CN113261191B - 双向多端口功率转换***及方法 - Google Patents

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Abstract

双向功率转换***包括三个功率转换端口。第一功率转换端口包括功率因数校正设备和初级功率转换网络。第二功率转换端口包括多个开关和多个二极管，其中，所述第二功率转换端口的输出电压通过调整所述功率因数校正设备的输出电压以及通过调整所述初级功率转换网络的运行参数来调节。第三功率转换端口，包括第一开关网络和级联连接的功率稳压器，其中，所述第一功率转换端口、所述第二功率转换端口和所述第三功率转换端口通过变压器彼此磁性耦接。

Description

双向多端口功率转换***及方法
技术领域
本公开涉及一种双向多端口功率转换***，并且在特定实施例中，涉及一种连接在单相AC电源和多个电池之间的双向三端口功率转换***。
背景技术
由于在新技术指数级发展中的不断改进，电力电子行业经历了快速的增长。随着电力电子技术的进一步发展，车载电池充电器已成为某些新能源应用的关键要素。电动汽车(electric vehicles，EV)是最重要的新能源应用之一。不同的EV配备有不同容量和电压的电池。EV需要合适的充电器为各种电池充电。
车载电池充电器包括用于将交流(alternating current，AC)电源转换为直流(direct current，DC)电源的电路。车载电池充电器可以包括AC/DC级和DC/DC级。AC/DC级的输入连接到AC公用线路。AC/DC级用于将来自AC公用线路的AC输入电压转换为合适的DC总线电压。AC/DC级可以包括各种电磁干扰(electromagnetic interference，EMI)滤波器，由四个二极管形成的桥式整流器(bridge rectifier)和功率因数校正电路(power factorcorrection circuit)。
EMI滤波器用于减少高频噪声，该噪声可能会对车载电池充电器的其他设备造成干扰。由于使用了EMI滤波器，因此车载电池充电器可以满足各种EMI规定(regulation)。桥式整流器将AC电压转换为全波(full-wave)整流DC电压。这样的全波整流DC电压为功率因数校正电路提供DC输入电压。可以通过诸如升压型转换器(boost converter)之类的合适的功率转换器来实现功率因数校正电路。通过采用适当的控制电路，升压型转换器能够将输入线路电流整形为正弦波，并且与AC输入源的正弦波输入电压同相。由此，按照各种国际标准的要求，AC/DC级的功率因数可以接近于1(close to unity)。
DC/DC级连接在AC/DC级的输出与多个电池之间。DC/DC级可以包括隔离型(isolated)DC/DC功率转换器，该隔离型DC/DC功率转换器具有一个初级绕组、多个次级绕组和多个整流器，用于将DC总线电压转换为用于对多个电池充电的多个隔离型DC电压
发明内容
本发明的优选实施例提供了一种用于在AC电源和多个电池之间进行双向功率传输的功率转换***和方法，通过本公开的优选实施例，大体解决或避免了这些问题，并且总体上实现了技术优点。
根据一个实施例，功率转换***包括三个功率转换端口。第一功率转换端口包括功率因数校正设备和初级功率转换网络。第二功率转换端口包括多个开关和多个二极管，所述第二功率转换端口的输出电压通过调整所述功率因数校正设备的输出电压以及通过调整所述初级功率转换网络的运行参数来调节。第三功率转换端口，包括第一开关网络和与所述第一开关网络级联连接的功率稳压器，所述第一功率转换端口、所述第二功率转换端口和所述第三功率转换端口通过变压器彼此磁性耦接。
所述功率因数校正设备是三电平中点箝位型功率因数校正转换器。所述初级功率转换网络是三级电感器-电感器-电容器(LLC)转换器。所述多个开关和所述多个二极管形成第一整流器以及并联连接到所述第一整流器的第二整流器，所述第一开关网络是第三整流器，并且所述功率稳压器是降压型DC/DC转换器。
所述第一整流器包括第一开关，与所述第一开关串联连接的第二开关，第三开关以及与所述第三开关串联连接的第四开关，其中，所述第一开关和所述第二开关的公共节点连接到所述变压器的第一次级绕组的第一端子，并且所述第三开关和所述第四开关的公共节点通过第一次级电容器连接到所述变压器的所述第一次级绕组的第二端子。所述第二整流器包括第一二极管，与所述第一二极管串联连接的第二二极管，第三二极管以及与所述第三二极管串联连接的第五开关，其中，所述第一二极管和所述第二二极管的公共节点连接到所述变压器的第二次级绕组的第一端子，并且所述第三二极管和所述第五开关的公共节点通过第二次级电容器连接到所述变压器的所述第二次级绕组的第二端子。
通过将所述第四开关和所述第五开关配置为常开开关，将所述第一整流器和所述第二整流器分别配置为第一电压增倍器和第二电压增倍器。
所述第三整流器包括第六开关，与所述第六开关串联连接的第七开关，第八开关以及与所述第八开关串联连接的第九开关，其中，所述第六开关和所述第七开关的公共节点连接到所述变压器的第三次级绕组的第一端子，并且所述第八开关和所述第九开关的公共节点通过第三次级电容器连接到所述变压器的所述第三次级绕组的第二端子。
根据另一个实施例，一种方法包括通过功率因数校正设备、初级功率转换网络以及第一次级功率转换网络将能量从AC电源传输到第一DC负载，所述第一次级功率转换网络通过变压器磁性耦接到所述初级功率转换网络；以及通过所述功率因数校正设备、所述初级功率转换网络以及包括功率稳压器的第二次级功率转换网络将能量从所述AC电源传输到第二DC负载，所述第二次级功率转换网络通过所述变压器磁性耦接到所述初级功率转换网络。
所述方法还包括通过调整所述功率因数校正设备的输出电压来调节所述第一DC负载两端的电压，以及通过调整所述功率稳压器的占空比来调节所述第二DC负载两端的电压。
所述方法还包括响应于第一***运行条件将所述功率稳压器配置为以旁路模式工作，其中所述功率稳压器的输入电压在第一预定范围内。
所述方法还包括响应于第二***运行条件将所述功率稳压器配置为作为线性稳压器工作，其中，所述功率稳压器的输入电压在第二预定范围内。
该方法进一步包括将所述第一DC负载配置为电源，以为所述第二DC负载和连接到所述AC电源的端子的AC负载中的至少一个提供功率。
该方法还通过接通所述第二次级功率转换网络的第三整流器的两个下部开关以使所述变压器的次级侧绕组短路，将所述第二次级功率转换网络配置为以升压型转换器模式运行，其中，所述第三整流器和所述功率稳压器级联连接在所述次级侧绕组和所述第二DC负载之间。
根据又一个实施例，一种功率转换***，包括：级联连接在AC电源和变压器的第一绕组之间的功率因数校正设备和功率转换网络；并联连接的第一桥和第二桥，其中，所述第一桥在所述变压器的第二绕组与第一DC负载之间，所述第二桥在所述变压器的第三绕组与所述第一DC负载之间；以及第三桥以及级联连接在所述变压器的第四绕组和第二DC负载之间的功率稳压器。
本公开的实施例的优点是实现AC电源和多个电池之间的双向高效功率转换***。
