CN109921523A - 基于ss拓扑的磁谐振无线能量传输*** - Google Patents

基于ss拓扑的磁谐振无线能量传输*** Download PDF

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Abstract

本发明提出一种基于SS拓扑的无线能量传输***，用于解决现有技术中负载较大时效率较低和***复杂的技术问题，包括由市电输入模块和DC_DC降压模块共同组成的输入电源模块、初级逆变模块、初级阻抗匹配模块、WPT模块、次级阻抗匹配模块和次级整流滤波模块，通过设计WPT模块中初级与次级线圈为导线螺旋缠绕在两个开口相对放置的U型磁芯底部的结构，并设计次级阻抗匹配模块将WPT模块的输出阻抗匹配到最佳负载点，提高了***传输效率，此外设计初级阻抗匹配模块提升初级逆变模块的输出阻抗，令DC_DC降压模块与市电输入模块组成的输入电源模块得以适用，替代复杂的直流稳压电源或含变压器的开关电源模块，简化了***。

Description

基于SS拓扑的磁谐振无线能量传输***
技术领域
本发明属于无线能量传输技术领域，涉及一种磁谐振无线能量传输***，具体涉及一种基于SS拓扑的磁谐振无线能量传输***，用于较大负载的无线供电。
背景技术
无线能量传输(Wireless Power Transmission，WPT)技术一直是人类研究的热门话题，主要是以非接触的方式对供电设备进行电能传输。与有线能量传输相比，它避免了用电设备之间主要通过导线连接获取能量过程中产生电火花、导线裸露、磨损等不安全供电因素。无线能量传输技术的出现为某些特殊场合：比如，密封环境、旋转部件、水下监测等的供电开辟了新的供电途径；同时开拓了在感应电动汽车、高速磁悬浮列车馈电、医疗设备、消费电子及传感器网络等方面的应用。
无线能量传输***主要分为电波辐射式、感应耦合式和磁谐振式三种类型，其中磁谐振式主要是利用两个线圈在电磁场近场范围内的磁场共振实现电能-磁能-电能的无线能量传输。无线能量传输***与电波辐射式无线能量传输***相比，具有传输功率大、传输效率高和无方向性的特点，且传输功率从以前的毫瓦级提高到千瓦级，传输效率也得到大大的提升，与感应耦合式无线能量传输***相比，传输距离大大提高，突破了感应耦合式无线能量传输***的无线传输距离仅在毫米等级以内的限制。
现有常见磁谐振无线能量传输***主要由输入电源模块、初级逆变模块、WPT模块和次级整流滤波模块构成，其***传输效率和复杂度等是衡量一个***好坏的重要指标。其WPT模块采用的最基本的是双线圈结构，其根据初级发射线圈和次级接收线圈分别与其初级谐振补偿电容和次级谐振补偿电容的连接方式不同，可分为串联—串联(SS)拓扑、串联—并联(SP)拓扑、并联—串联(PS)拓扑、并联—并联(PP)拓扑。其中SS拓扑具有其初级反射阻抗与负载无关、适用于小负载***等良好特性，得到了大量的研究和应用。例如，申请公布号为CN 107681791 A,名称为“一种半桥谐振无线能量传输***”的专利申请，公开了一种半桥谐振无线能量传输***，包括直流电源、BUCK电路、半桥逆变电路、第一谐振器、第二谐振器和辅助电路，该发明主要通过BUCK电路以及辅助电路的控制实现***谐振状态的维持，以此实现较为高效的电能传输。但是其第一谐振器与第二谐振器中的线圈结构简单，其第二谐振器与负载直接相连，导致两个线圈之间的无线能量传输效率提升有限。
