共模电压抑制能力的锯齿载波PWM调制(SC-SPWM)方法。
背景技术
多相驱动***凭借其高可靠性，低转矩脉动，低额定相电流等特点而受到越来越多的关注。非对称六相电机(或双三相电机)因其在输出转矩、降成本等方面优势明显，而且更易于从现有的三相***演变，近年来，已成为应用最广泛的多相电机类型，尤其在前景广阔的电动汽车领域。
共模电压(CMV)是脉宽调制(PWM)逆变器驱动***典型的副作用之一。高幅值和高频率的CMV不仅会导致电机轴承故障、绕组绝缘的击穿，而且会带来不良的电磁干扰(EMI)。CMV引起轴承损伤有两种机理：一是dv/dt感生出的轴承电流，二是由电火花加工机制(EDM)放电电流导致的油膜介质击穿。因此，CMV的频率决定了EMI的程度和dv/dt感应放电的发生频率；CMV的幅值则决定了轴承中是否会发生电火花加工机制(EDM)。
几十年来，CMV的抑制方法大都从硬件和软件两方面入手。大多数硬件方法是将无源或有源CMV滤波器应用于逆变器中。然而，所有的硬件方法都不可避免地增加了***的成本，特别是在多相***应用中。相比之下，软件解决方案则相对普及，主要集中在PWM方法的改进。为了抑制CMV，基于载波移相的调制方法和空间矢量脉宽调制方法都曾被提出过应用于多相逆变器，但很少有文献关注不对称六相的类型。实际上，在多相驱动的情况下，基于载波移相SPWM(SC-SPWM)与相数无关，这使得它比SVPWM更容易实现。此外，无论交流电机的类型和定子相数如何，用于多相***的最常见的电压源型逆变器(VSI)仍然是两电平逆变器。因此本发明基于传统的载波移相SPWM方法，针对非对称六相两电平逆变器提出了一种基于锯齿波载波SPWM(SC-SPWM)的调制技术，不仅对CMV有显著的降幅作用，而且在CMV降频方面也有显著的效果。
发明内容
本发明针对应用最广泛的非对称六相两电平逆变器，提出了一种用于非对称六相两电平变换器具有共模电压抑制能力的锯齿载波PWM调制(SC-SPWM)方法，并经仿真和实验，有效验证了所提方法在CMV幅值、频率方面优良的抑制效果。
为实现上述的发明目的，本发明提供一种用于非对称六相两电平变换器具有CMV抑制能力的锯齿载波PWM调制(SC-SPWM)方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤(1)，计算第k相调制波u0(k)；
步骤(2)，计算第k相载波uc(k)；
步骤(3)，将步骤(1)和步骤(2)所得的第k相调制波u0(k)和第k相载波uc(k)进行PWM调制，得到第k相桥臂的PWM控制信号；
步骤(4)，将步骤(3)所得各相PWM控制信号转化为对应功率开关管的驱动信号分别投入到两电平逆变器对应相的功率开关管中，即可实现本发明的目的。
前述的用于非对称六相两电平变换器具有CMV抑制能力的锯齿载波PWM调制(SC-SPWM)方法，其特征在于：在所述步骤(1)中，第k相调制波u0(k)的计算方法为：
式中，M为调制度，可人为设定；
Tmax为三角载波幅值，其计算方式如下：
其中fcount、fswitch分别对应为***采样频率、***开关频率(载波频率)；
uk为第k相的调制信号，具体表达式为：
其中f0为调制波频率，t为***当前运行时间，为第k相的调制信号相移角度，则非对称六相的第k相调制信号相移角度表达式如式(4)所示：
前述的用于非对称六相两电平变换器具有CMV抑制能力的锯齿载波PWM调制(SC-SPWM)方法，其特征在于：在所述步骤(2)中，计算各相锯齿载波uc，每组三相组的锯齿形载波相同，而两组的载波在一个载波周期内是镜像对称的。以第k相为例，首先设置第k相三角载波计数器初始值方法如下式：
***运行时则按照式(5)方法为各相三角载波计数器赋初始值生成对应的锯齿载波，以此实现对锯齿载波的“移相”。
前述的用于非对称六相两电平变换器具有CMV抑制能力的锯齿载波PWM调制(SC-SPWM)方法，其特征在于：在所述步骤(3)中，由步骤(1)和步骤(2)得出的第k相调制波u0(k)和第k相载波uc(k)进行PWM脉宽调制，得到第k相桥臂的功率开关管的PWM控制信号，针对于第k相，判断调制波u0(k)是否大于三角载波为uc(k)，若是step(k)＝1，否则step(k)＝0，此处step(k)为第k相桥臂的功率开关管的PWM控制信号。
前述的用于非对称六相两电平变换器具有CMV抑制能力的锯齿载波PWM调制(SC-SPWM)方法，其特征在于：在所述步骤(4)中，将步骤(3)所得各相PWM控制信号转化为对应功率开关管的驱动信号分别投入到两电平逆变器对应相的功率开关管中，具体方法为：