前述内容已经相当广泛地概述了本公开的特征和技术优点，以便下面的本公开的详细描述可以被更好地理解。在下文中将描述形成本公开技术方案的主题的本公开的附加特征和优点。本领域技术人员应当理解，所公开的概念和特定实施例可以容易地用作修改或设计用于实现本公开相同目的的其他结构或过程的基础。本领域技术人员还应该认识到，这样的等同构造不脱离所附权利要求书中阐述的本公开的精神和范围。
附图说明
为了更完整地理解本公开及其优点，现在结合附图参考下面的说明，其中：
图1示出了根据本公开的各种实施例的双向多端口功率转换***；
图2示出了根据本公开的各种实施例的图1中所示的(在将多端口功率转换***配置为作为AC/DC***运行之后的)双向多端口功率转换***的框图；
图3示出了根据本公开的各种实施例的双向三端口功率转换***的框图；
图4示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的双向三端口功率转换***的第一实施方式的示意图；
图5示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的双向三端口功率转换***的第二实施方式的示意图；
图6示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的双向三端口功率转换***的第三实施方式的示意图；
图7示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的(在将双向三端口功率转换***的第一DC负载配置为向第二DC负载提供功率的电源之后的)双向三端口功率转换***的框图；
图8示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的(在将双向三端口功率转换***的第一DC负载配置为向AC负载提供功率的电源以之后的)双向三端口功率转换***的框图；
图9示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的(在将双向三端口功率转换***的第一DC负载配置为向第二DC负载和AC负载提供功率的电源之后的)双向三端口功率转换***的框图；
图10示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的(在将双向三端口功率转换***的第二DC负载配置为向第一DC负载提供功率的电源之后的)双向三端口功率转换***的框图；
图11示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的(在将双向三端口功率转换***的第二DC负载配置为向AC负载提供功率的电源以之后的)双向三端口功率转换***的框图；
图12示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的(在将双向三端口功率转换***的第二DC负载配置为向第一DC负载和AC负载提供功率的电源之后的)双向三端口功率转换***的框图；
图13示出了根据本公开的各种实施例的(在将双向三端口功率转换***的第一DC负载和第二DC负载配置为向AC负载提供功率的电源以之后的)双向三端口功率转换***的框图；
图14示出了根据本公开的各种实施例的一种用于控制图3中所示的双向三端口功率转换***的方法的流程图；
图15示出了根据本公开的各种实施例的另一种用于控制图3中所示的双向三端口功率转换***的方法的流程图；以及
图16示出了根据本公开的各种实施例的又一种用于控制图3中所示的双向三端口功率转换***的方法的流程图。
除非另外指出，否则不同附图中的相应数字和符号通常指代相应的部分。附图是以清楚地示出各种实施例的相关方面而绘制，并且不一定按比例绘制。
具体实施方式
下面详细讨论当前优选实施例的制造和使用。然而，应当理解，本公开提供了许多可应用的发明构思，其可以在各种各样的特定环境中体现。所讨论的特定实施例仅是制造和使用本公开的特定方式的说明，并且不限制本公开的范围。
将参考在特定上下文中的优选实施例(即双向多端口功率转换***中)描述本公开。然而，本公开也可以应用于各种功率转换***。在下文中，将参考附图详细解释各种实施例。
图1示出了根据本公开的各种实施例的双向多端口功率转换***。双向多端口功率转换***100连接在AC元件101与多个DC元件122和124之间。取决于不同的应用和设计需求，AC元件101可以实施为AC电源或AC负载。同样，多个DC元件122和124可以实施为DC负载或DC电源。
在整个说明书中，根据不同的***配置，AC元件101可以可替代地称为AC电源101或AC负载101。同样，根据不同的***配置，多个DC元件122和124中的每一个可以可替代地称为DC负载或DC电源。
在一些实施例中，当双向多端口功率转换***100被配置为将AC功率转换为DC功率时，AC元件101实施为来自公用电网的AC电源。更具体地，AC元件101可以实施为单相AC电源。多个DC元件122和124可以是多个DC负载，例如电池组、下游功率转换器等。在一些实施例中，DC元件122和124可以是电动车辆的电池。图1中所示的双向多端口功率转换***100可以用作电动车辆充电转换器。
在替代实施例中，当双向多端口功率转换***100被配置为将DC功率转换为不同DC负载之间的DC功率时，多个DC元件之一(例如，DC元件122)用作DC电源，并且另一个DC元件(例如，DC元件124)被配置为DC负载。DC电源能够通过双向多端口功率转换***100向DC负载提供功率。应当注意，DC电源(例如，DC元件122)能够通过双向多端口功率转换***100为多个DC负载(例如，DC元件124)提供功率。
此外，当双向多端口功率转换***100被配置为将DC功率转换为AC功率时，DC元件中的至少一个(例如，DC元件122)可以实施为DC电源。AC元件101实施为AC负载。一个(例如，DC元件122)或多个DC元件(例如，DC元件122和124)的组合可以向AC负载101提供功率。
在一些实施例中，双向多端口功率转换***100可以包括具有初级绕组和多个次级绕组的变压器。双向多端口功率转换***100进一步包括级联连接在AC元件101和该变压器的初级绕组之间的功率因数校正设备和初级功率转换网络。多个次级功率转换网络分别连接在多个次级绕组和DC元件之间。下面将参考图2描述双向多端口功率转换***100的详细结构。
在运行中，双向多端口功率转换***100可以被配置为AC/DC功率转换***。AC元件101是单相AC电源。功率因数校正设备被配置为将双向多端口功率转换***100的功率因数通过调整流入功率因数校正设备的输入电流调整到近似等于1的水平。此外，功率因数校正设备能够在很宽的范围内改变其输出电压。如此宽的范围有助于调节双向多端口功率转换***100的主输出电压。
初级功率转换网络可以实施为三级电感器-电感器-电容器(LLC)谐振转换器。在一些实施例中，三级LLC谐振转换器能够以基本等于三级LLC谐振转换器的谐振频率的开关频率进行操作。由于使三级LLC谐振转换器在基本等于谐振频率的开关频率下运行，双向多端口功率转换***100是一种高效功率转换***。