另外，对于SS拓扑，由于其自身特性的原因，对于较大负载而言，其对应的初级反射阻抗很小，这意味着在满足一定功率输出下其只需要很小的供电电压，直流稳压电源体积庞大，不易于无线能量***集成与产品化，但如果从接入市电开始自己设计一个无线能量传输***，其前级也需要设计含变压器的较为复杂的开关电源模块作为输入电源模块才能满足应用。综上所述，针对于较大负载情况，如何考虑从无线能量传输***的各个部分进行优化，设计一个完整的从接入市电开始的高效且构造简单的SS拓扑磁谐振无线能量传输***是一个有待解决的问题。
发明内容
本发明的目的在于克服上述现有技术存在的缺陷，提出了一种基于SS拓扑的磁谐振无线能量传输***，用于解决现有技术中存在的负载较大时效率较低和***复杂的技术问题。
为实现以上目的，本发明采用的技术方案包括顺次连接的输入电源模块1、初级逆变模块2、WPT模块3和次级整流滤波模块4，其中：
所述输入电源模块1，用于将输入的交流市电转化为可调直流电输出；
所述初级逆变模块2，用于将输入的直流电压转换为高频交流电压输出，包括第一开关MOS管S1和第二开关MOS管S2，S2的漏极端与S1的源极端相连，源极端接地；
所述WPT模块3，用于实现电能-磁能-电能的无线能量传输，包括相互串联的初级发射线圈Lp和其初级谐振补偿电容Cp，以及相互串联的次级接收线圈Ls和其次级谐振补偿电容Cs，且相互串联的初级发射线圈Lp和其初级谐振补偿电容Cp与相互串联的次级接收线圈Ls和其次级谐振补偿电容Cs相对排布；
所述次级整流滤波模块4，用于将输入的高频交流电转化为平滑稳定的直流电输出，包括由四个肖特基或快恢复类型的二极管构成的整流桥，以及与整流桥输出一端相连的第一滤波电容CL，所述第一滤波电容CL与整流桥输出的另一端接地；
所述输入电源模块1，包括市电输入模块11和DC_DC降压模块12，所述市电输入模块11，用于将输入的交流市电转化为平滑稳定的直流电输出，包括一端相互连接，另一端接地的工频整流桥和第二滤波电容C；所述DC_DC降压模块12，用于将输入电源模块11输出的直流电实现可调降压输出，包括高压功率MOS管Sb、快恢复二极管Db、电感Lb和第三滤波电容Cb；所述高压功率MOS管Sb的漏极端与所述第二滤波电容C未接地的那一端相连；所述快恢复二极管Db负极与Sb的源极端与相连，正极接地；所述电感Lb一端与所述快恢复二极管Db负极相连，另一端与所述第三滤波电容Cb和所述第一开关MOS管S1的漏极端相连，所述第三滤波电容Cb的另一端接地；
所述初级逆变模块2与所述WPT模块3之间连接有初级阻抗匹配模块5，该初级阻抗匹配模块5，用于提升所述初级逆变模块2的输出端端口阻抗，包括第一匹配电感Lf、第一匹配电容Cf、第二匹配电感Lm2和第二匹配电容Cm2；所述第一匹配电感Lf的一端与所述第一开关MOS管S1的源极端和第二开关MOS管S2的漏极端相连，另一端与所述第一匹配电容Cf的一端相连；所述第二匹配电容Cm2的一端与所述第一匹配电容Cf的另一端以及所述第二匹配电感Lm2的一端相连，该Cm2的另一端接地，所述第二匹配电感Lm2的另一端与所述初级谐振补偿电容Cp的一端相连；
所述WPT模块3与所述次级整流滤波模块4之间连接有次级阻抗匹配模块6，该次级阻抗匹配模块6，用于将所述WPT模块3的输出端口阻抗匹配到其最佳负载点，包括第三匹配电感Lm1以及与Lm1一端相连的第三匹配电容Cm1；所述第三匹配电容Cm1两端与所述次级整流滤波模块4中所述整流桥输入端连接，第三匹配电感Lm1的另一端与所述次级谐振补偿电容Cs的一端相连；
所述WPT模块3，其中的初级发射线圈Ls，包括初级U型磁芯和螺旋缠绕在初级U型磁芯底部的导线，次级接收线圈Lp，包括次级U型磁芯和螺旋缠绕在次级U型磁芯底部的导线，且初级U型磁芯和次级U型磁芯的开口相对。
上述基于SS拓扑的磁谐振无线能量传输***，所述第一匹配电感Lf和第一匹配电容Cf，以及第二匹配电感Lm2和第二匹配电容Cm2，分别满足如下条件：
