CN109980945A - 一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路 - Google Patents
一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路 Download PDFInfo
- Publication number
- CN109980945A CN109980945A CN201910287250.0A CN201910287250A CN109980945A CN 109980945 A CN109980945 A CN 109980945A CN 201910287250 A CN201910287250 A CN 201910287250A CN 109980945 A CN109980945 A CN 109980945A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- current
- edge
- signal
- blanking
- switch
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 title claims abstract description 81
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 43
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 41
- 230000002708 enhancing effect Effects 0.000 claims abstract description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 39
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 21
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 8
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 7
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 5
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000004224 protection Effects 0.000 description 2
- 230000009897 systematic effect Effects 0.000 description 2
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 1
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000007689 inspection Methods 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 230000014759 maintenance of location Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 1
- 238000012795 verification Methods 0.000 description 1
- 238000003466 welding Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/36—Means for starting or stopping converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
- H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路，属于集成电路领域与开关电源领域。包括自适应前沿消隐电路和原边电流采样转换电路，自适应前沿消隐电路产生自适应前沿消隐信号作为原边电流采样转换电路的使能信号，自适应前沿消隐信号的使能宽度与应用***在前一个开关周期的负载电流信息成正比；原边电流采样转换电路在自适应前沿消隐信号不使能时对采样电压进行采样，在自适应前沿消隐信号使能时停止对采样电压进行采样，原边电流采样转换电路的输出信号经过脉冲调制和增强驱动后用于控制应用***中开关管的开启和关断。本发明能够减小误采样概率，提高稳定性；同时能够实现低功耗和高效率。
Description
技术领域
本发明属于集成电路领域与开关电源领域，涉及一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路。
背景技术