多个次级功率转换网络实施为次级整流器，每个次级整流器能够将从变压器的次级绕组接收的交变极性波形(alternating polarity waveform)转换为单极性波形(single polarity waveform)。
在运行中，双向多端口功率转换***100可以被配置为DC/DC功率转换***。AC元件101与双向多端口功率转换***100断开连接。DC元件之一(例如，DC元件122)被配置为DC电源。其他DC元件中的至少一个(例如，DC元件124)被配置为DC负载。DC电源122用于通过双向多端口功率转换***100为DC负载124提供功率。特别地，连接到DC电源122的次级功率转换网络被配置为全桥开关网络。连接到DC负载124的次级功率转换网络被配置为次级整流器。通过全桥开关网络、变压器和次级整流器将功率从DC电源122传输到DC负载124。
在运行中，双向多端口功率转换***100可以被配置为DC/AC功率转换***。AC元件101实施为AC负载。DC元件中的至少一个(例如，DC元件122)被配置为DC电源。DC电源122用于通过双向多端口功率转换***100为AC负载101提供功率。特别地，连接到DC电源122的次级功率转换网络被配置为全桥开关网络。初级功率转换网络被配置为整流器，该整流器将从变压器的初级绕组接收的交变极性波形转换为单极性波形，并建立DC电压总线。功率因数校正设备被配置为逆变器，以将DC电压总线上的DC电压转换为用于AC负载101的AC电压。
在运行中，双向多端口功率转换***100可以被配置为混合功率转换***。AC元件101实施为AC负载。DC元件中的至少一个(例如，DC元件122)被配置为DC电源，并且其他DC元件中的至少一个(例如，DC元件124)被配置为DC负载。DC电源122用于通过双向多端口功率转换***100同时为AC负载101和DC负载124提供功率。特别地，连接到DC电源122的次级功率转换网络被配置为全桥开关网络。连接到DC负载124的次级功率转换网络被配置为次级整流器。初级功率转换网络被配置为整流器，该整流器将从变压器的初级绕组接收的交变极性波形转换为单极性波形，并建立DC电压总线。功率因数校正设备被配置为逆变器，以将DC电压总线上的DC电压转换为用于AC负载101的AC电压。
图2示出了根据本公开的各种实施例的图1中所示的(在将多端口功率转换***配置为作为AC/DC***运行之后的)双向多端口功率转换***的框图。双向多端口功率转换***100包括级联连接在AC元件101和变压器191的初级绕组NP之间的功率因数校正设备102和初级功率转换网络104。双向多端口功率转换***100还包括多个次级功率转换网络112和114。如图2中所示，次级功率转换网络112连接在次级绕组NS11、NS12和DC元件122之间。次级功率转换网络114连接在次级绕组NS2和DC元件124之间。
应当认识到，尽管图2示出了具有两个次级功率转换网络的双向多端口功率转换***100，但是双向多端口功率转换***100可以容纳任意数量的次级功率转换网络及其各自的DC元件。类似于次级功率转换网络112的***配置，次级功率转换网络112和114之间的每个次级功率转换网络可以与两个次级绕组连接。可替代地，类似于次级功率转换网络114的***配置，次级功率转换网络112和114之间的每个次级功率转换网络可以与一个次级绕组连接。
在一些实施例中，双向多端口功率转换***100的功率因数校正设备102被配置为将双向多端口功率转换***100的功率因数通过调整流入功率因数校正设备102的输入电流调整到近似等于1的水平。功率因数校正设备102可以实施为任何合适的功率因数校正转换器，诸如升压型(boost)功率因数校正整流器、维也纳(Vienna)整流器等。下面将参考图4描述功率因数校正设备102的详细示意图。
在一些实施例中，初级功率转换网络104实施为三级LLC谐振转换器。更具体地，初级功率转换网络104包括三级LLC谐振转换器的初级侧开关网络和谐振回路(resonanttank)。在一些实施例中，初级功率转换网络104被配置为非稳压功率转换器(unregulatedpower converter)。初级功率转换网络104的多个开关的开关频率等于谐振回路的谐振频率。可替代地，取决于设计需要和不同应用，三级LLC谐振转换器的多个开关的开关频率可以在狭窄的范围内变化，以协助双向多端口功率转换***100调节输出电压之一。下面将参考图4描述初级功率转换网络104的详细示意图。
变压器191在双向多端口功率转换***100的初级侧(具有102和104的一侧)和次级侧(具有112和114的一侧)之间提供电隔离。如图2中所示，根据一实施例，变压器191可以由初级变压器绕组和多个次级变压器绕组(例如，绕组NS11、NS12和NS2)形成。应当注意，本文和整个说明书中所示出的变压器仅是示例，其不应过度地限制本公开技术方案的范围。本领域普通技术人员将意识到到许多变化、替代和修改。例如，变压器191可以进一步包括各种偏置绕组和栅极驱动辅助绕组。
次级功率转换网络(例如，次级功率转换网络112)将从变压器191的次级绕组接收的交变极性波形转换为单极性波形。次级功率转换网络可以由诸如n型金属氧化物半导体(n-type metal oxide semiconductor，NMOS)晶体管的两对开关元件形成。可替代地，次级功率转换网络可以由两对二极管形成。此外，次级功率转换网络可以由开关元件和二极管的组合形成。次级功率转换网络也可以由其他类型的可控设备形成，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(metal oxide semiconductor field effect transistor，MOSFET)设备、双极结型晶体管(bipolar junction transistor，BJT)设备、超结型晶体管(superjunction transistor，SJT)设备、绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolartransistor，IGBT)设备等。下面将参考图4讨论次级功率转换网络的详细操作和结构。
应当注意，三级LLC谐振转换器仅仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到到许多变化、替代和修改。初级功率转换网络104可以实施为任何合适的隔离型转换器，例如反激转换器(flyback converter)、正向转换器(forward converter)、推挽转换器(push-pull converter)、半桥转换器(half-bridgeconverter)、全桥转换器(full-bridge converter)以及其任何组合等。
图3示出了根据本公开的各种实施例的双向三端口功率转换***的框图。双向三端口功率转换***200，除了只有两个次级功率转换网络连接到变压器191，与图2中所示的双向多端口功率转换***100类似。