其中，ω＝2πf，f为WPT模块的谐振频率，R为初级阻抗匹配模块输出端的等效端口阻抗，Re2为目标匹配等效阻抗，且R＝Re2，Rep为待匹配的WPT模块输入端的等效端口阻抗。
上述基于SS拓扑的磁谐振无线能量传输***，所述第三匹配电感Lm1和第三匹配电容Cm1满足如下条件：
其中f为WPT模块的谐振频率，Ropt为最佳目标匹配等效阻抗，Re为待匹配的次级整流滤波模块输入端的等效端口阻抗。
上述基于SS拓扑磁谐振无线能量传输***，所述螺旋缠绕在初级U型磁芯底部的导线和螺旋缠绕在次级U型磁芯底部的导线，采用单股铜线或多股利兹线。
本发明与现有技术相比，具有以下优点：
1.本发明WPT模块中螺旋缠绕有导线的初级U型磁芯和次级U型磁芯的开口相对，优化了线圈之间的磁耦合路径，增大了线圈之间的互感，提高了WPT模块的传输效率，同时通过次级阻抗匹配模块实现WPT模块的输出阻抗与最佳负载点的匹配，使WPT模块输出阻抗刚好对应其最大效率的输出，与现有技术相比，有效提高***效率。
2.本发明通过初级阻抗匹配模块提高初级逆变模块的输出阻抗，使得相同功率等级下所需的供电电压升高，从而使得DC_DC模块的输入输出电压差能够维持在一个合理的范围，在市电输入模块的基础上接入DC_DC降压模块作为输入电源，避免了现有技术在用电负载较大时采用直流稳压电源或含变压器的开关电源模块导致的结构复杂的缺陷，易于实现***集成。
附图说明
图1为本发明的的整体结构示意图；
图2为本发明的初级阻抗匹配模块原理电路图；
图3为本发明的WPT模块中初级线圈与次级线圈结构示意图；
图4为本发明的采用SS拓扑的WPT模块等效原理电路图；
图5为本发明的次级阻抗匹配模块原理电路图；
图6为本发明与未加次级阻抗匹配模块时的WPT模块输入输出端口平均功率对比仿真结果示意图；
图7为本发明与未加初级阻抗匹配模块时的初级逆变模块输入端供电电压对比仿真结果示意图；
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例，对本发明作进一步详细描述：
参照图1，本发明包括顺次连接的输入电源模块1、初级逆变模块2、初级阻抗匹配模块5、WPT模块3、次级阻抗匹配模块6和次级整流滤波模块4，其中：
所述输入电源模块，包括市电输入模块11和DC_DC降压模块12，该市电输入模块11，包括一端连接有工频整流桥，另一端接地的第二滤波电容C；所述工频整流桥将输入的220V/50Hz的交流市电转化为含有较大脉动成分的直流电，经过所述第二滤波电容滤波后极大的消除了其脉动成分，平滑稳定输出为308V±10％的高压直流电，输入到与之相连的所述DC_DC降压模块12当中。该DC_DC降压模块12，包括高压功率MOS管Sb、快恢复二极管Db、电感Lb和第三滤波电容Cb；所述高压功率MOS管Sb的漏极端与所述第二滤波电容C未接地的那一端相连；所述快恢复二极管Db负极与Sb的源极端与相连，正极接地；所述电感Lb一端与所述快恢复二极管Db负极相连，另一端与所述第三滤波电容Cb相连，所述第三滤波电容Cb的另一端接地；所述DC_DC降压模块12通过给予所述高压功率MOS管Sb栅极端一定占空比的高频脉冲信号输入，控制所述高压功率MOS管Sb的开关与闭合，并经过所述快恢复二极管Db、电感Lb和第三滤波电容Cb的作用后将输入电压降低输出，为后级模块提供一定功率下的所需电压值，改变所述脉冲信号的占空比大小，即可实现可调电压输出；在所述市电输入模块11的基础上接入所述DC_DC降压模块12，对比复杂的含变压器的开关电源模块和直接采用直流稳压电源对无线能量传输***供电而言，所用器件较少，设计较为简单，易于***集成与产品化，因此对于从市电输入开始设计的无线能量传输***来说比较有优势；然而，其转化效率与输出输入电压差有关，且输出电压与输入电压相差越大，其转化效率越低。一般来说，输出电压为输入电压的20％以上时才能保证此模块有一个较高的效率，否则效率将比较低下，不再适用于一个要求高效的无线能量传输***当中。