在反激变换器中，副边反馈调节方式增加***成本，且架构复杂，而原边反馈调节方式具有更广阔的应用范围。当原边反馈反激变换器的控制芯片获取***电流信息时，必须在***输入侧实现对与之电气隔离输出侧的电流采样。图1为传统原边反馈反激变换器***的架构图，其中，开关管S的源极与原边地之间串联采样电阻RCS，在开关管S导通阶段，对采样电阻RCS上端电压信号VCS采样，经一系列电路运算变换，可反馈***的负载电流信息，进而控制***恒流输出，或实现恒压应用下输出过流保护等功能。此外，对采用脉冲频率调制的***中，也常根据***负载电流信息控制开关管的导通时间，综上所述，原边反馈反激变换器电流采样的高精度至关重要。
原边反馈反激变换器中变压器存在漏感，开关管S导通时，漏感能量随原边电流上升而增大，开关管S关断瞬间，绝大部分漏感能量将被图1中D1、CCLAMP、RCLAMP三者组成的电阻-电容-二极管钳位电路(RCD电路)吸收消耗，但由于二极管D1自身正向导通压降、反向恢复效应等因素，漏感能量无法完全被RCD电路消耗，总有一部分漏感能量遗留，储存在***的寄生电感、电容中。当开关管S再次导通时，储存在寄生电感、电容的漏感遗留能量将通过开关管S释放，造成开关管S导通初期原边电流产生尖峰振荡，可能导致开关管电流信息误采样，最终致使***输出电流采样精度下降。由于漏感储存能量与原边峰值电流正相关，因此，每个开关周期内漏感遗留能量也将随之变化，造成下一开关周期内，原边电流在导通初期的衰减振荡时间也不固定。
结合上述分析，为避免原边电流在开关管S导通初期所存在时间不固定的尖峰振荡对***电流采样精度的影响，传统解决办法是在采样电路中设置一段固定的前沿消隐时间，屏蔽开关管导通初期电流振荡，然而，当***输入电压上升或负载加大时，过短的前沿消隐时间可能不足以屏蔽电流尖峰振荡，而设置过长的前沿消隐时间不仅将导致***功耗随之上升，更可能致使在***输入电压较低，或者负载较小时，将原边电流采样电阻的电压波形完全屏蔽掉，影响***反馈调节。
传统自适应前沿消隐电路通过获得当前开关周期负载信息，控制同一开关周期内采样电路前沿消隐时间，但是这样忽略了前一个开关周期漏感遗留能量的影响，原边电流采样转换的前沿消隐自适应性能较差，降低了电流采样的准确性。
发明内容
针对传统固定的前沿消隐时间存在的难以在屏蔽电流尖峰振荡效果、控制功耗和影响***反馈调节之间平衡，以及传统自适应前沿消隐电路忽略前一个开关周期漏感遗留能量影响的问题，本发明提出一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路，利用应用***在前一个开关周期的负载电流信息产生自适应应用***负载的自适应前沿消隐信号，从而控制当前开关周期对包含应用***负载电流信息的采样电压的采样消隐时间，可以很好地解决传统前沿消隐控制电路的负面效应，提高***电流信息采样的准确度，同时降低电路功耗，尤其适用于原边反馈反激变换器中用于前沿消隐控制。
本发明的技术方案为：
一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路，包括自适应前沿消隐电路和原边电流采样转换电路，所述自适应前沿消隐电路用于产生自适应前沿消隐信号作为所述原边电流采样转换电路的使能信号，所述自适应前沿消隐信号的使能宽度与应用***在前一个开关周期的负载电流信息成正比；所述原边电流采样转换电路在所述自适应前沿消隐信号的控制下采样应用***中开关管的电流经过电阻后得到的采样电压，当自适应前沿消隐信号不使能时对所述采样电压进行采样，当自适应前沿消隐信号使能时停止对所述采样电压进行采样；所述原边电流采样转换电路的输出信号经过脉冲调制和增强驱动后用于控制应用***中开关管的开启和关断。
具体的，所述自适应前沿消隐电路包括第一反相器、第二反相器、第三反相器、第一开关、第一电容和第一电流源，第一反相器的输入端连接应用***中开关管的栅极信号，其输出端连接所述第一开关的控制端；第一开关的一端连接第二反相器的输入端和第一电流源并通过第一电容后接地，其另一端接地；第一电流源的电流值与应用***在前一个开关周期的负载电流信息的电流值成反比例关系；第三反相器的输入端连接第二反相器的输出端，其输出端输出所述自适应前沿消隐信号。
具体的，所述第一电流源由一个固定的基准电流减去将所述原边电流采样转换电路的输出电压转换为的电流信号得到。
具体的，所述应用***为原边反馈反激变换器，所述开关管漏极连接原边反馈反激变换器中原边绕组同名端，其源极输出所述采样电压并通过采样电阻后接地；
所述原边电流采样转换电路包括原边峰值电流采样电压保持模块、电压-电流转换模块、采样积分模块、清零模块和采样电压保持模块，
所述原边峰值电流采样电压保持模块包括第二开关和第二电容，第二开关的一端连接所述采样电压，其另一端输出所述原边峰值电流采样电压保持模块的输出电压并通过第二电容后接地，其控制端连接所述自适应前沿消隐信号；