如图3中所示，双向三端口功率转换***200的第一端口包括级联连接在AC元件101和初级绕组NP之间的功率因数校正设备102和初级功率转换网络104。第二端口包括连接在次级绕组NS11、NS12和DC元件122之间的第一次级功率转换网络112。第三端口包括连接在次级绕组NS2和DC元件124之间的第二次级功率转换网络114。如图3中所示，第二次级功率转换网络114包括级联连接的第一网络141和第二网络142。在一些实施例中，第一网络141是整流器，第二网络142是用于调节施加到DC元件124的电压的功率稳压器。
图4示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的双向三端口功率转换***的第一实施方式的示意图。双向三端口电力转换***200包括功率因数校正设备102、初级功率转换网络104、变压器191、第一次级功率转换网络112以及包括第一网络141和功率稳压器142的第二次级功率转换网络。功率因数校正设备102实施为中点钳位(neutral-pointclamped，NPC)升压型功率因数校正转换器。在整个说明书中，功率因数校正设备102可以可替代地称为NPC升压型功率因数校正转换器。初级功率转换网络104包括三级LLC谐振转换器的初级侧网络。在整个说明书中，初级功率转换网络104可以可替代地称为三级LLC谐振转换器。
第一次级功率转换网络112包括二极管整流器和同步整流器。在整个说明书中，同步整流器可以可替代地称为第一整流器，而二极管整流器可以可替代地称为第二整流器。第一网络141实施为同步整流器。在整个说明书中，第一网络141可以可替代地称为第三整流器。第二网络142实施为功率稳压器。在整个说明书中，第二网络142可以可替代地称为功率稳压器或次级稳压器。
如图4中所示，NPC升压型功率因数校正转换器102的输入连接到AC电源VIN。如图4中所示，NPC升压型功率因数校正转换器102将AC输入电压转换为三个DC总线(即VB1、VB2和VB3)电压。第一电容器C1连接在电压总线VB1和VB3之间。第二电容器C2连接在电压总线VB3和VB2之间。第一电容器C1和第二电容器C2用于减少纹波成份(ripple components)并且为三级LLC谐振转换器104提供稳定的DC电压。
如图4中所示，NPC升压型功率因数校正转换器102包括电感器L1、六个开关S1-S6和四个二极管D1-D4。开关S1和S2串联连接在电压总线VB1和VB2之间。开关S3、S4、S5和S6串联连接在电压总线VB1和VB2之间。AC电源VIN的第一输出端子连接到开关S1和S2的公共节点。电感器L1连接在AC电源VIN的第二输出端子与开关S4和S5的公共节点之间。二极管D1和D2分别与开关S1和S2并联连接。二极管D3和D4串联连接在开关S3和S4的公共节点与开关S5和S6的公共节点之间。二极管D3和D4的公共节点连接到电压总线VB3。NPC升压型功率因数校正转换器的工作原理是众所周知的，因此这里不再讨论。
三级LLC谐振转换器104连接在NPC升压型功率因数校正转换器102的输出与变压器191的初级绕组NP之间。三级LLC谐振转换器104包括开关网络和谐振回路。如图4中所示，该开关网络、该谐振回路和变压器191的初级绕组NP被级联连接。
开关网络包括串联连接在电压总线VB1和VB2之间的开关S7、S8、S9和S10。开关S8和S9的公共节点连接到电容器C1和C2的公共节点。开关S7和S8的公共节点通过包括Lr和Cr的谐振回路连接到变压器191的第一端子。开关S9和S10的公共节点连接到变压器191的第二端子。
谐振回路可以以多种方式实施。例如，该谐振回路包括串联谐振电感器Lr、并联谐振电感器Lm和串联谐振电容器Cr。
该串联谐振电感器和该并联谐振电感器可以实施为外部电感器。本领域技术人员将意识到，可能存在许多变化、替代和修改。例如，该串联谐振电感器可以实施为变压器191的漏电感。
总之，该谐振回路包括三个关键谐振元件，即串联谐振电感器、串联谐振电容器和并联谐振电感器。这种配置通常称为LLC谐振转换器。根据LLC谐振转换器的工作原理，在与谐振回路的谐振频率大约相等的开关频率下，该谐振回路有助于实现初级侧开关元件的零电压切换和次级侧开关元件的零电流切换。
如图4中所示，变压器191可以由四个变压器绕组(即初级变压器绕组NP和三个次级变压器绕组NS11、NS12和NS2)形成。包括开关S11-S14的第一整流器通过第一次级电容器CS1连接到第一次级绕组NS11。包括开关S24和二极管D21-D23的第二整流器通过第二次级电容器CS2连接到第二次级绕组NS12。次级电容器CS1和CS2用于实现电压增倍器功能。例如，当开关S24被配置为常开开关时，该第二整流器被配置为电压增倍器。更具体地，该第二整流器从由次级绕组NS12产生的输入电压对次级电容器CS2充电。该输入电压和次级电容器CS2两端的电压一起相加。由于该输入电压和次级电容器CS2两端的电压一起相加，该第二整流器的输出电压约为输入电压的两倍。
应当注意，当该第二整流器被配置为电压增倍器时，该第一整流器也应当被配置为电压增倍器。换句话说，当开关S24被配置为常开开关时，开关S14被配置为常开开关。
如图4中所示，该第一整流器的输出和该第二整流器的输出并联连接。输出电容器Co1连接到该第一整流器的输出。并联连接的第一整流器和第二整流器用于为第一负载RL1提供DC电压。在一些实施例中，第一负载RL1是电动车辆的主电池。该主电池可以是锂离子聚合物电池。该主电池的额定电压约为360V。主电池的功率约为100kW。
在运行中，第一负载RL1可以被配置为DC负载或DC电源。在一些实施例中，流入第一负载RL1(作为DC负载的RL1)的功率远高于流出第一负载RL1(作为DC电源的RL1)的功率。例如，流入第一负载RL1的功率约为100kW。从第一负载RL1流出的功率约为10kW。
在使功率从第一负载RL1流出的过程中，包括开关S11-S14的第一整流器用作全桥电路，并且包括二极管D21-D23和S24的第二整流器被禁用。在使功率流入第一负载RL1的过程中，该第一整流器和该第二整流器并联连接以向第一负载RL1提供功率。这样，该第一整流器的额定功率可以是该第二整流器的额定功率的九分之一。例如，该第一整流器可以具有10kW的额定功率。第二整流器可以具有90kW的额定功率。在使功率流入第一负载RL1的过程中，并联连接的第一整流器和第二整流器可以提供100kW的功率。另一方面，在使功率从第一负载RL1流出的过程中，该第一整流器能够提供10kW的功率。图4中所示的低功率整流器(例如，第一整流器)的一个有利特征是不均匀地通过两个整流器传输功率，这有助于降低一个整流器的额定功率，从而实现具有成本效益的解决方案。
包括开关S31-S34的第三整流器通过第三次级电容器CS3连接到第三次级绕组NS2。如上所述，通过将开关S34配置为常开开关，可以将第三整流器配置为电压增倍器。
如图4中所示，功率稳压器142实施为降压型DC/DC转换器。可以调整降压型DC/DC转换器的占空比，以便调节施加到第二负载RL2的输出电压。功率稳压器142包括串联连接在第三整流器的输出和地之间的开关S41和S42。电感器L2连接到开关S41和S42的公共节点。输出电容器Co3并联连接到第二负载RL2。在一些实施例中，第二负载RL2是电动车辆的辅助电池。该辅助电池可以是锂离子聚合物电池，并且该辅助电池的额定电压为约12V。
