CN109980934A - 基于耦合电感的高频高变比双向dc/dc变换器 - Google Patents

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Abstract

基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器，属于电力电子技术领域，解决了现有非隔离式双向DC/DC变换器的开关应力大，***效率低的问题。所述DC/DC变换器包括第一滤波单元、升降压单元和第二滤波单元。第一滤波单元和第二滤波单元用于升降压单元的输入、输出滤波。升降压单元包括耦合电感L1、耦合电感L2、谐振电容Cr、开关管S1、开关管S2和开关管S3，开关管S1、开关管S2和开关管S3均带有体二极管。耦合电感L1、耦合电感L2、开关管S1和开关管S3构成耦合电感式boost电路。谐振电容Cr与两个耦合电感的漏感构成LC串联谐振单元，LC串联谐振单元、开关管S2和开关管S3构成半桥变换器拓扑结构。

Description

基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器
技术领域
本发明涉及一种DC/DC变换器，属于电力电子技术领域。
背景技术
近年来，随着光伏发电、直流微电网和新能源汽车等领域的发展，相关的能量传输技术得到了广泛的关注。其中，双向DC/DC变换器作为能量双向传输的有力工具，已经成为能量传输领域现阶段的研究重点与热点。与此同时，随着现有相关技术对开关电源轻量化、小型化、高功率密度化的要求越来越高，开关电源也逐渐向着高频化发展。因此，具有高效率的高频双向DC/DC变换器有着重要的理论意义和实际价值。然而，现有的双向DC/DC变换器主要存在以下问题：
现有的双向DC/DC变换器主要分为隔离式和非隔离式两种，其中，隔离式的双向DC/DC变换器普遍存在器件数量多、开关管电压应力大和控制复杂的问题。而非隔离式的双向DC/DC变换器因开关管通常工作在硬开关状态下而导致自身的电压传输比低，***效率低。与此同时，由于现有双向DC/DC变换器要求高频、高效率和高功率密度，当开关器件的开关频率提高到一定程度后，硬开关工作状态下的双向DC/DC变换器存在开关损耗显著增加、开关应力大、电磁辐射大和噪声大的问题。
发明内容
本发明为解决现有非隔离式双向DC/DC变换器的开关应力大，***效率低的问题，提出了一种基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器。
本发明所述的基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器包括第一滤波单元、升降压单元和第二滤波单元；
当所述DC/DC变换器工作于升压模式时，第一滤波单元用于对升降压单元的输入直流电压信号进行滤波，第二滤波单元用于对升降压单元的输出直流电压信号进行滤波；
当所述DC/DC变换器工作于降压模式时，第二滤波单元用于对升降压单元的输入直流电压信号进行滤波，第一滤波单元用于对升降压单元的输出直流电压信号进行滤波；
升降压单元包括耦合电感L1、耦合电感L2、谐振电容Cr、开关管S1、开关管S2和开关管S3，开关管S1、开关管S2和开关管S3均带有体二极管；
耦合电感L1、耦合电感L2、开关管S1和开关管S3构成耦合电感式boost电路；
谐振电容Cr与两个耦合电感的漏感构成LC串联谐振单元，LC串联谐振单元、开关管S2和开关管S3构成半桥变换器拓扑结构。
作为优选的是，第一滤波单元和第二滤波单元分别为电容C1和电容C2。
作为优选的是，电容C1的第一端与耦合电感L1的第一端相连，耦合电感L1的第二端同时与耦合电感L2的第一端和开关管S1的电流流入端相连，耦合电感L2的第二端与谐振电容Cr的第一端相连，谐振电容Cr的第二端同时与开关管S2的电流流入端和开关管S3的电流流入端相连，开关管S3的电流流出端与电容C2的第一端相连，电容C2的第二端同时与开关管S2的电流流出端、开关管S1的电流流出端和电容C1的第二端相连。
作为优选的是，开关管S1、开关管S2和开关管S3均采用GaN开关管实现。
作为优选的是，耦合电感L1和耦合电感L2均采用平面磁性元件实现。
本发明基于现有的Buck/Boost拓扑结构提出了一种基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器，通过引入谐振环节，实现了开关管的零电压导通和零电流关断，进而使得所述DC/DC变换器的开关应力小，***效率高。
附图说明
在下文中将基于实施例并参考附图来对本发明所述的基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器进行更详细的描述，其中：