所述电压-电流转换模块用于将所述原边峰值电流采样电压保持模块的输出电压转换为电流信号并连接所述采样积分模块的输入端；
所述采样积分模块包括第三开关和第三电容，第三开关的一端连接所述采样积分模块的输入端，其另一端作为所述采样积分模块的输出端并通过第三电容后接地，其控制端连接副边绕组消磁时间信号，所述副边绕组消磁时间信号为所述原边反馈反激变换器的副边电流从最大值降为零这段时间长度的脉宽信号；
所述清零模块包括第四开关，第四开关的一端连接所述采样积分模块的输出端和所述采样电压保持模块的输入端，其另一端接地，其控制端连接窄脉冲信号；
所述采样电压保持模块包括运算放大器、第五开关和第四电容，运算放大器的正向输入端连接所述采样电压保持模块的输入端，其负向输入端连接其输出端和第五开关的一端；第五开关的另一端输出所述原边电流采样转换电路的输出信号并通过第四电容后接地，其控制端连接所述开关管的栅极信号。
具体的，所述开关管的栅极信号分别通过奇数个反相器和偶数个反相器后产生的两个信号再相与得到所述窄脉冲信号。
本发明的有益效果为：本发明考虑到前一个开关周期漏感遗留能量的影响，能够根据包含应用***在前一个开关周期的负载电流信息的采样电压自适应地改变对采样电压的采样消隐时间，能够减小误采样概率，使得***电流信息采样更加准确，避免开关管导通前期存在的高频噪声造成误采样，提高应用***的工作稳定性；同时自适应控制电流采样过程中的前沿消隐时间，可以降低电流采样电路轻载功耗，提升了采样的效率。
附图说明
图1为传统原边反馈反激变换器的电路框图。
图2为应用本发明提出的一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路的原边反馈反激变换器电路框图。
图3为本发明提出的一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路中自适应前沿消隐电路的一种实现电路图。
图4为本发明提出的一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路中原边电流采样转换电路的一种实现电路图。
图5为应用本发明提出的一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路的原边反馈反激变换器轻载工作实例波形图。
图6为应用本发明提出的一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路的原边反馈反激变换器重载工作实例波形图。
具体实施方式
为了使公众对本发明有更深入的了解，以下结合说明书附图对本发明的一个具体实施例作详细描述和分析，介绍本发明的工作原理及其实用性，但本发明并不仅限于此具体实施例。本发明涵盖了任何在本发明思想和范围上的修改、替代方法以及方案。
原边反馈反激变换器工作过程中，前一个开关周期开关管S关断时，漏感遗留能量存储在电路寄生电容中；当新的开关周期到来，开关管S导通，寄生电容的能量通过开关管S释放，产生原边电流尖峰振荡，通过具体理论分析、电路仿真验证及实物测试综合得出当前开关周期原边电流采样转换电路的前沿消隐时间与前一个开关周期原边峰值电流大小成正比例关系。下面将以本发明提出的一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路应用于原边反馈反激变换器为例详细说明本发明的工作过程，但本发明的自适应前沿消隐控制电路不仅可以应用于原边反馈反激变换器，还可以应用于其他电路中采样包含***负载电流信息的电压信号，并根据采样的电压对***进行进一步改善。
如图2所示，原边反馈反激变换器中，输入电压为VIN，母线电压为VBUS，输出电压为VOUT。应用本发明提出的一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路的原边反馈反激变换器包括由原边绕组NP、副边绕组NS和辅助绕组NA组成的变压器T，与原边绕组同名端连接的开关管S，与副边绕组同名端连接的整流二极管D2；整流二极管D2阳极接副边绕组同名端，阴极接***输出端，与开关管S漏极和原边绕组异名端连接的钳位电容CCLAMP、钳位电阻RCLAMP和钳位二极管D1。
本发明提出的一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路包括自适应前沿消隐电路201和原边电流采样转换电路202，自适应前沿消隐电路201接收包含应用***在前一个开关周期的负载电流信息的电压信息，该电压信息可以为原边电流采样转换电路202采样的前一个开关周期包含原边反馈反激变换器原边峰值电流信息的电压信号Vsample，根据应用***在前一个开关周期的负载电流信息即前一个开关周期采样所得的反映原边峰值电流信息的电压信号产生自适应前沿消隐信号VLEB，用于控制当前开关周期内原边电流信号的采样时间，从而控制原边电流采样转换过程中的前沿消隐时间，提高***电流采样精度，一方面可以使得***电流信息采样更加准确，避免开关管导通前期存在的高频噪声造成误采样，同时，自适应控制电流采样过程中的前沿消隐时间，可以降低电流采样电路轻载功耗。本实施例中自适应前沿消隐电路201输入数据为原边电流采样转换电路202的输出电压信号Vsample，输出数据为自适应前沿消隐信号VLEB，并送入原边电流采样转换电路202。