所述初级逆变模块2，包括第一开关MOS管S1和第二开关MOS管S2，S2的漏极端与S1的源极端相连，源极端接地；所述初级逆变模块2通过分别给予第一开关MOS管S1和第二开关MOS管S2的栅极两路180度反相的占空比为50％的高频脉冲信号(该脉冲信号的频率需与所述WPT模块谐振频率保持一致)，此时两管交替导通，将其输入的直流电压转化为高频方波电压输出。
所述初级阻抗匹配模块5，包括第一匹配电感Lf、第一匹配电容Cf、第二匹配电感Lm2和第二匹配电容Cm2；所述第一匹配电感Lf的一端与所述第一开关MOS管S1源极端相连，另一端与所述第一匹配电容Cf的一端相连；所述第二匹配电容Cm2的一端与所述第一匹配电容Cf的另一端以及所述第二匹配电感Lm2的一端相连，该Cm2的另一端接地，所述第二匹配电感Lm2的另一端与所述初级谐振补偿电容Cp的一端相连；如前所述，所述DC_DC降压模块12的应用与其输出输入电压差有关，其转化效率的大小决定了其适用与否，经过市电输入模块后，DC_DC降压模块的输入电压为308V±10％的高压直流电，为了使其适用于无线能量传输***，需要保证其输入输出电压差在一个较为合理的范围之内，即其输出电压不能太小；然而当SS拓扑磁谐振无线能量传输***对应较大负载时，由于其自身特性的原因，其所述WPT模块对应的初级反射阻抗很小，即其输入端的等效端口阻抗很小，这意味着在满足一定功率输出下其只需要很小的供电电压。所述初级阻抗匹配模块6的作用就是在于将原所述初级逆变模块2的输出阻抗由原来较小的所述WPT模块3的输入阻抗提升为一个较大的阻抗值，由此提高在满足一定功率的输出情况下所述初级逆变模块2所需的电压，也即提高所述DC_DC降压模块5的输出电压，使其满足此时在SS拓扑磁谐振无线能量传输***中的应用。参照图2，所述初级阻抗匹配模块6的具体设计原理和过程如下：
如图2所示，从电容Cm2左侧看进去的所述初级阻抗匹配模块6的输入端口阻抗可表示为
Ze2＝Re2+jXe2 (1)
令所述WPT模块3输入端的等效端口阻抗为Rep，为了将这种阻抗变换网络应用在对Rep的变换上，则必须使上式的等效阻抗虚部为0，且实部等于我们所需要的较大的目标匹配等效阻抗Re2，即对于上式而言，需满足
其中，Xm3、Xm4分别为第二匹配电容Cm2和第二匹配电感Lm2的电抗值。
对上述方程组而言，只有当Re2＞Rep时才有实数解，此时匹配网络的参数为
即
其中，f为所述WPT模块的谐振频率。
但此时完整的所述初级阻抗匹配模块6还需要包含所述初级阻抗匹配模块6中的第一匹配电感Lf、第一匹配电容Cf，因为所述初级逆变模块2输出的为高频方波电压，需要设计由第一匹配电感Lf、第一匹配电容Cf组成的谐振滤波网络，将其输出的高频方波电压滤波变成接近标准的正弦交流电，否则，此阻抗匹配结果将非常不准确。此时LC参数的设计可按照
进行设计，R为所述初级阻抗匹配模块5输出端的等效端口阻抗，且R＝Re2，此处Re2被匹配到一个较大的阻抗值，以此使得所述初级逆变模块2前级供电所需供电电压增大，在所述市电输入模块11的基础上加入较为简单的所述DC_DC降压模块12就可以高效做到，从而使得前级供电模块复杂度减小，且当所述初级逆变模块2所需电压越高，即所述DC_DC降压模块12降压输出的电压值越高，其降压转换效率越高。