图1为实施例所述的基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器的电路原理图；
图2为实施例提及的升压模式下的所述DC/DC变换器的等效电路原理图，其中，RL为负载，Vin和Vout分别为输入侧电压和输出侧电压，N1和N2分别为理想变压器原边线圈的匝数和副边线圈的匝数，Vds1为开关管S1的漏极与源极之间的电压，Vds2为开关管S2的漏极与源极之间的电压，Vds3为开关管S3的漏极与源极之间的电压，VLm为励磁电感Lm两端电压，VLr为漏感Lr两端电压，VCr为谐振电容Cr两端电压，ids1、ids2和ids3分别为流经开关管S1、开关管S2和开关管S3的电流，iLr为流经漏感Lr的电流；
图3为实施例提及的升压模式下的所述DC/DC变换器的第一工作模态图，其中，当元器件为灰色时，表示其关断或未工作；
图4为实施例提及的升压模式下的所述DC/DC变换器的第二工作模态图；
图5为实施例提及的升压模式下的所述DC/DC变换器的第三工作模态图；
图6为实施例提及的升压模式下的所述DC/DC变换器的第四工作模态图；
图7为实施例提及的升压模式下的所述DC/DC变换器的第五工作模态图；
图8为实施例提及的升压模式下的所述DC/DC变换器的第六工作模态图；
图9为实施例提及的升压模式下的所述DC/DC变换器的第七工作模态图；
图10为实施例提及的升压模式下的所述DC/DC变换器的主要工作波形图，其中，Vgs1为开关管S1的栅极与源极之间的电压，Vgs2为开关管S2的栅极与源极之间的电压，Vgs3为开关管S3的栅极与源极之间的电压，T为所述DC/DC变换器的开关周期，Ton为高电平时间，ZCS代表零电流关断；
图11为实施例提及的所述DC/DC变换器的电压增益对比曲线图；
图12为实施例提及的升压模式下的所述DC/DC变换器的输出电压仿真波形图；
图13为实施例提及的升压模式下的开关管S1的驱动电压及电压电流仿真波形图；
图14为实施例提及的升压模式下的开关管S2的驱动电压及电压电流仿真波形图；
图15为实施例提及的升压模式下的开关管S3的驱动电压及电压电流仿真波形图；
图16为实施例提及的降压模式下的所述DC/DC变换器的输出电压仿真波形图；
图17为实施例提及的降压模式下的开关管S1的驱动电压及电压电流仿真波形图；
图18为实施例提及的降压模式下的开关管S2的驱动电压及电压电流仿真波形图；
图19为实施例提及的降压模式下的开关管S3的驱动电压及电压电流仿真波形图。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明所述的基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器作进一步说明。
实施例：下面结合图1～图19详细地说明本实施例。
本实施例所述的基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器包括第一滤波单元、升降压单元和第二滤波单元；
当所述DC/DC变换器工作于升压模式时，第一滤波单元用于对升降压单元的输入直流电压信号进行滤波，第二滤波单元用于对升降压单元的输出直流电压信号进行滤波；
当所述DC/DC变换器工作于降压模式时，第二滤波单元用于对升降压单元的输入直流电压信号进行滤波，第一滤波单元用于对升降压单元的输出直流电压信号进行滤波；
升降压单元包括耦合电感L1、耦合电感L2、谐振电容Cr、开关管S1、开关管S2和开关管S3，开关管S1、开关管S2和开关管S3均带有体二极管；
耦合电感L1、耦合电感L2、开关管S1和开关管S3构成耦合电感式boost电路；
谐振电容Cr与两个耦合电感的漏感构成LC串联谐振单元，LC串联谐振单元、开关管S2和开关管S3构成半桥变换器拓扑结构。
本实施例的第一滤波单元和第二滤波单元分别为电容C1和电容C2。
在本实施例中，电容C1的第一端与耦合电感L1的第一端相连，耦合电感L1的第二端同时与耦合电感L2的第一端和开关管S1的电流流入端相连，耦合电感L2的第二端与谐振电容Cr的第一端相连，谐振电容Cr的第二端同时与开关管S2的电流流入端和开关管S3的电流流入端相连，开关管S3的电流流出端与电容C2的第一端相连，电容C2的第二端同时与开关管S2的电流流出端、开关管S1的电流流出端和电容C1的第二端相连。
本实施例的开关管S1、开关管S2和开关管S3均采用GaN开关管实现。
本实施例的耦合电感L1和耦合电感L2均采用平面磁性元件实现。
本实施例所述的基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器可工作于升压模式和降压模式时，下面将以升压模式为例，详细说明本实施例所述的基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器的工作原理：