原边电流采样转换电路202对开关管S源极的采样电阻RCS上端电压信号即采样电压VCS采样，原边电流采样转换电路202输入数据为采样电压VCS和自适应前沿消隐信号VLEB，根据自适应前沿消隐信号VLEB，输出准确的采样电压信号即输出信号Vsample，输出信号Vsample为包含前一个开关周期负载电流信息的电压信号，并送入脉冲调制电路。其中采样电压VCS关联***输出端负载大小情况，当自适应前沿消隐电路201输出的自适应前沿消隐信号VLEB使能即自适应前沿消隐信号VLEB为高电平时，原边电流采样转换电路202停止对开关管S源极采样电阻RCS上端电压信号VCS采样，当自适应前沿消隐信号VLEB不使能即自适应前沿消隐信号VLEB为低电平时，原边电流采样转换电路202对开关管S源极采样电阻RCS上端电压信号VCS采样，自适应前沿消隐电路201输出的自适应前沿消隐信号VLEB使能宽度与前一个开关周期原边峰值电流成正比。
脉冲调制电路输入数据为原边电流采样转换电路202的输出信号Vsample，根据采样所得的电压信号Vsample调制得到相应的开关信号波形VPWM输出到驱动电路。
驱动电路输入数据为脉冲调制电路输出的PWM信号，根据VPWM波形产生开关控制信号VGATE作为驱动信号，控制开关管S的导通与关断。
当原边反馈反激变换器输入电压变大或负载变重时，开关管S峰值电流上升，则下一开关周期内，开关管S导通初期，开关管S源极串联的采样电阻RCS上端采样电压VCS波形振荡幅值变大，衰减时间变长，本发明提出的自适应前沿消隐控制电路采样包含***负载电流信息的采样电压VCS时所需的前沿消隐时间自适应同步变长，避免振荡导致电压误采样。当原边反馈反激变换器输入电压变小或负载变轻时，开关管S峰值电流下降，则下一开关周期内，开关管S导通初期，开关管S源极串联的采样电阻RCS上端采样电压VCS波形振荡幅值变小，衰减时间变短，本发明提出的自适应前沿消隐控制电路采样包含***负载电流信息的采样电压VCS时所需的前沿消隐时间自适应同步变短。当原边反馈反激变换器轻载或空载输出时，相对固定前沿消隐时间的电流采样，功耗降低，***效率得到提升，且减小了***误采样概率，提高了原边反馈反激变换器的工作稳定性。
如图3所示给出了自适应前沿消隐电路201的一种实现形式，包括第一反相器U1、第二反相器U2、第三反相器U3、第一开关S1、第一电容C1和第一电流源I1，第一反相器U1的输入端连接原边反馈反激变换器中开关管S的栅极信号VGATE，其输出端连接第一开关S1的控制端；第一开关S1的一端连接第二反相器U2的输入端和第一电流源I1并通过第一电容C1后接地，其另一端接地；第一电流源I1的电流值与应用***在前一个开关周期的负载电流信息的电流值成反比例关系，本实施例中第一电流源I1的电流值与前一个开关周期原边峰值电流大小成反比例关系，可以将一股固定的基准电流源减去原边电流采样转换电路202的输出信号Vsample经过转换后产生的电流，即可得与前一个开关周期原边峰值电流大小成反比例关系的第一电流源I1。第三反相器U3的输入端连接第二反相器U2的输出端，其输出端输出自适应前沿消隐信号VLEB。
第一开关S1和第一电容C1并联，第一电流源I1对第一电容C1充电，第一电容C1上的电压为VC1；第二反相器U2输入端为第一电容C1上的电压为VC1；VC1与第二反相器U2自身阈值电压作比较，VC1高于第二反相器U2自身阈值电压时将VC1进行反相；第二反相器U2的输出信号通过第三反相器U3反相整形，产生自适应前沿消隐信号VLEB；在本实例中，开关管的栅极控制信号VGATE经过第一反相器U1控制第一开关S1的开关状态。
如图4所示给出了原边电流采样转换电路202的一种实现形式，包括原边峰值电流采样电压保持模块、电压-电流转换模块、采样积分模块、清零模块和采样电压保持模块，
原边峰值电流采样电压保持模块接收采样电压VCS，在开关管S导通时，对采样电压VCS采样，在开关管S关断时，原边峰值电流采样电压保持电路202的电压保持值为采样电压峰值。原边峰值电流采样电压保持模块包括第二开关S2和第二电容C2，第二开关S2的一端连接采样电压VCS，其另一端输出原边峰值电流采样电压保持模块的输出电压VCS-PK并通过第二电容C2后接地，其控制端连接自适应前沿消隐信号VLEB。
电压-电流转换模块用于将原边峰值电流采样电压保持模块的输出电压VCS-PK转换为匹配该电压信息的电流信号I2并连接采样积分模块的输入端。
采样积分模块接收副边绕组消磁时间信号VDIS和电压-电流转换电路输出的电流信号I2，通过电容积分得到反应负载电流信息的电压信号VCT。采样积分模块包括第三开关S3和第三电容C3，第三开关S3的一端连接采样积分模块的输入端，其另一端作为采样积分模块的输出端并通过第三电容C3后接地，其控制端连接副边绕组消磁时间信号VDIS，副边绕组消磁时间信号VDIS为原边反馈反激变换器的副边电流从最大值降为零这段时间长度的脉宽信号。