根据一些实施例，图4中所示的开关S3-S10、S11-S14、S24、S31-S34和S41-S42实施为MOSFET或并联连接的MOSFET、它们的任何组合等。根据替代实施例，S3-S10、S11-S14、S24、S31-S34和S41-S42可以是绝缘栅双极型晶体管(IGBT)设备。可选地，主开关可以是任何可控开关，例如集成栅极换向晶闸管(integrated gate commutated thyristor，IGCT)设备，栅极关断晶闸管(gate turn-off thyristor，GTO)设备，可控硅整流器(siliconcontrolled rectifier，SCR)设备，结栅场效应晶体管(junction gate field-effecttransistor，JFET)设备，MOS控制晶闸管(MOS controlled thyristor，MCT)设备，基于氮化镓(gallium nitride，GaN)的功率设备，基于碳化硅(silicon carbide，SiC)的功率设备等。
还应当注意，尽管图4示出了开关S3-S10、S11-S14、S24、S31-S34和S41-S42遵循标准开关配置，但是本公开的各种实施例可以包括其他变型、修改和替代。例如，单独的电容器可以与每个开关并联连接。这种独立的电容器有助于更好地控制LLC谐振转换器的谐振过程的时序。
根据一个实施例，图4中所示的开关S1和S2可以是IGBT设备。替代地，开关元件可以是任何可控的开关，例如MOSFET设备、IGCT设备、GTO设备、SCR设备、JFET设备、MCT设备等。
应该注意的是，当将图4中所示的开关实施为MOSFET设备时，开关的体二极管可用于提供续流通道。另一方面，当将该开关实施为IGBT设备时，需要将一个单独的续流二极管并联连接到其相应的开关。
如图4中所示，需要二极管D1和D2提供反向导电路径。换句话说，二极管D1和D2是反向并联二极管。在一些实施例中，二极管D1和D2与它们各自的IGBT设备共同封装(co-packaged)。在替代实施例中，二极管D1和D2被放置在它们各自的IGBT设备的外部。
还应注意，尽管图4示出了每个双向开关(例如，开关S1和S2)是由以反并联布置连接的二极管和IGBT设备形成的，但本领域的普通技术人员会意识到许多变化、替代和修改。例如，双向开关可以通过一些新的半导体开关来实现，例如反向并联反向阻断IGBT布置。这里对IGBT设备的讨论可应用于本公开的其他IGBT设备。
图5示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的双向三端口功率转换***的第二实施方式的示意图。除了功率稳压器142实施为升压型DC/DC转换器之外，图5中所示的双向三端口功率转换***200与图4中所示的***相似。如图5中所示，开关S51和S52串联连接在功率稳压器142的输出和地之间。电感器L2连接到第一网络141的输出以及开关S51和S52的公共节点。
图6示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的双向三端口功率转换***的第三实施方式的示意图。除了功率稳压器142实施为降压-升压型DC/DC转换器之外，图6中所示的双向三端口功率转换***200与图4中所示的***相似。
如图6中所示，开关S41和S42串联连接在第一网络141的输出和地之间。开关S51和S52串联连接在功率稳压器142的输出和地之间。电感器L2连接到开关S41和S42的公共节点以及开关S51和S52的公共节点。
图6中所示的具有降压-升压型DC/DC转换器的一个有利特征是双向三端口功率转换***200能够在各种负载条件下调节施加到第二负载RL2的输出电压。此外，当第二负载RL2被配置为DC电源以为其他DC负载和/或AC负载提供功率时，降压-升压型DC/DC转换器有助于在DC电源的整个电池电压范围上调节电容器Co2两端的电压。
图7示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的(在将双向三端口功率转换***的第一DC负载配置为向第二DC负载提供功率的电源之后的)双向三端口功率转换***的框图。在一些实施例中，AC电源可以与双向三端口功率转换***200断开连接。DC元件122是已充满电的电池。DC元件124实施为DC负载。
响应于该***配置变更，DC元件122可以被配置为DC电源。如弯曲箭头702所示，通过次级功率转换网络112、第一网络141和第二网络142将功率从DC电源122传输到DC负载124。再次参考图4，次级功率转换网络112的第一整流器(S11-S14)用作将DC电压转换为交变极性波形的全桥转换器。该交变极性波形通过次级绕组NS11和NS2之间的磁耦合被馈送到第一网络141。第一网络141用作将该交变极性波形转换为单极性波形的整流器。该单极性波形是通过功率稳压器142施加到DC负载的DC电压。
图8示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的(在将双向三端口功率转换***的第一DC负载配置为向AC负载提供功率的电源以之后的)双向三端口功率转换***的框图。在一些实施例中，AC电源可以与双向三端口功率转换***200断开连接。AC元件101实施为AC负载。
响应于该***配置改变，第一DC负载122可以被配置为DC电源。如弯曲箭头802所示，通过次级功率转换网络112、初级功率转换网络104和功率因数校正设备102将功率从DC电源122传输到AC负载101。再次参考图4，次级功率转换网络112的第一整流器(S11-S14)用作将DC电压转换为交变极性波形的全桥转换器。该交变极性波形通过绕组NS11和NP之间的磁耦合被馈送到初级功率转换网络104。初级功率转换网络104用作将交变极性波形转换为被馈送到功率因数校正设备102中的单极性波形的整流器。功率因数校正设备102被配置为逆变器，通过该逆变器将单极性波形转换为施加到AC负载101的AC波形。
图9示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的(在将双向三端口功率转换***的第一DC负载配置为向第二DC负载和AC负载提供功率的电源之后的)双向三端口功率转换***的框图。在一些实施例中，AC电源可以与双向三端口功率转换***200断开连接。AC元件101实施为AC负载。DC元件124实施为DC负载。
响应于该***配置变更，第一DC负载122可以被配置为DC电源。如弯曲箭头902所示，通过次级功率转换网络112、初级功率转换网络104和功率因数校正设备102将功率从DC电源122传输到AC负载101。同时，如弯曲箭头904所示，通过次级功率转换网络112、第一网络141和第二网络142将功率从DC电源122传输到DC负载124。