如图2所示，升降压单元包括耦合电感L1、耦合电感L2、谐振电容Cr、开关管S1、开关管S2和开关管S3。为了简化分析，将耦合电感L1和耦合电感L2等效为理想的1：n变压器、励磁电感Lm和漏感Lr。由此，所述DC/DC变换器可以看成是由一个耦合电感式boost电路和一个带有串联谐振回路的半桥变换器拓扑结构组成的。耦合电感式boost电路包括耦合电感L1、耦合电感L2、开关管S1和开关管S3，带有串联谐振回路的半桥变换器拓扑结构包括漏感Lr、谐振电容Cr、开关管S2和开关管S3。
在每个开关周期T内，开关管S1与开关管S2的开关状态一致，与开关管S3的开关状态互补。当开关管S1和开关管S2导通时，开关管S2为无源器件提供谐振回路，漏感Lr与谐振电容Cr谐振，为开关管工作于软开关状态的实现提供条件。当开关管S3导通时，谐振电容Cr谐振串联在电压Vin和电压Vout之间，电压VCr可进一步提升***电压增益。
从能量的角度分析，当开关管S1和开关管S2导通时，能量存储在谐振电容Cr、漏感Lr和励磁电感Lm中。谐振电容Cr与漏感Lr在谐振的同时也缓冲能量。可承担一部分原本存储在耦合电感中的能量，从而提高所述DC/DC变换器的功率密度。与此同时，将耦合电感原边的漏感Lr作为谐振电感，在减少无源器件数量的同时也减小了所述DC/DC变换器的体积。当开关管S3导通时，谐振电容Cr、漏感Lr和励磁电感Lm中储存的能量释放，向负载RL提供能量。其中，电流iLm需要有负值的存在，以确保开关管S1和开关管S2工作于软开关状态。
在一个开关周期T内，所述DC/DC变换器包括7个开关模态：
第一工作模态(t0-t1)：如图3所示。在该工作模态下，开关管S1、开关管S2和开关管S3均保持关断状态。在t0时刻，为保证开关管S3零电流关断，电流iLr需为负值。因此，电流iLm也为负值。在开关管S3关断之后、开关管S1和开关管S2导通之前需要一个死区时间td，在死区时间td内，为负值的电流iLr为开关管S2的寄生电容反向充电，降低电压Vds2。当电压Vds2降到零时，电流ids2流经开关管S2的体二极管，从而使开关管S2实现零电压导通。开关管S1的零电压开通过程与开关管S2相同。当所述DC/DC变换器工作在周期性的稳定状态时，t1时刻的电流ids1的值为零，大大降低了导通损耗。
第二工作模态(t1-t2)：如图4所示。在t1时刻，开关管S1和开关管S2导通，开关管S3仍保持关断状态，谐振电容Cr与漏感Lr产生谐振。根据叠加定理，所述DC/DC变换器可看作由部分构成。一部分，电压Vin通过耦合电感耦合到副边侧，为谐振电容Cr充电。另一部分，输入侧的能量储存在励磁电感Lm中，此时，电压VLm为正，电流iLm缓慢上升，直到t2时刻，电流iLm＝0。
第三工作模态(t2-t3)：如图5所示。在该工作模态下，谐振电容Cr与漏感Lr继续谐振，且保证电流iLr一直为负值。输入端直接为漏感Lr和谐振电容Cr充电。电压VLm仍为正，电流iLm也为正方向。因此，电流iLm线性增加。
第四工作模态(t3-t4)：如图6所示。在该工作模态下，开关管S1和开关管S2保持导通，开关管S3保持关断。随着输入端对谐振回路的能量提供，电流iLr增大为正值，并在t4时刻达到最大。此时，电流ids1谐振到零，可满足开关管S1的零电流关断。电压VLm为nVin，可看作是常值。电流iLm线性上升至iLm(t4)。开关管S1的电流为：
ids1(t)＝niLm(t)-(n+1)iLr (1)
通过调节导通时间，ids1(t4)近似为零，开关管S1的关断损耗可忽略不计。
第五工作模态(t4-t5)：如图7所示。在t4时刻，开关管S1、开关管S2和开关管S3均为关断状态，该阶段为死区时间。正向的电流iLr流经开关管S3的体二极管，为开关管S3的零电压导通创造条件。此时，谐振电容Cr和漏感Lr与输入端一同向负载RL传输能量。
第六工作模态(t5-t6)：如图8所示。在t5时刻，开关管S3导通，电流iLr流经开关管S3，励磁电感Lm、漏感Lr和谐振电容Cr放电，能量从输入端直接传输到输出端。此时，ids3(t)＝iLr(t)，iLm(t)＝(1+1/n)iLr(t)。假设谐振电容Cr足够大，电压VCr为可看成常值VCr，从而耦合电感的电压VT＝-(Vout-VCr-Vin)也可看作是常值，电流iLr(t)和电流iLm(t)线性下降。
第七工作模态(t6-t0：如图9所示。在开关管S3关断之前会存在一段短暂的时间，谐振电容Cr导致电流iLr反向流动，进而使得开关管S3的寄生电容放电，实现开关管S3的零电流关断。
下面分析本实施例所述的基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器的效果：