所述WPT模块3，包括相互串联的初级发射线圈Lp和其初级谐振补偿电容Cp，以及相互串联的次级接收线圈Ls和其次级谐振补偿电容Cs，且相互串联的初级发射线圈Lp和其初级谐振补偿电容Cp与相互串联的次级接收线圈Ls和其次级谐振补偿电容Cs相对排布；具体工作时，初级发射线圈Lp和其初级谐振补偿电容Cp构成初级谐振回路，次级接收线圈Ls和其次级谐振补偿电容Cs构成次级谐振回路，初级逆变模块输出交流电压频率与磁耦合谐振部分中两个谐振回路的固有频率相同，初级逆变模块注入的能量在初级端谐振回路中进行电能—磁场能的变换，当初级发射线圈Lp产生的电磁场被具有相同共振频率的次级端谐振回路感应到时，两个谐振回路即发生共振，并在电感线圈间以电磁场的方式进行能量的传输，最终再经接收端谐振回路磁场能-电能的转换为后级模块供电。在WPT模块中，常用线圈结构为平面螺旋线圈和立体螺旋线圈，一旦线圈确定，谐振频率确定，则其传输特性确定。要想获得更好的传输特性，如效率等，则需要对传统线圈形式进行改进。参照图3，其中的初级发射线圈Ls，包括初级U型磁芯和螺旋缠绕在初级U型磁芯底部的导线，次级接收线圈Lp，包括次级U型磁芯和螺旋缠绕在次级U型磁芯底部的导线，且初级U型磁芯和次级U型磁芯的开口相对，线圈导线线材为单股铜线或多股利兹线。具体可选的，本发明中初次级线圈与磁芯保持一致，线圈线径(直径)r为1mm，匝数为28匝，磁芯截面为正方形，边长D1＝18mm，长度D2＝44mm，D3＝20mm，间距d＝30mm。WPT模块的效率与初级和次级线圈间的互感等参量有关，在其他参量都确定的情况下，其互感越大，传输效率越高，对比传统线圈形式，螺旋缠绕有导线的初级U型磁芯和次级U型磁芯的开口相对，优化了线圈之间的磁耦合路径，增大了线圈之间的互感，其磁场耦合效应进一步增强，从而提高了WPT模块的传输效率。
所述次级阻抗匹配模块6，包括第三匹配电感Lm1以及与Lm1一端相连的第三匹配电容Cm1；所述第三匹配电容Cm1另一端与所述次级整流滤波模块4中所述整流桥输入端连接，第三匹配电感Lm1的另一端与所述次级谐振补偿电容的一端相连；所述次级阻抗匹配模块6的作用是将所述WPT模块3的输出端口阻抗匹配到其最佳负载点上，因为其对应不同负载的效率不同，实际应用的供电负载很难刚好位于其最佳负载点上，将其匹配到最佳负载点能够有效的实现所设计的所述WPT模块3的最大效率传输。参照图4，本发明中采用SS拓扑的WPT模块可等效为图4所示的原理电路图，其中Rpr表示初级发射线圈的内阻，Rsr表示次级接收线圈的内阻，Re为级联在后级输出端的等效阻抗，也即上述次级整流桥滤波模块4输入端的等效阻抗，ω是WPT模块的谐振角频率，M为两个线圈之间的互感。
Zp和Zs分别代表两端阻抗，那么由KVL可得到下面的方程：
两式联立可推出
由戴维宁定理，电源的等效负载为
其中，第二项为次级折算到发射端的等效反射阻抗
Zp和Zs可分别表示为
根据串联谐振条件取那么在谐振条件下，上式可化简，得到
电源等效负载可简化为
此Zep即为所述WPT模块3输入端的等效端口阻抗Rep，由此式可知，Rep与Re成反比关系，所述WPT模块3的输出端端口阻抗越大，也即对应的用电负载越大，其输入端的等效端口阻抗越小，一定功率输出下其所需的供电电压就越小。
定义磁谐振机构的效率η为Re吸收的有功功率Pe和初级侧输入端提供的有功功率Pp之比，则可得
同理谐振条件下可化简为：
发射线圈与接收线圈各自的品质因数分别为而线圈之间的耦合系数k与互感M的关系为将它们全部代入上式可获得WPT的传输效率η关于Qp和Qs、耦合系数k、等效负载Re的效率表达式，根据可得WPT模块的最大传输效率和对应的最佳负载点(即最佳目标匹配等效阻抗)分别为：