清零模块在开关管S关断时刻产生一个窄脉冲信号VRT，对采样积分模块的输出数据清零，为下一周期的电压采样保持做准备。清零模块包括第四开关S4，第四开关S4的一端连接采样积分模块的输出端和采样电压保持模块的输入端，其另一端接地，其控制端连接窄脉冲信号VRT。其中窄脉冲信号VRT可以通过开关管S的栅极信号VGATE经过逻辑电路产生；将开关管S的栅极信号VGATE分别经过偶数个反相器和奇数个反相器之后得到两个电压信号，再将这两个电压信号通过与门相与，进而得到该窄脉冲信号VRT。
采样电压保持模块接收经过采样积分模块后的电压信号VCT，并完整输出包含负载电流信息的电压采样信号即自适应前沿消隐控制电路的输出信号Vsample。采样电压保持模块包括运算放大器U4、第五开关S5和第四电容C4，运算放大器U4的正向输入端连接采样电压保持模块的输入端，其负向输入端连接其输出端和第五开关S5的一端；第五开关S5的另一端输出原边电流采样转换电路202的输出信号Vsample并通过第四电容C4后接地，其控制端连接开关管的栅极信号VGATE。
第二开关S2通过开关管的栅极信号VGATE控制其开关状态，当第二开关S2闭合时，采样电压VCS传递至第二电容C2，电压为VCS-PK；第二电容C2电压VCS-PK通过电压-电流转换电路即VI转换电路转换为包含VCS-PK电压信息的第二电流源I2；第三开关S3通过副边绕组消磁时间信号VDIS控制其开关状态，当第三开关S3闭合时，第二电流源I2对第三电容C3积分，得到第三电容C3上端电压信号VCT；第四开关S4通过窄脉冲信号VRT控制其开关状态，在下一个开关周期中对第三电容C3上的电压VCT清零；第五开关S5通过开关管的栅极信号VGATE控制其开关状态，当第五开关S5闭合时，第三电容C3上的电压VCT通过接成电压跟随器形式的运算放大器U4传输至第四电容C4中，第四电容C4的电压为Vsample。
附图5为本实施例轻载下的工作实例波形图，电路工作在电感电流断续模式下，开关管峰值电流IPPK较小，当开关管S关断时刻，变压器漏感遗留能量较小，因此电路寄生参数中存储的能量也相对较小，下个开关周期内，开关管S导通初期，开关管S源极采样电阻RCS上端的采样电压信号VCS振荡幅值较小，衰减时间较短，***采样的前沿消隐时间较短，使得检测电路能准确检测到原边电流信息。
附图6为本实施例电路重载下的工作实例波形图，电路工作在电感电流断续模式下，开关管峰值电流IPPK较大，当开关管S关断时刻，变压器漏感遗留能量较大，因此电路寄生参数中存储的能量也相对较大，下个开关周期内，开关管S导通初期，采样电压VCS振荡幅值较大，衰减时间较长，***采样的前沿消隐时间较长，避免了原边电流信息误采样。
从上述具体实施例可知，考虑到前一个开关周期漏感遗留能量对原边反馈反激变换器的影响，本实施例根据前一个开关周期原边峰值电流信息产生自适应前沿消隐信号，从而自适应的改变对采样电压的采样消隐时间，避免了外界输入因素和负载变动情况下，***电流信息误采样，能够减小误采样概率，提高应用***的工作稳定性；同时降低了应用***功耗，提升了应用***效的率；本发明提出的一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路可适用于任何场合的原边反馈反激变换器***。
以上通过一个具体实施例，对本发明的一种电流采样自适应前沿消隐控制电路进行了详细描述和分析，值得说明的是本发明不仅可以用于采样原边反馈反激变换器中开关管源端的采样电压，还可以用于其他电路采样，用于获得其他应用电路的包含该应用电路负载轻重情况的电流信息的电压。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其他各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围之内。
Claims (5)
1.一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路，其特征在于，包括自适应前沿消隐电路和原边电流采样转换电路，所述自适应前沿消隐电路用于产生自适应前沿消隐信号作为所述原边电流采样转换电路的使能信号，所述自适应前沿消隐信号的使能宽度与应用***在前一个开关周期的负载电流信息成正比；所述原边电流采样转换电路在所述自适应前沿消隐信号的控制下采样应用***中开关管的电流经过电阻后得到的采样电压，当自适应前沿消隐信号不使能时对所述采样电压进行采样，当自适应前沿消隐信号使能时停止对所述采样电压进行采样；所述原边电流采样转换电路的输出信号经过脉冲调制和增强驱动后用于控制应用***中开关管的开启和关断。