由于所述DC/DC变换器的工作模态包含两个不同的谐振网络，其电压转换比的推导较为复杂。为了简化计算，对于谐振电容Cr两端电压VCr，由于直流电压分量远高于交流电压分量，在推导电压传输比时，将谐振电容Cr两端电压近似地视为一个恒压VCr。在一个开关周期T内，励磁电感Lm和漏感Lr均满足伏秒平衡。因此，所述DC/DC变换器的增益可由以下推导得出：
当开关管S3导通时，根据KVL可知如下电压关系：
根据KCL可知，因为所以：
由公式(2)和公式(3)可得：
由上式可知，漏感Lr和励磁电感Lm的电压均为负的恒值，其电流均线性下降。
当开关管S3关断时，开关管S1和开关管S2导通时，电压Vin向漏感Lr和励磁电感Lm充电，经下式分析其电压均可看成正的恒值：
将公式(4)和公式(5)联立，由于整个开关周期T内电感均满足伏秒平衡，可得出：
式中，D为占空比；
由此得出所述DC/DC变换器的电压增益：
实际上，由于变压器的耦合系数较高，漏感Lr远远小于励磁电感Lm。所以，所述DC/DC变换器的电压增益可近似表示成
表1和图11分别给出了现有升压变换器与本实施例所提出的DC/DC变换器的电压增益公式和电压增益曲线对比，可以看出在实际占空比D＝0.33～0.63内，相同占空比条件下，本实施例所提出的DC/DC变换器的电压增益最高，明显大于带耦合电感的Boost变换器。
表1升压型DC/DC拓扑电压增益比较
为了验证所述DC/DC变换器，本实施例对所提出的DC/DC变换器进行了仿真分析，相关仿真波形如图12～图19所示。该变换器的工作条件为：高压侧48V，低压侧5V，额定工作频率fs＝750kHZ。基于提出的参数设计方法，具体器件参数选型如下表2所示。
表2***参数
当本实施例所述的基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器工作于升压模式时，其输入电压为5V，输出电压为48V。根据图12～图19可知，由于谐振回路的作用，开关管两端的电压尖峰明显较小，电压应力也较小。该拓扑实现了10倍的电压增益，输出较为稳定。由于耦合电感的漏感参与谐振，开关管两端的电压震荡也较小。从图中可明显看到，开关管实现了零电压导通，并基本实现了零电流关断，大大提升了开关管效率。
本实施例所述的基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器采用了第三代半导体器件GaN和平面磁性元件，在高频下具有良好的性能，并进一步地减小了***的体积，提升了***的功率密度。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (5)

1.基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器，其特征在于，所述DC/DC变换器包括第一滤波单元、升降压单元和第二滤波单元；
当所述DC/DC变换器工作于升压模式时，第一滤波单元用于对升降压单元的输入直流电压信号进行滤波，第二滤波单元用于对升降压单元的输出直流电压信号进行滤波；
当所述DC/DC变换器工作于降压模式时，第二滤波单元用于对升降压单元的输入直流电压信号进行滤波，第一滤波单元用于对升降压单元的输出直流电压信号进行滤波；
升降压单元包括耦合电感L1、耦合电感L2、谐振电容Cr、开关管S1、开关管S2和开关管S3，开关管S1、开关管S2和开关管S3均带有体二极管；
耦合电感L1、耦合电感L2、开关管S1和开关管S3构成耦合电感式boost电路；
谐振电容Cr与两个耦合电感的漏感构成LC串联谐振单元，LC串联谐振单元、开关管S2和开关管S3构成半桥变换器拓扑结构。
2.如权利要求1所述的基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器，其特征在于，第一滤波单元和第二滤波单元分别为电容C1和电容C2。
3.如权利要求2所述的基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器，其特征在于，电容C1的第一端与耦合电感L1的第一端相连，耦合电感L1的第二端同时与耦合电感L2的第一端和开关管S1的电流流入端相连，耦合电感L2的第二端与谐振电容Cr的第一端相连，谐振电容Cr的第二端同时与开关管S2的电流流入端和开关管S3的电流流入端相连，开关管S3的电流流出端与电容C2的第一端相连，电容C2的第二端同时与开关管S2的电流流出端、开关管S1的电流流出端和电容C1的第二端相连。
4.如权利要求3所述的基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器，其特征在于，开关管S1、开关管S2和开关管S3均采用GaN开关管实现。
5.如权利要求4所述的基于耦合电感的高频高变比双向DC/DC变换器，其特征在于，耦合电感L1和耦合电感L2均采用平面磁性元件实现。
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