由此，本发明设计所述次级阻抗匹配模块6，用于将所述WPT模块的输出端口阻抗匹配到其最佳负载点上，以此实现WPT模块的最大效率传输。参照图5，从第三匹配电感Lm1左侧看进去的所述次级阻抗匹配模块7的输入端口阻抗可表示为
Ze1＝Re1+jXe1 (15)
为了将这种阻抗变换网络应用在对Re的变换上，则必须使上式的等效阻抗虚部为0，且实部等于我们需要的目标匹配阻抗Ropt，即对于上式而言，需满足
对上述方程组而言，只有当Ropt＜Re时才有实数解，此时匹配网络的参数为
其中，Xm1、Xm2分别为第三匹配电容Cm1和第三匹配电感Lm1的电抗值。
即
其中，f为所述WPT模块的谐振频率。
所述次级整流滤波模块4，包括由四个肖特基或快恢复类型的二极管构成的整流桥，以及与整流桥输出端相连的第一滤波电容CL，所述第一滤波电容CL的另一端接地；所述次级整流滤波模块4的输入为高频交流电，一般的二极管用于整流极易损坏且损耗较大，所以这里需要采用损耗较小且恢复时间较快的肖特基或快恢复类型的二极管；所述次级整流滤波模块4将次级接收到的高频交流电转化为平滑稳定的直流电供给用电负载RL，一般地，其输入端等效端口阻抗Re满足关系式
以下结合仿真实验，对本发明的技术效果作进一步说明：
1、仿真条件及内容：
1.1现在PSPICE商业软件中搭建如图1所示的***电路，令输出功率为30W,负载RL为50欧姆，CL为100uF，初级逆变模块输出端口阻抗即初级阻抗匹配模块的目标匹配等效阻抗Re2为100欧姆，所设计的WPT***初级线圈Lp为121.52uH、串联谐振补偿电容Cp为83.4nF，谐振频率为50k，内阻Rpr为0.06欧姆，次级线圈Lp＝Ls，补偿电容Cp＝Cs，内阻Rsr＝Rpr，耦合系数k＝0.105，Cb为188.8uF，Lb为1.73mH，C为1000uF，另外综合上述式(4)(5)(11)(16)(19)计算可得其他参数为Cm1＝237.34nF，Lm1＝38.48uF，Cm2＝155.08nF，Lm2＝62.69uF，Lf＝590uF，Cf＝17.15nF。
1.2仿真加入次级阻抗匹配模块与未加时的WPT模块输入输出端口的平均功率，仿真结果如图6所示。
1.3仿真加入初级阻抗匹配模块与未加时初级逆变模块所需的供电电压值，仿真结果如图7所示。
2、仿真结果：
如图6所示，图6(a)为加入次级阻抗匹配模块时WPT模块的输入端口与输出端口的平均功率曲线，则其效率为输出/输入＝31.028/32.100＝0.9666；图6(b)为未加次级阻抗匹配模块时WPT模块的输入端口与输出端口的平均功率曲线，同理可得其效率为0.8646，可见，次级阻抗匹配模块的引入较大程度上提高了WPT模块的传输效率。
如图7所示，图7(a)为加入初级阻抗匹配模块时初级逆变模块输入端所需的电压值，为122V，此时电压较高，与308V±10％的电压相比相差不是特别大，能够维持DC_DC模块的输入输出电压差在一个合理的范围，使得市电输入模块加DC_DC降压模块共同构成的输入电源模块得以适用，简化***；而图7(b)为未加初级阻抗匹配模块时初级逆变模块输入端所需的电压值(最终负载输出功率30W不变)，此时仅为27.3V，此时DC_DC降压模块将不再适用于初逆变模块前端的供电。

Claims (4)

1.一种基于SS拓扑的磁谐振无线能量传输***，包括顺次连接的输入电源模块(1)、初级逆变模块(2)、WPT模块(3)和次级整流滤波模块(4)，其中：
所述输入电源模块(1)，用于将输入的交流市电转化为可调直流电输出；
所述初级逆变模块(2)，用于将输入的直流电压转换为高频交流电压输出，包括第一开关MOS管S1和第二开关MOS管S2，S2的漏极端与S1的源极端相连，源极端接地；