2.根据权利要求1所述的基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路，其特征在于，所述自适应前沿消隐电路包括第一反相器、第二反相器、第三反相器、第一开关、第一电容和第一电流源，第一反相器的输入端连接应用***中开关管的栅极信号，其输出端连接所述第一开关的控制端；第一开关的一端连接第二反相器的输入端和第一电流源并通过第一电容后接地，其另一端接地；第一电流源的电流值与应用***在前一个开关周期的负载电流信息的电流值成反比例关系；第三反相器的输入端连接第二反相器的输出端，其输出端输出所述自适应前沿消隐信号。
3.根据权利要求2所述的基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路，其特征在于，所述第一电流源由一个固定的基准电流减去将所述原边电流采样转换电路的输出电压转换为的电流信号得到。
4.根据权利要求1至3任一项所述的基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路，其特征在于，所述应用***为原边反馈反激变换器，所述开关管漏极连接原边反馈反激变换器中原边绕组同名端，其源极输出所述采样电压并通过采样电阻后接地；
所述原边电流采样转换电路包括原边峰值电流采样电压保持模块、电压-电流转换模块、采样积分模块、清零模块和采样电压保持模块，
所述原边峰值电流采样电压保持模块包括第二开关和第二电容，第二开关的一端连接所述采样电压，其另一端输出所述原边峰值电流采样电压保持模块的输出电压并通过第二电容后接地，其控制端连接所述自适应前沿消隐信号；
所述电压-电流转换模块用于将所述原边峰值电流采样电压保持模块的输出电压转换为电流信号并连接所述采样积分模块的输入端；
所述采样积分模块包括第三开关和第三电容，第三开关的一端连接所述采样积分模块的输入端，其另一端作为所述采样积分模块的输出端并通过第三电容后接地，其控制端连接副边绕组消磁时间信号，所述副边绕组消磁时间信号为所述原边反馈反激变换器的副边电流从最大值降为零这段时间长度的脉宽信号；
所述清零模块包括第四开关，第四开关的一端连接所述采样积分模块的输出端和所述采样电压保持模块的输入端，其另一端接地，其控制端连接窄脉冲信号；
所述采样电压保持模块包括运算放大器、第五开关和第四电容，运算放大器的正向输入端连接所述采样电压保持模块的输入端，其负向输入端连接其输出端和第五开关的一端；第五开关的另一端输出所述原边电流采样转换电路的输出信号并通过第四电容后接地，其控制端连接所述开关管的栅极信号。
5.根据权利要求4所述的基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路，其特征在于，所述开关管的栅极信号分别通过奇数个反相器和偶数个反相器后产生的两个信号再相与得到所述窄脉冲信号。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910287250.0A CN109980945B (zh) | 2019-04-11 | 2019-04-11 | 一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910287250.0A CN109980945B (zh) | 2019-04-11 | 2019-04-11 | 一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN109980945A true CN109980945A (zh) | 2019-07-05 |
| CN109980945B CN109980945B (zh) | 2020-08-14 |
Family
ID=67084037
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201910287250.0A Expired - Fee Related CN109980945B (zh) | 2019-04-11 | 2019-04-11 | 一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN109980945B (zh) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110611431A (zh) * | 2019-09-30 | 2019-12-24 | 东南大学 | 有源钳位反激变换器的原边调节控制***及控制方法 |
| CN111157781A (zh) * | 2020-01-08 | 2020-05-15 | 电子科技大学 | 一种动态膝点检测电路 |
| CN111711364A (zh) * | 2020-06-24 | 2020-09-25 | 电子科技大学 | 一种基于高精度负载电流检测技术的自适应前沿消隐电路 |
| CN113280467A (zh) * | 2021-06-17 | 2021-08-20 | 宁波奥克斯电气股份有限公司 | 一种采样控制方法、装置及空调器 |