再次参考图4，次级功率转换网络112的第一整流器(S11-S14)用作将DC电源122的DC电压转换为交变极性波形的全桥转换器。该交变极性波形通过NS11和NP之间的磁耦合被馈送到初级功率转换网络104，并且通过NS11和NS2之间的磁耦合被馈送到第一网络141。初级功率转换网络104用作将交变极性波形转换为单极性波形的整流器。功率因数校正设备102被配置为逆变器，通过该逆变器将单极性波形转换为施加到AC负载101的AC波形。类似地，第一网络141用作将该交变极性波形转换为单极性波形的整流器。该单极性波形是通过功率稳压器142施加到DC负载的DC电压。
图10示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的(在将双向三端口功率转换***的第二DC负载配置为向第一DC负载提供功率的电源之后的)双向三端口功率转换***的框图。在一些实施例中，AC电源可以与双向三端口功率转换***200断开连接。DC元件124是已充满电的电池。DC元件122实施为DC负载。
响应于该***配置变更，DC元件124可以被配置为DC电源。如弯曲箭头1002所示，通过第二网络142、第一网络141以及次级功率转换网络112将功率从DC电源124传输到DC负载122。再次参考图4，第二网络142被配置为升压型DC/DC转换器。第一网络141用作将由升压型DC/DC转换器产生的DC电压转换为交变极性波形的全桥转换器。该交变极性波形通过NS2和NS11/NS12之间的磁耦合被馈送到次级功率转换网络112。次级功率转换网络112用作将交变极性波形转换为单极性波形的整流器。该单极性波形是施加到DC负载122的DC电压。
图11示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的(在将双向三端口功率转换***的第二DC负载配置为向AC负载提供功率的电源以之后的)双向三端口功率转换***的框图。在一些实施例中，AC电源可以与双向三端口功率转换***200断开连接。AC元件101实施为AC负载。
响应于该***配置变更，DC元件124可以被配置为DC电源。如弯曲箭头1102所示，通过第二网络142、第一网络141、初级功率转换网络104以及功率因数校正设备102将功率从DC电源124传输到AC负载101。再次参考图4，第二网络142被配置为升压型DC/DC转换器。第一网络141用作将由升压型DC/DC转换器产生的DC电压转换为交变极性波形的全桥转换器。该交变极性波形通过NS2和NP之间的磁耦合被馈送到初级功率转换网络104。初级功率转换网络104用作将交变极性波形转换为单极性波形的整流器。功率因数校正设备102被配置为逆变器，通过该逆变器将单极性波形转换为施加到AC负载101的AC波形。
图12示出了根据本公开的各种实施例的图3中所示的(在将双向三端口功率转换***的第二DC负载配置为向第一DC负载和AC负载提供功率的电源之后的)双向三端口功率转换***的框图。在一些实施例中，AC电源可以与双向三端口功率转换***200断开连接。AC元件101实施为AC负载。DC元件124是已充满电的电池。DC元件122实施为DC负载。
响应于该***配置变更，DC元件124可以被配置为DC电源。如弯曲箭头1204所示，通过第二网络142、第一网络141、初级功率转换网络104以及功率因数校正设备102将功率从DC电源124传输到AC负载101。类似地，如弯曲箭头1202所示，通过第二网络142、第一网络141以及次级功率转换网络112将功率从DC电源124传输到DC负载122。
再次参考图4，第二网络142被配置为升压型DC/DC转换器。第一网络141用作将由升压型DC/DC转换器产生的DC电压转换为交变极性波形的全桥转换器。该交变极性波形通过NS2和NP之间的磁耦合被馈送到初级功率转换网络104。初级功率转换网络104用作将交变极性波形转换为单极性波形的整流器。功率因数校正设备102被配置为逆变器，通过该逆变器将单极性波形转换为施加到AC负载101的AC波形。此外，由第一网络141产生的交变极性波形通过NS2与NS11/NS12之间的磁耦合被馈送到次级功率转换网络112。次级功率转换网络112用作将交变极性波形转换为单极性波形的整流器。该单极性波形是施加到DC负载122的DC电压。
图13示出了根据本公开的各种实施例的(在将双向三端口功率转换***的第一DC负载和第二DC负载配置为向AC负载提供功率的电源之后的)双向三端口功率转换***的框图。在一些实施例中，AC电源可以与双向三端口功率转换***200断开连接。AC元件101实施为AC负载。DC元件122和DC元件124都是已充满电的电池。
响应于该***配置改变，DC元件122和DC元件124都可以被配置为DC电源。如弯曲箭头1302和1304所示，将功率从DC电源122和124传输到AC负载101。上面已经参考图8描述了从DC电源122到AC负载101的功率传输路径，因此这里不再赘述。同样地，上面已经参考图11描述了从DC电源124到AC负载101的功率传输路径，因此这里不再赘述。在一些实施例中，DC电源122和124可以同时将功率传输到AC负载101。在替代实施例中，DC电源122和124可以以交替的方式将功率传输到AC负载101。
图14示出了根据本公开的各种实施例的用于控制图3中所示的双向三端口功率转换***的方法的流程图。图14中所示的流程图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到到许多变化、替代和修改。例如，可以增加、移除、替换、重新布置和重复图14中所示的各个步骤。
双向三端口功率转换***包括功率因数校正设备和具有三个端口的隔离型功率转换器。第一端口通过初级功率转换网络连接到该功率因数校正设备。该初级功率转换网络可以实施为三级LLC功率转换器。第二端口通过次级功率转换网络连接到第一DC负载。次级功率转换网络用作整流器。第三端口通过第一网络和第二网络连接到第二DC负载。第一网络实施为整流器。第二网络实施为诸如降压型DC/DC转换器的功率稳压器。
在运行中，主要通过在较宽的范围内调整功率因数校正设备的输出电压以及部分地通过在较窄的范围内调整三级LLC转换器的开关频率来调节施加在第一DC负载上的电压。应该注意的是，LLC谐振变换器的调节可以通过多种控制方法来实现，例如PWM控制机制、相位调制控制机制和/或频率调制控制机制。上述LLC谐振变换器的控制机制在本领域中是众所周知的，因此这里不详细讨论以避免不必要的重复。
在步骤1402，采用三端口功率转换***将来自单相AC源的AC电压转换为用于第一DC负载的第一DC电压和用于第二DC负载的第二DC电压。在一些实施例中，第一DC负载是电动车辆的主电池。第二DC负载是电动车辆的辅助电池。三端口功率转换***的初级侧包括功率因数校正设备和LLC谐振转换器。第一DC负载通过第一整流器装置连接到三端口功率转换***的次级侧。第二DC负载通过第二整流器装置和次级稳压器连接到三端口功率转换***的次级侧。次级稳压器实施为降压型DC/DC转换器。
在运行中，主要通过调节功率因数校正设备的输出电压以及部分地通过在狭窄范围内调整LLC谐振转换器来调节第一DC电压。通过调整次级稳压器的占空比来调节第二DC电压。
在步骤1404，合适的电压传感器检测被馈送到次级稳压器中的输入电压。采用控制器将检测到的输入电压与预定电压范围进行比较。