当step(k)＝0时，两电平逆变器上桥臂功率开关管的驱动信号为0，下桥臂功率开关管的驱动信号为1；
当step(k)＝1时，两电平逆变器上桥臂功率开关管的驱动信号为1，下桥臂功率开关管的驱动信号为0。
对用于非对称六相电机驱动控制的两电平逆变器通过应用传统的SPWM调制方法与本发明提出的SC-SPWM调制方法进行仿真验证，对比分析表明，本发明提出的调制方法在非对称六相电机驱动控制的两电平逆变器中不仅可以将CMV幅值降低66.67％，而且还能将一个开关周期CMV的频率降低50％，体现了本发明方法对CMV幅值和频率优良的抑制效果。为进一步说明本发明方法的有效性，针对非对称六相电机驱动控制的两电平逆变器进行了带RL等效负载的实验，所得实验波形结果与理论分析一致，更充分地验证了本方法的有效性和实用性；本方法只需从软件方面进行改进，无需增添任何硬件辅助实施，因此可以降低多相***共模电压抑制的成本，可行性高，具有较强的实用性。应用本方法不仅可以实现对非对称六相两电平逆变器中CMV峰峰值的抑制，而且还能显著降低CMV的频率。
附图说明
图1为本发明提出的SC-SPWM方法的流程图。
图2为非对称六相两电平逆变器中CMV定义。
图3为基于等值线描绘法的非对称六相两电平逆变器在传统的SPWM调制下产生CMV的原理分析。
图4为将非对称六相***视为“双三相”***相位说明图。
图5为一个开关周期内本发明提出的SC-SPWM方法所使用的锯齿载波示意图。
图6为基于等值线描绘法的非对称六相两电平逆变器在本发明提出的SC-SPWM方法调制下产生CMV的原理分析。
图7为应用传统SPWM方法对非对称六相两电平逆变器带RL负载仿真所得的CMV。
图8为应用本发明提出的SC-SPWM方法对非对称六相两电平逆变器带RL负载仿真所得的CMV。
图9为应用传统SPWM方法对非对称六相两电平逆变器带RL负载实验所得的CMV。
图10为应用本发明提出的SC-SPWM方法对非对称六相两电平逆变器带RL负载实验所得的CMV。
具体实施方式
下面结合附图和实施实例对本发明做进一步的说明。
图1为本发明所提出的用于非对称六相两电平变换器具有CMV抑制能力的锯齿载波PWM调制(SC-SPWM)方法的流程图。
首先简要介绍本发明的基本原理。图2是非对称六相两电平逆变器中共模电压(CMV)vcom的定义。在传统的SPWM调制中，不同相的三角载波相位是相同的，利用等值线描绘法，通过载波比直线的轨迹所经过的区域可得到图3所示的CMV波形，显然在传统的SPWM调制方式下，非对称六相两电平逆变器的CMV共有7种幅值，变化范围为-Vdc/2到Vdc/2，这与已有的研究结论一致。表1为等值线描绘法划分出的区域与CMV的对应关系表。本发明提出的SC-SPWM方法与传统的SPWM的区别在于，各相的三角载波不再完全相同，为了便于描述，将非对称六相视为两组对称的三相，图4所示为“双三相”***各相的相位关系，由图可知A1，B1，C1为一组三相绕组，A2，B2，C2为一组三相绕组，两组三相绕组相位相错π/6。本发明提出的SC-SPWM方法为每组三相绕组的锯齿形载波相同，而两组的载波在一个载波周期内是镜像对称的。图5为一个开关周期内，本发明提出的SC-SPWM方法所使用的锯齿形载波示意图。
表1不同类型的区域与CMV值之间对应关系
非对称六相两电平逆变器在本发明提出的SC-SPWM调制方法下产生的CMV如图6所示。与图3相比，图6中不存在I类、II类、VI类和VII类区域，这说明在本发明提出的SC-SPWM调制方法下，的开关组合被消除，因此CMV中不存在±Vdc/2和±Vdc/3的电压值，非常直观地，CMV幅值范围减少了66.67％。更重要的，传统的SPWM方法下CMV在一个开关周期内变化频率为12次，而在本发明的SC-SPWM方法下，CMV在一个开关周期内变化频率仅为6次，将CMV频率降低了50％。
基于以上理论分析，在MATLAB/Simulink中搭建了非对称六相的两电平逆变器带RL负载的仿真模型。表2为仿真参数的设置。
表2仿真参数设置
如图7所示，在传统SPWM调制下，非对称六相两电平逆变器的CMV的峰峰值vcom_pp均为母线电压值180V，在应用本发明提出的SC-SPWM方法后，非对称六相两电平逆变器的CMV的峰峰值vcom_pp降低到60V，如图8所示。同时，仿真发现，调制度M的改变不会影响CMV的幅值。