所述WPT模块(3)，用于实现电能-磁能-电能的无线能量传输，包括相互串联的初级发射线圈Lp和其初级谐振补偿电容Cp，以及相互串联的次级接收线圈Ls和其次级谐振补偿电容Cs，且相互串联的初级发射线圈Lp和其初级谐振补偿电容Cp与相互串联的次级接收线圈Ls和其次级谐振补偿电容Cs相对排布；
所述次级整流滤波模块(4)，用于将输入的高频交流电转化为平滑稳定的直流电输出，包括由四个肖特基或快恢复类型的二极管构成的整流桥，以及与整流桥输出一端相连的第一滤波电容CL，所述第一滤波电容CL与整流桥输出的另一端接地；
其特征在于：
所述输入电源模块(1)，包括市电输入模块(11)和DC_DC降压模块(12)，所述市电输入模块(11)，用于将输入的交流市电转化为平滑稳定的直流电输出，包括一端相互连接，另一端接地的工频整流桥和第二滤波电容C；所述DC_DC降压模块(12)，用于将输入电源模块(11)输出的直流电实现可调降压输出，包括高压功率MOS管Sb、快恢复二极管Db、电感Lb和第三滤波电容Cb；所述高压功率MOS管Sb的漏极端与所述第二滤波电容C未接地的那一端相连；所述快恢复二极管Db负极与Sb的源极端与相连，正极接地；所述电感Lb一端与所述快恢复二极管Db负极相连，另一端与所述第三滤波电容Cb和所述第一开关MOS管S1的漏极端相连，所述第三滤波电容Cb的另一端接地；
所述初级逆变模块(2)与所述WPT模块(3)之间连接有初级阻抗匹配模块(5)，该初级阻抗匹配模块(5)，用于提升所述初级逆变模块(2)的输出端端口阻抗，包括第一匹配电感Lf、第一匹配电容Cf、第二匹配电感Lm2和第二匹配电容Cm2；所述第一匹配电感Lf的一端与所述第一开关MOS管S1的源极端和第二开关MOS管S2的漏极端相连，另一端与所述第一匹配电容Cf的一端相连；所述第二匹配电容Cm2的一端与所述第一匹配电容Cf的另一端以及所述第二匹配电感Lm2的一端相连，该Cm2的另一端接地，所述第二匹配电感Lm2的另一端与所述初级谐振补偿电容Cp的一端相连；
所述WPT模块(3)与所述次级整流滤波模块(4)之间连接有次级阻抗匹配模块(6)，该次级阻抗匹配模块(6)，用于将所述WPT模块(3)的输出端口阻抗匹配到其最佳负载点，包括第三匹配电感Lm1以及与Lm1一端相连的第三匹配电容Cm1；所述第三匹配电容Cm1两端与所述次级整流滤波模块(4)中所述整流桥的输入端连接，第三匹配电感Lm1的另一端与所述次级谐振补偿电容Cs的一端相连；
所述WPT模块(3)，其中的初级发射线圈Ls，包括初级U型磁芯和螺旋缠绕在初级U型磁芯底部的导线，次级接收线圈Lp，包括次级U型磁芯和螺旋缠绕在次级U型磁芯底部的导线，且初级U型磁芯和次级U型磁芯的开口相对。
2.根据权利要求1所述的基于SS拓扑的磁谐振无线能量传输***，其特征在于：所述第一匹配电感Lf和第一匹配电容Cf，以及第二匹配电感Lm2和第二匹配电容Cm2，分别满足如下条件：
其中，ω＝2πf，f为WPT模块的谐振频率，R为初级阻抗匹配模块输出端的等效端口阻抗，Re2为目标匹配等效阻抗，且R＝Re2，Rep为待匹配的WPT模块输入端的等效端口阻抗。
3.根据权利要求1所述的基于SS拓扑的磁谐振无线能量传输***，其特征在于：所述第三匹配电感Lm1和第三匹配电容Cm1满足如下条件：
其中f为WPT模块的谐振频率，Ropt为最佳目标匹配等效阻抗，Re为待匹配的次级整流滤波模块输入端的等效端口阻抗。
4.根据权利要求1所述的基于SS拓扑磁谐振无线能量传输***，其特征在于：所述螺旋缠绕在初级U型磁芯底部的导线和螺旋缠绕在次级U型磁芯底部的导线，采用单股铜线或多股利兹线。
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