在步骤1406，施加于次级稳压器的输入电压在预定电压范围内时，次级稳压器被配置为以旁路模式运行。在旁路模式下，次级稳压器的高侧开关被配置为常开开关。次级稳压器的低侧开关被配置为常关开关。具有旁路模式的一个有利特征是可以节省次级稳压器的开关损耗，从而提高三端口功率转换***的效率。
图15示出了根据本公开的各种实施例的另一种用于控制图3中所示的双向三端口功率转换***的方法的流程图。图15中所示的流程图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到到许多变化、替代和修改。例如，可以增加、移除、替换、重新布置和重复图15中所示的各个步骤。
在步骤1502，采用三端口功率转换***将来自单相AC源的AC电压转换为用于第一DC负载的第一DC电压和用于第二DC负载的第二DC电压。在一些实施例中，第一DC负载是电动车辆的主电池。第二DC负载是电动车辆的辅助电池。三端口功率转换***的初级侧包括功率因数校正设备和LLC谐振转换器。第一DC负载通过第一整流器装置连接到三端口功率转换***的次级侧。第二DC负载通过第二整流器装置和次级稳压器连接到三端口功率转换***的次级侧。次级稳压器实施为降压型DC/DC转换器。
在运行中，主要通过调节功率因数校正设备的输出电压以及部分地通过在狭窄范围内调整LLC谐振转换器来调节第一DC电压。通过调整次级稳压器的占空比来调节第二DC电压。
在步骤1504，合适的电压传感器检测被馈送到次级稳压器中的输入电压。采用控制器将检测到的输入电压与预定电压范围进行比较。
在步骤1506，施加于次级稳压器的输入电压在预定电压范围内时，次级稳压器被配置为线性稳压器。作为线性稳压器，可通过控制次级稳压器的高侧开关两端的压降来调节线性稳压器的输出电压。次级稳压器的低侧开关被配置为常关开关。将次级稳压器配置为线性稳压器的一个有利特征是，次级稳压器能够产生适合于对电源噪声敏感的DC负载的无噪声电压。
图16示出了根据本公开的各种实施例的又一种用于控制图3中所示的双向三端口功率转换***的方法的流程图。图16所示的流程图仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到到许多变化、替代和修改。例如，可以增加、移除、替换、重新布置和重复图16中所示的各个步骤。
再次参考图4，三级LLC谐振转换器104和第一网络141可以被配置为以升压型转换器模式运行。在升压型转换器模式期间，通过迫使LLC谐振转换器以类似于升压型转换器的方式运行，可以实现LLC谐振转换器的输出电压的调节。特别地，在每个开关周期的开始，开关S32和S34同时导通并在预定时间段保持导通状态。在整个说明书中，预定时间段可替代地称为升压期间。在升压期间，开关S31和S33被关断以防止直通(shoot-through)。
在升压期间，三级LLC谐振转换器104可以以三种不同的运行模式进行运行。在第一运行模式中，在升压期间，开关S7和S10处于导通状态。导通的开关S7和S10导致施加到谐振回路输入端子的第一正电压。同时，导通的开关S32和S34可以使变压器191的次级侧绕组短路。由于在升压期间变压器191的次级侧电压近似等于零，因此在变压器191的初级侧的反射电压(reflected voltage)近似等于零。由此，输入电压被直接施加到谐振回路。响应于施加到谐振回路的这样的电压，流过谐振电感器Lr的电流以类似于在升压型转换器的导通期间流过升压型电感器的电流的方式快速上升。在第二运行模式中，在升压期间，开关S7和S9处于导通状态。导通的开关S7和S9导致施加到谐振回路输入端子的第二正电压。第二正电压约为第一正电压的一半。类似于第一运行模式，响应于施加到谐振回路输入端子的第二正电压，流过谐振电感器Lr的电流以类似于在升压型转换器的导通期间流过升压型电感器的电流的方式快速上升。在第三运行模式中，在升压期间，开关S8和S10处于导通状态。导通的开关S8和S10导致施加到谐振回路输入端子的第三正电压。第三正电压约为第一正电压的一半。类似于第一运行模式，响应于施加到谐振回路输入端子的第三正电压，流过谐振电感器Lr的电流以类似于在升压型转换器的导通期间流过升压型电感器的电流的方式快速上升。
能量在谐振电感器Lr中累积。在随后的时间段内，累积的能量被释放到LLC谐振转换器的输出。由此，LLC谐振转换器的输出电压被升到更高的水平。
在步骤1602，采用三端口功率转换***将来自单相AC源的AC电压转换为用于第一DC负载的第一DC电压和用于第二DC负载的第二DC电压。在一些实施例中，第一DC负载是电动车辆的主电池。第二DC负载是电动车辆的辅助电池。三端口功率转换***的初级侧包括功率因数校正设备和LLC谐振转换器。第一DC负载通过第一整流器装置连接到三端口功率转换***的次级侧。第二DC负载通过第二整流器装置和次级稳压器连接到三端口功率转换***的次级侧。次级稳压器实施为降压型DC/DC转换器。
在运行中，主要通过调节功率因数校正设备的输出电压以及部分地通过在狭窄范围内调整LLC谐振转换器来调节第一DC电压。通过调整次级稳压器的占空比来调节第二DC电压。
在步骤1604，合适的电压传感器检被测馈送到次级稳压器中的输入电压。
在步骤1606，在次级稳压器的输入电压低于预定电压阈值之后，第二整流器的低侧开关同时导通，以使次级绕组短路。由于次级绕组被短路，第二整流器的输出电压能够产生更高的电压。
尽管已经详细描述了本公开的实施例及其优点，但是应当理解，在不脱离由所附权利要求限定的本公开的精神和范围的情况下，可以在这里进行各种改变、替换和变更。
此外，本申请的范围不旨在限于说明书中描述的过程、机器、制造、物质组成、手段、方法和步骤的特定实施例。如本领域的普通技术人员将从本公开的公开内容中容易地理解的，可以根据本公开使用目前存在或以后将要开发的过程、机器、制造、物质组成、手段、方法或步骤，执行与本文描述的相应实施例基本相同功能或实现与本文描述的相应实施例基本相同的结果。因此，所附权利要求旨在将这样的过程、机器、制造、物质组成、手段、方法或步骤包括在它们的范围内。因此，说明书和附图应被简单地视为由所附权利要求书限定的本公开的例证，并且旨在涵盖落入本公开范围内的任何和所有修改、变型、组合或等同物。

Claims (18)

1.一种双向多端口功率转换***，包括：
第一功率转换端口，包括功率因数校正设备和初级功率转换网络；
第二功率转换端口，包括多个开关和多个二极管，所述第二功率转换端口的输出电压通过调整所述功率因数校正设备的输出电压以及通过调整所述初级功率转换网络的运行参数来调节；以及
第三功率转换端口，包括第一开关网络和与所述第一开关网络级联连接的功率稳压器，所述第一功率转换端口、所述第二功率转换端口和所述第三功率转换端口通过变压器彼此磁性耦接，
其中，所述多个开关和所述多个二极管形成第一次级功率转换网络，所述第一次级功率转换网络包括第一整流器以及并联连接到所述第一整流器的第二整流器，并且其中：