应用两种SPWM方法对非对称六相两电平逆变器进行仿真后，得到如表3所示的仿真结果。由表可知，与传统的SPWM调制相比，本发明提出的SC-SPWM方法不仅能够将CMV的峰峰值vcom_pp降低66.67％，更能将CMV频率降低50％，与理论分析一致。
表3两种SPWM方法结果对比
| SPWMSC-SPWM降幅比 | |
| Vcom_pp | 180V60V66.67％ |
| Fcom | 12Hz6Hz50％ |
随后，应用本发明提出的SC-SPWM方法在非对称六相两电平逆变器上进行了带RL负载的实验验证。实验中的参数设置与仿真中的参数设置一致。图9、图10为非对称六相两电平逆变器在两种SPWM调制下的CMV波形，显然与仿真所得结果一致，更加充分的验证了本发明提出的方法抑制CMV的有效性。
综上所述，本发明提出的SC-SPWM调制方法在非对称六相两电平逆变器中具有良好的CMV抑制效果。
Claims (5)
1.用于非对称六相两电平变换器具有CMV抑制能力的锯齿载波PWM调制(SC-SPWM)方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤(1)，计算第k相调制波u0(k)；
步骤(2)，计算第k相载波uc(k)；
步骤(3)，将步骤(1)和步骤(2)所得的第k相调制波u0(k)和第k相载波uc(k)进行调制，得到第k相桥臂的PWM控制信号；
步骤(4)，将步骤(3)所得各相PWM控制信号转化为对应功率开关管的驱动信号分别投入到两电平逆变器对应相的功率开关管中，即可实现本发明的目的。
2.根据权利要求1所述的用于非对称六相两电平变换器具有CMV抑制能力的锯齿载波PWM调制(SC-SPWM)方法，其特征在于：在所述步骤(1)中，第k相调制波u0(k)的计算方法为：
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式中，M为调制度，可人为设定；
Tmax为三角载波幅值，其计算方式如下：
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</mrow>
其中fcount、fswitch分别对应为***采样频率、***开关频率(载波频率)；
uk为第k相的调制信号，具体表达式为：
其中f0为调制波频率，t为***当前运行时间，为第k相的调制信号相移角度，则非对称六相的第k相调制信号相移角度表达式如式(4)所示：
3.根据权利要求1所述的用于非对称六相两电平变换器具有CMV抑制能力的锯齿载波PWM调制(SC-SPWM)方法，其特征在于：在所述步骤(2)中，计算各相锯齿载波uc，每组三相组的锯齿形载波相同，而两组的载波在一个载波周期内是镜像对称的。以第k相为例，首先设置第k相三角载波计数器初始值方法如下式：
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***运行时则按照式(5)方法为各相三角载波计数器赋初始值生成对应的锯齿载波，以此实现对锯齿载波的“移相”。
4.根据权利要求1所述的用于非对称六相两电平变换器具有CMV抑制能力的锯齿载波PWM调制(SC-SPWM)方法，其特征在于：在所述步骤(3)中，由步骤(1)和步骤(2)得出的第k相调制波u0(k)和第k相载波uc(k)进行PWM脉宽调制，得到第k相桥臂的功率开关管的PWM控制信号，针对于第k相，判断调制波u0(k)是否大于三角载波为uc(k)，若是step(k)＝1，否则step(k)＝0，此处step(k)为第k相桥臂的功率开关管的PWM控制信号。
5.根据权利要求1所述的用于非对称六相两电平变换器具有CMV抑制能力的锯齿载波PWM调制(SC-SPWM)方法，其特征在于：在所述步骤(4)中，将步骤(3)所得各相PWM控制信号转化为对应功率开关管的驱动信号分别投入到两电平逆变器对应相的功率开关管中，具体方法为：
当step(k)＝0时，两电平逆变器上桥臂功率开关管的驱动信号为0，下桥臂功率开关管的驱动信号为1；
当step(k)＝1时，两电平逆变器上桥臂功率开关管的驱动信号为1，下桥臂功率开关管的驱动信号为0。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication | ||
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Application publication date: 20180504 |