| CN114825960A (zh) * | 2022-04-26 | 2022-07-29 | 电子科技大学 | 一种实时自适应前沿消隐电路 |
| TWI838862B (zh) * | 2022-07-04 | 2024-04-11 | 大陸商昂寶電子（上海）有限公司 | 恒流開關電源系統及其控制電路和控制方法 |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101366165A (zh) * | 2002-09-20 | 2009-02-11 | 皇家飞利浦电子股份有限公司 | 自适应上升沿消隐电路 |
| CN102340253A (zh) * | 2010-07-19 | 2012-02-01 | 力林科技股份有限公司 | 可调前沿消隐时间的电源转换装置及其过电流保护方法 |
| CN102751696A (zh) * | 2012-06-28 | 2012-10-24 | 天津大学 | 延迟时间可调的芯片过流保护电路 |
| CN102769383A (zh) * | 2011-05-05 | 2012-11-07 | 广州昂宝电子有限公司 | 用于利用初级侧感测和调整进行恒流控制的***和方法 |
| US8947958B2 (en) * | 2012-10-09 | 2015-02-03 | Freescale Semiconductor, Inc. | Latent slow bit detection for non-volatile memory |
| CN106992699A (zh) * | 2016-01-21 | 2017-07-28 | 华润矽威科技（上海）有限公司 | 一种原边反馈恒流恒压控制电路及方法 |
-
2019
- 2019-04-11 CN CN201910287250.0A patent/CN109980945B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101366165A (zh) * | 2002-09-20 | 2009-02-11 | 皇家飞利浦电子股份有限公司 | 自适应上升沿消隐电路 |
| CN102340253A (zh) * | 2010-07-19 | 2012-02-01 | 力林科技股份有限公司 | 可调前沿消隐时间的电源转换装置及其过电流保护方法 |
| CN102769383A (zh) * | 2011-05-05 | 2012-11-07 | 广州昂宝电子有限公司 | 用于利用初级侧感测和调整进行恒流控制的***和方法 |
| CN102751696A (zh) * | 2012-06-28 | 2012-10-24 | 天津大学 | 延迟时间可调的芯片过流保护电路 |
| US8947958B2 (en) * | 2012-10-09 | 2015-02-03 | Freescale Semiconductor, Inc. | Latent slow bit detection for non-volatile memory |
| CN106992699A (zh) * | 2016-01-21 | 2017-07-28 | 华润矽威科技（上海）有限公司 | 一种原边反馈恒流恒压控制电路及方法 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| YONGJIANG BAI: "A Novel Constant Current and Constant Voltage", 《 2016 IEEE 8TH INTERNATIONAL POWER ELECTRONICS AND MOTION CONTROL CONFERENCE (IPEMC-ECCE ASIA)》 * |
| 刘永根: "PSM 调制的新型电流极限比较器", 《电工技术学报》 * |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110611431A (zh) * | 2019-09-30 | 2019-12-24 | 东南大学 | 有源钳位反激变换器的原边调节控制***及控制方法 |
| CN110611431B (zh) * | 2019-09-30 | 2020-06-23 | 东南大学 | 有源钳位反激变换器的原边调节控制***及控制方法 |
| CN111157781A (zh) * | 2020-01-08 | 2020-05-15 | 电子科技大学 | 一种动态膝点检测电路 |
| CN111157781B (zh) * | 2020-01-08 | 2021-03-30 | 电子科技大学 | 一种动态膝点检测电路 |
| CN111711364A (zh) * | 2020-06-24 | 2020-09-25 | 电子科技大学 | 一种基于高精度负载电流检测技术的自适应前沿消隐电路 |