所述第一整流器包括第一开关，与所述第一开关串联连接的第二开关，第三开关以及与所述第三开关串联连接的第四开关，其中，所述第一开关和所述第二开关的公共节点连接到所述变压器的第一次级绕组的第一端子，并且所述第三开关和所述第四开关的公共节点通过第一次级电容器连接到所述变压器的所述第一次级绕组的第二端子；并且所述第二整流器包括第一二极管，与所述第一二极管串联连接的第二二极管，第三二极管以及与所述第三二极管串联连接的第五开关，其中，所述第一二极管和所述第二二极管的公共节点连接到所述变压器的第二次级绕组的第一端子，并且所述第三二极管和所述第五开关的公共节点通过第二次级电容器连接到所述变压器的所述第二次级绕组的第二端子。
2.根据权利要求1所述的***，其中，所述功率因数校正设备是三电平中点箝位型功率因数校正转换器，所述初级功率转换网络是三级电感器-电感器-电容器LLC转换器，所述第一开关网络是第三整流器，并且所述功率稳压器是降压型DC/DC转换器。
3.根据权利要求1或2所述的***，其中，通过将所述第五开关配置为常开开关，将所述第二整流器配置为电压增倍器。
4.根据权利要求1或2所述的***，其中，通过将所述第四开关和所述第五开关配置为常开开关，将所述第一整流器和所述第二整流器分别配置为第一电压增倍器和第二电压增倍器。
5.根据权利要求2所述的***，其中，所述第三整流器包括第六开关，与所述第六开关串联连接的第七开关，第八开关以及与所述第八开关串联连接的第九开关，其中，所述第六开关和所述第七开关的公共节点连接到所述变压器的第三次级绕组的第一端子，并且所述第八开关和所述第九开关的公共节点通过第三次级电容器连接到所述变压器的所述第三次级绕组的第二端子。
6.根据权利要求1或2所述的***，其中，所述功率因数校正设备包括：第一支路，其包括串联连接的两个开关，所述两个开关的公共节点连接到AC源的第一输出端子；第二支路，其包括串联连接的第一初级开关、第二初级开关、第三初级开关和第四初级开关，所述第二初级开关和所述第三初级开关的公共节点通过电感器连接到所述AC源的第二输出端子；电压箝位支路，其包括串联连接在所述第一初级开关和所述第二初级开关的公共节点与所述第三初级开关和所述第四初级开关的公共节点之间的第一箝位二极管和第二箝位二极管。
7.根据权利要求1或2所述的***，其中，所述初级功率转换网络包括串联连接在所述功率因数校正设备的第一输出和第二输出之间的第五初级开关、第六初级开关、第七初级开关和第八初级开关，并且其中，所述初级功率转换网络的运行参数为所述第五初级开关、所述第六初级开关、所述第七初级开关和所述第八初级开关的开关频率；以及连接在所述第五初级开关和所述第六初级开关的公共节点和所述变压器的初级绕组的第一端子之间的谐振回路；以及连接到所述第七初级开关和所述第八初级开关的公共节点的所述变压器的所述初级绕组的第二端子。
8.一种双向多端口功率转换方法，包括：
通过功率因数校正设备、初级功率转换网络以及第一次级功率转换网络将能量从AC电源传输到第一DC负载，所述第一次级功率转换网络通过变压器磁性耦接到所述初级功率转换网络；以及
通过所述功率因数校正设备、所述初级功率转换网络以及包括功率稳压器的第二次级功率转换网络将能量从所述AC电源传输到第二DC负载，所述第二次级功率转换网络通过所述变压器磁性耦接到所述初级功率转换网络；
其中，所述第一次级功率转换网络包括并联连接的第一整流器和第二整流器，并且其中：
所述第一整流器包括第一开关，与所述第一开关串联连接的第二开关，第三开关以及与所述第三开关串联连接的第四开关，其中，所述第一开关和所述第二开关的公共节点连接到所述变压器的第一次级绕组的第一端子，并且所述第三开关和所述第四开关的公共节点通过第一次级电容器连接到所述变压器的所述第一次级绕组的第二端子；并且
所述第二整流器包括第一二极管，与所述第一二极管串联连接的第二二极管，第三二极管以及与所述第三二极管串联连接的第五开关，其中，所述第一二极管和所述第二二极管的公共节点连接到所述变压器的第二次级绕组的第一端子，并且所述第三二极管和所述第五开关的公共节点通过第二次级电容器连接到所述变压器的所述第二次级绕组的第二端子。
9.根据权利要求8所述的方法，还包括：通过调整所述功率因数校正设备的输出电压来调节所述第一DC负载两端的电压，以及通过调整所述功率稳压器的占空比来调节所述第二DC负载两端的电压。
10.根据权利要求8或9所述的方法，还包括：通过将所述第五开关配置为第一常开开关，将所述第一整流器配置为第一电压增倍器；以及通过将所述第四开关配置为第二常开开关，将所述第二整流器配置为第二电压增倍器。
11.根据权利要求8或9所述的方法，还包括：响应于第一***运行条件将所述功率稳压器配置为以旁路模式工作，其中所述功率稳压器的输入电压在第一预定范围内。
12.根据权利要求8或9所述的方法，还包括：响应于第二***运行条件将所述功率稳压器配置为作为线性稳压器工作，其中，所述功率稳压器的输入电压在第二预定范围内。
13.根据权利要求8或9所述的方法，还包括：将所述第一DC负载配置为电源，以为所述第二DC负载和连接到所述AC电源的端子的AC负载中的至少一个提供功率。
14.根据权利要求8或9的方法，还包括：通过导通所述第二次级功率转换网络的第三整流器的两个下部开关来使所述变压器的次级侧绕组短路以将所述第二次级功率转换网络配置为以升压型转换器模式运行，其中，所述第三整流器和所述功率稳压器级联连接在所述次级侧绕组和所述第二DC负载之间。
15.一种双向多端口功率转换***，包括：
级联连接在AC电源和变压器的第一绕组之间的功率因数校正设备和功率转换网络；
并联连接的第一桥和第二桥，其中，所述第一桥在所述变压器的第二绕组与第一DC负载之间，所述第二桥在所述变压器的第三绕组与所述第一DC负载之间；以及
第三桥和级联连接在所述变压器的第四绕组和第二DC负载之间的功率稳压器；
其中，所述第一桥包括第一开关，与所述第一开关串联连接的第二开关，第三开关以及与所述第三开关串联连接的第四开关，其中，所述第一开关和所述第二开关的公共节点连接到所述变压器的所述第二绕组的第一端子，所述第三开关和所述第四开关的公共节点通过第一次级电容器连接到所述变压器的所述第二绕组的第二端子；
第二桥包括第一二极管，与所述第一二极管串联连接的第二二极管，第三二极管以及与所述第三二极管串联连接的第五开关，其中，所述第一二极管和所述第二二极管的公共节点连接到所述变压器的所述第三绕组的第一端子，并且所述第三二极管和所述第五开关的公共节点通过第二次级电容器连接到所述变压器的所述第三绕组的第二端子。
16.根据权利要求15所述的***，其中，所述功率因数校正设备是三电平中点箝位型功率因数校正转换器，所述功率转换网络是三级电感器-电感器-电容器LLC转换器，并且所述功率稳压器是降压型DC/DC转换器。
17.根据权利要求15或16所述的***，其中：
所述第三桥包括第六开关，与所述第六开关串联连接的第七开关，第八开关以及与所述第八开关串联连接的第九开关，其中，所述第六开关和所述第七开关的公共节点连接到所述变压器的所述第四绕组的第一端子，并且所述第八开关和所述第九开关的公共节点通过第三次级电容器连接到所述变压器的所述第四绕组的第二端子。
18.根据权利要求15或16所述的***，其中，所述第一DC负载被配置为电源，以通过所述第二桥、所述第三桥和所述功率稳压器向所述第二DC负载提供功率。
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