| CN111711364B (zh) * | 2020-06-24 | 2023-03-21 | 电子科技大学 | 一种基于高精度负载电流检测技术的自适应前沿消隐电路 |
| CN113280467A (zh) * | 2021-06-17 | 2021-08-20 | 宁波奥克斯电气股份有限公司 | 一种采样控制方法、装置及空调器 |
| CN114825960A (zh) * | 2022-04-26 | 2022-07-29 | 电子科技大学 | 一种实时自适应前沿消隐电路 |
| CN114825960B (zh) * | 2022-04-26 | 2023-04-25 | 电子科技大学 | 一种实时自适应前沿消隐电路 |
| TWI838862B (zh) * | 2022-07-04 | 2024-04-11 | 大陸商昂寶電子（上海）有限公司 | 恒流開關電源系統及其控制電路和控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN109980945B (zh) | 2020-08-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN109980945A (zh) | 一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路 | |
| US10069426B2 (en) | Active clamp flyback converter | |
| CN103248207B (zh) | 一种基于原边反馈的恒流恒压式反激式变换器 | |
| WO2019129279A1 (zh) | 原边反馈反激电源ccm模式下的死区时间自动优化***、原边反馈反激电源ccm模式下的控制***及方法 | |
| CN103280995B (zh) | 准谐振变换器同步整流电路 | |
| US10236680B2 (en) | Control circuit of switching power supply device | |
| KR20090084292A (ko) | 공진형 컨버터 | |
| CN108418435B (zh) | 一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置 | |
| CN111711364B (zh) | 一种基于高精度负载电流检测技术的自适应前沿消隐电路 | |
| US20080013236A1 (en) | Passive switching capacitor network auxiliary voltage source for off-line IC chip and additional circuits | |
| JP2009284667A (ja) | 電源装置、および、その制御方法ならびに半導体装置 | |
| CN205160398U (zh) | 自适应采样电路、印刷电路板、原边反馈恒压***及开关电源*** | |
| CN102201751A (zh) | 一种反激式功率转换器 | |
| US8344762B2 (en) | Gate driving circuit | |
| JP6452231B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| Eberle et al. | A high efficiency synchronous buck VRM with current source gate driver | |
| CN112117899A (zh) | 一种电流模式控制的boost转换器 | |
| CN218733846U (zh) | 一种双管反激变换电路 | |
| JP6395316B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| CN210405095U (zh) | 检测电路、开关控制电路以及反激变换电路 | |
| CN102769386A (zh) | 开关变换器及其控制电路和控制方法 | |
| TWI496406B (zh) | 電能轉換器以及用於控制電能轉換器的方法 | |
| US8937463B2 (en) | Common-core power factor correction resonant converter | |
| CN213027824U (zh) | 一种高电压宽输入双管反激变换器电路 | |
| JP6284238B2 (ja) | スイッチング電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20200814 |
|
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |