CN109792232A - 用于快速射频放大器偏置恢复的待机电压条件 - Google Patents

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Abstract

用于对放大器的堆叠晶体管的一个或更多个栅极进行偏置的各种方法和电路装置在放大器被配置成在至少有源模式和待机模式下操作的情况下是可行的。电路装置可以在待机模式下减小操作期间偏置电路待机电流，同时使得能够快速恢复至放大器的正常操作条件。可以通过使用复制堆叠电路获得对堆叠晶体管的输入晶体管的偏置。

Description

用于快速射频放大器偏置恢复的待机电压条件
相关申请的交叉引用
本申请要求于2016年9月16日提交的美国非临时申请15/268,297的优先权，其全部内容通过引用并入本文。
本申请可以与2007年7月24日发布的题为“Stacked Transistor Method andApparatus”的美国专利第7,248,120号有关，其公开内容的全部内容通过引用并入本文。本申请还可以与2015年9月24日公开的题为“Bias Control for Stacked TransistorConfiguration”的公开的美国申请第2015/0270806A1号有关，其公开内容的全部内容通过引用并入本文。本申请还可以与2014年7月3日公开的题为“Amplifier Dynamic BiasAdjustment for Envelope Tracking”的公开的美国申请第US 2014/0184336 A1号有关，其公开内容的全部内容通过引用并入本文。本申请还可以与2015年12月22日发布的题为“Optimization Methods for Amplifiers with Variable Supply Power”的美国专利第9,219,445号有关，其公开内容的全部内容通过引用并入本文。本申请还可以与2013年7月16日发布的题为“Stacked Linear Power Amplifier with Capacitor Feedback andResistor Isolation”的美国专利第8,487,706 B2号有关，其公开内容的全部内容通过引用并入本文。本申请还可以与2015年11月18日提交的题为“Butted Body Contact for SOITransistor”的美国专利申请第14/945,323号有关，其公开内容的全部内容通过引用并入本文。本申请还可以与2016年3月23日提交的题为“Butted Body Contact for SOITransistor”的美国专利申请第15/078,930号有关，其公开内容的全部内容通过引用并入本文。
背景技术
1.领域
本申请涉及放大器。具体地，本申请涉及用于包括可以在RF信号传输期间在有源模式下操作以及在非传输期间在待机模式下操作的堆叠晶体管的放大器的栅极偏置。提出了与从待机模式下的操作切换至有源模式下的操作有关的问题和解决方案。
2.相关技术的描述
近年来，在放大器的放大级中使用被布置为堆叠的多个晶体管(堆叠晶体管)的堆叠共源共栅放大器在期望高功率、高电压输出的射频(RF)应用中已经占据主导地位。由于堆叠中晶体管的数目较多，因此放大器的电压处理能力提高，从而允许高功率、高电压输出。由于堆叠晶体管包括可以容许基本上低于放大器的输出电压的电压的单个低电压晶体管，因此对堆叠的低电压晶体管进行偏置以将操作保持在其可容许的电压范围内是重要的。无论放大器是在传输信号的有源模式下操作还是在不传输信号的待机模式下操作，都必须保持堆叠的低电压晶体管的这种电压顺应性(compliance)。在作为在放大级中使用的堆叠晶体管的按比例缩小版本的复制电路用于生成用于放大级的偏置电压的情况下，可能期望在待机模式期间降低通过这种复制电路和相关的辅助电路的功耗。然而，有源模式下的操作与待机模式下的操作之间可能存在向堆叠晶体管提供偏置电压的偏置电路的冲突特性，诸如例如，在有源操作模式期间呈现给堆叠的晶体管的栅极的阻抗、在待机操作模式期间在偏置电路中消耗的功率以及从在待机模式下操作到在有源模式下操作偏置电压的恢复速度。
发明内容
根据本公开内容的各种教导描述了用于提供堆叠晶体管的偏置电压的偏置电路，该偏置电路在有源模式与待机模式之间具有不同的特性，同时在两种操作模式下保持堆叠的低电压晶体管的电压顺应性以进行安全操作，并且使得从在待机模式下操作到在有源模式下操作偏置电压能够快速恢复。
根据本公开内容的第一方面，呈现了一种电路装置，该电路装置包括：晶体管堆，被配置成操作为放大器，晶体管堆包括包含输入晶体管和输出晶体管的多个堆叠晶体管，晶体管堆被配置成在耦接至输出晶体管的第一供应电压与耦接至输入晶体管的参考电压之间操作；偏置电路，包括晶体管堆的复制电路，偏置电路被配置成向输入晶体管以及向复制电路的相应第一晶体管提供输入栅极偏置电压，复制电路被配置成在耦接至复制电路中的与输出晶体管相对应的最后一个晶体管的第二供应电压与耦接至第一晶体管的参考电压之间操作，其中，电路装置被配置成在至少第一模式和第二模式下操作，其中，在第一模式下的操作期间，偏置电路：通过生成参考电流的参考电流源将复制电路的最后一个晶体管耦接至第二供应电压，以及调节输入栅极偏置电压以使参考电流传导通过复制电路，并且其中，在第二模式下操作期间，偏置电路：将输入栅极偏置电压设置为下述电压，该电压使得基本上没有电流传导通过复制电路，将参考电流源去激活，以及将复制电路的最后一个晶体管电阻性地耦接至第二供应电压。
根据本公开内容的第二方面，呈现了一种用于使用被配置成操作为放大器的晶体管堆的复制电路对晶体管堆进行偏置的方法，该方法包括：在放大器的第一操作模式期间：通过电流源生成参考电流；通过电流源将供应电压耦接至复制电路；调节晶体管堆的输入晶体管的偏置电压；基于该调节，使参考电流传导通过复制电路；以及在放大器的第二操作模式期间：将偏置电压设置为固定值，以使得基本上没有电流传导通过复制电路；将电流源去激活；以及将供应电压电阻性地耦接至复制电路。
根据本公开内容的第三方面，呈现了一种电路装置，该电路装置包括：晶体管堆，被配置成操作为放大器，晶体管堆包括包含输入晶体管和输出晶体管的多个堆叠晶体管；偏置电路，包括晶体管堆的复制电路，偏置电路被配置成向输入晶体管以及向复制电路的相应第一晶体管提供输入栅极偏置电压，其中，电路装置被配置成在至少有源模式和待机模式下操作，在有源模式下通过晶体管堆对射频(RF)信号进行放大，以及在待机模式下基本上没有电流传导通过晶体管堆并且电路装置的功耗降低，其中，在有源模式下操作期间，偏置电路被配置成基于传导通过复制电路的参考电流生成输入栅极偏置电压，并且其中，偏置电路被配置成在有源操作模式和待机操作模式二者期间生成到复制电路的晶体管的偏置电压，所述偏置电压基本上等于到晶体管堆的晶体管的偏置电压。
根据本公开内容的第四方面，呈现了一种用于使用被配置成操作为放大器的晶体管堆的复制电路对晶体管堆进行偏置的方法，该方法包括：在放大器的有源放大操作模式期间：通过使参考电流传导通过复制电路来调节到晶体管堆的输入晶体管的偏置电压；以及向复制电路的晶体管提供与提供至晶体管堆的晶体管的偏置电压基本上相等的偏置电压；以及在放大器的待机操作模式期间：将到输入晶体管的偏置电压设置为固定值，以使得基本上没有电流传导通过复制电路；以及向复制电路的晶体管提供如下偏置电压，所述偏置电压与提供至晶体管堆的晶体管的偏置电压基本上相等。
附图说明
并入本说明书中且构成本说明书的一部分的附图示出了本公开内容的一个或更多个实施方式，并且与示例实施方式的描述一起用于说明本公开内容的原理和实现方式。
图1示出了堆叠晶体管放大器的现有技术实施方式，其中，使用电阻梯形网络向堆叠的晶体管的栅极提供偏置电压。
图2示出了与图1中描绘的现有技术实施方式类似的堆叠晶体管放大器的现有技术实施方式，其中，使用二极管连接的电阻器来减小偏置电压的变化，并且使用栅极电容器以使得堆叠的晶体管的栅极处的电压能够随着晶体管的漏极处的RF信号变化。
图3示出了根据本公开内容的可切换偏置电路的实施方式，该可切换偏置电路可以切换呈现给晶体管的栅极的阻抗，同时保持晶体管的适当偏置。
图4A和图4B示出了在本公开内容的可切换偏置电路中使用的源极跟随器晶体管电路的示例性实施方式。
图5示出了根据本公开内容的使用图4A的示例性源极跟随器晶体管电路的图3中的可切换偏置电路的示例性实施方式。
图6示出了当耦接至图1和图2中描绘的现有技术实施方式时提供图3中描绘的本公开内容的可切换偏置电路的功能的阻抗控制元件。
图7示出了根据本公开内容的可切换偏置电路，其中，使用由不同电压供电的与图6中描绘的阻抗控制元件类似的多个阻抗控制元件向堆叠的不同晶体管分别提供偏置电压。
图8示出了根据本公开内容的可切换偏置电路，其中，使用两个单独的电阻梯形网络以提供呈现给堆叠的晶体管的栅极的不同阻抗，同时保持晶体管的适当偏置。
图9A示出了在图8的可切换偏置电路中使用的电阻梯形网络，其中，在梯部的两个电阻器之间***串联连接的晶体管。
图9B示出了在图9A的电阻梯形网络中使用的开关(815)的示例性实施方式，其中，将FET晶体管M92用作开关。
图10A示出了用于对在放大级中使用的堆叠晶体管的输入晶体管的栅极进行偏置的简化偏置电路的现有技术实施方式，其中，在偏置电路中使用复制电路。
图10B示出了10A的简化偏置电路的替选现有技术实施方式，其中，复制电路中的堆叠晶体管的数目与放大级中使用的堆叠晶体管的数目不同。
图10C示出了图10B的简化偏置电路的替选现有技术实施方式，其中，向放大级中使用的堆叠晶体管和复制电路中使用的堆叠晶体管二者提供相同的供应电压。
图11示出了根据本公开内容的实施方式的简化偏置电路，其中，在待机操作模式期间保持跨堆叠晶体管的电压以使得在切换至有源模式时到输入晶体管的栅极的偏置电压能够快速恢复。
图12A和图12B示出了图11中描绘的配置的替选配置，同时提供相同的功能。
各个附图中相同的附图标记和名称指示相同的元件。
具体实施方式
贯穿本公开内容，出于说明各个实施方式的发明构思的使用和实现方式的目的描述了实施方式和变型。说明性描述应当被理解为呈现本发明构思的示例，而不是限制本文所公开的构思的范围。
图1示出了现有技术的堆叠共源共栅(RF)放大器(100)的简化示意图。通过示例而非限制的方式，堆叠共源共栅放大器(100)可以包括FET晶体管(M1、M2、M3、M4)的堆叠，该FET晶体管(M1、M2、M3、M4)的堆叠包括输入晶体管M1、共源共栅晶体管(M4、M3、M2)以及输出晶体管M4。在放大器(100)的输入端(120)处提供的输入RF信号RFin被传送至输入晶体管M1的栅极，并被放大器(100)放大。相应的经放大的输出RF信号RFout在输出晶体管M4的漏极处被提供，并被传送至放大器的输出端(130)。旁路电容器(125、135)可以用于将提供至晶体管的堆叠(晶体管堆)的低频(例如DC)偏置电压与RFin信号和RFout信号解耦。供应电压VCC通过电感器L提供至输出晶体管M4的漏极，并且参考电压(例如GND)连接至输入晶体管M1的源极。共源共栅晶体管(M4、M3、M2)的栅极处的偏置电压(VG4、VG3、VG2)通过耦接在供应电压VCC与参考电压GND之间的电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)的方式提供。电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)中的连接电阻梯形网络的任两个电阻器的节点(VB4、VB3、VB2)经由串联电阻器(R14、R13、R12)耦接至共源共栅晶体管(M4、M3、M2)的相应栅极以提供偏置电压(VG4、VG3、VG2)。如图1可见，未使用电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)提供输入晶体管M1的栅极偏置电压VG1。代替地，可以在节点VB1处提供到输入晶体管M1的偏置电压。例如，在上面引用的公开的美国申请第2015/0270806号和公开的美国申请第US 2014/0184336 A1号中描述了用于生成这种栅极电压的各种偏置电路，其可以根据参照图10A和图11描述的本公开内容的教导进行进一步地修改。
本领域技术人员将知晓FET晶体管(M1、M2、M3、M4)被配置为四级共源共栅放大器。根据其他文献例如上面引用的美国专利第8,487,706B2号的教导，还描述了堆叠共源共栅放大器和通过例如对堆叠内的晶体管的各个栅极进行偏置而使输出信号失真最小化的方法。本领域技术人员可以将这些教导用于共源共栅配置中的多级堆叠晶体管的进一步细节，其中，FET晶体管的堆叠包括不同于四个的多个晶体管。
虽然图1的放大器(100)被示出由固定的供应电压VCC供电，但是也可以设想其中供应电压可变的放大器(100)的其他配置。在一些示例性配置中，供应电压可以是电压调节器或DC至DC转换器。在另外的示例性配置中，供应电压可以在外部控制信号的控制下变化。在一些配置中，控制信号可以是输入RF信号RFin或输出RF信号RFout的包络信号的函数。在例如上面引用的公开的美国申请第US 2014/0184336 A1号、公开的美国申请第2015/0270806A1号以及美国专利第9,219,445号中可以找到用于根据可变供应电压操作的堆叠晶体管放大器的装置和偏置方法的详细描述，这些申请和专利的公开内容的全部内容通过引用并入本文。本领域技术人员还将知晓到放大器的供应为电流源的形式而非本公开内容中讨论的示例性电压源(例如VCC)的配置。根据本公开内容的教导同样适用于这种不同的供应配置。本公开内容中讨论的固定的供应的示例性情况不应当被视为限制申请人认为是本发明的内容。
虽然使用N型MOSFET来描述本公开内容中的实施方式，但是本领域技术人员将认识到可以使用其他类型的晶体管诸如例如P型MOSFET和双极结型晶体管(BJT)来代替N型MOSFET或者与N型MOSFET组合使用。此外，本领域技术人员还将意识到堆叠多于两个晶体管例如三个、四个、五个或更多个晶体管对放大器的电压处理性能提供的优势。这可以例如在使用非体硅技术例如绝缘蓝宝石上硅技术时实现。通常，可以使用CMOS、硅锗(SiGe)、砷化镓(GaAs)、氮化镓(GaN)、双极晶体管或已知的任何其他可行半导体技术和架构来构造堆叠中的各个器件。另外，可以在器件的堆叠内使用不同的器件尺寸和类型。
本公开内容描述了用于偏置堆叠晶体管放大器的装置和方法，其中，放大器被配置成在传输RF信号的有源模式下操作以及在不传输信号的待机模式下操作。这种放大器可以在用于当前通信***(例如WCMDA、LTE、WiFi等)的移动手机中使用，其中，需要对具有高于100MHz的频率含量和高于50mW的功率水平的信号进行放大。这种放大器还可以用于将频率处的功率传输到如由以下项指示的负载：在向消费者传送有线电视服务时使用的反馈网络、电缆或下游分路器、蜂窝基站处的RF链中的下一放大器或相控阵雷达***中的波束形成网络等。针对较低(例如音频)频率***，例如音频驱动器、高带宽激光驱动器及类似物，本领域技术人员也可以找到本公开内容的其他合适的实现方式。因此，设想本公开内容的教导还将扩展到对具有低于100MHz的频率含量的信号的放大。
进一步参照图1中描绘的放大器(100)，偏置电压(VG4、VG3、VG2)使得堆叠的每个晶体管(M4、M3、M2、M1)根据晶体管的电压顺应性偏置。换句话说，跨晶体管的任两端(例如栅极、源极、漏极)的电压在晶体管的安全操作范围内。由于晶体管的故障可以是跨晶体管施加的电压的统计函数，即使这样的电压在安全操作范围内也是如此，在一些实施方式中，可能期望使堆叠的晶体管经受相同的电压范围以为堆叠的每个晶体管提供相同的预期寿命(例如故障前的平均时间)。因此，栅极偏置电压(VG4、VG3、VG2)可以被配置成在堆叠晶体管(M4、M3、M2、M1)中均匀地分配跨晶体管堆的电压VCC。换句话说，使堆叠的每个晶体管(M4、M3、M2、M1)的漏源电压VDS基本上等于由供应电压VCC提供的电压的四分之一(1/4)。这可以例如如上面引用的公开的美国申请第2015/0270806A1号中描述的通过将晶体管(M4、M3、M2)的栅极偏置为相应的偏置电压(VG4、VG3、VG2)等于VCC x 3/4+VGS、VCC x 2/4+VGS以及VCC x1/4+VGS来完成，该申请的公开内容的全部内容通过引用并入本文。
本领域技术人员将理解，在放大器(100)的操作期间，输出晶体管(M4)的漏极处的经放大的RF信号可以处于基本上高于VCC供应电压的电压水平。这意味着如果输出晶体管M4的栅极电压VG4保持为由上面讨论的电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)提供的偏置电压水平，并且因此M4的源极保持为VCC x 3/4+VGS，则输出晶体管M4的漏源电压VDS可能经受超出晶体管的可容许电压范围的更高的电压偏移。
基于以上所述，由于跨晶体管(M4、M3、M2、M1)的输出晶体管M4的漏极处的电压的不均等分压，这可能使晶体管中的任一个经受超出晶体管的可容许电压范围的电压(例如，接近或大于其限制击穿电压)，因此可能期望控制堆叠的各个晶体管上的应力。这可以通过如图2中描绘的经由栅极电容器(C4、C3、C2)的***将堆叠的晶体管(M4、M3、M2)的栅极配置成浮动的来实现。选择栅极电容器的值以使得栅极电压能够随着相应晶体管的漏极处的RF信号(浮动)变化，因此实现对跨相应晶体管的电压降(例如VDS)的控制，因此，根据晶体管漏极处的电压控制晶体管的导通，以实现晶体管的更有效操作。关于这种浮动技术——也称为导通控制电路——的教导可以在上面引用的美国专利第7,248,120号中找到，该专利的全部内容通过引用并入本文。
由于图2中描绘的栅极电容器(C4、C3、C2)使得RF信号能够在晶体管(M4、M3、M2)的栅极处耦合，因此这种耦合可能对由电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)提供的偏置电路的操作产生负面影响，因为RF信号的各种谐波(包括较低频率处的谐波)可能改变由偏置电路提供的操作偏置电压。如本领域技术人员将理解的，晶体管(例如M4、M3、M2)的栅极处耦合的RF信号和相应的谐波可以生成这样的小电流，当该小电流馈送至呈现给晶体管的栅极的偏置电路的输出阻抗时可以生成基本上低于RF信号的频率的频率的相应电压。具体地，如果偏置电路的输出阻抗足够大，则这种小电流可以生成足够大的低频电压，该低频电压添加至偏置电压从而负面地影响放大器的操作。由于偏置电路的输出阻抗是电阻器(R4、R3、R2、R1)的电阻值的函数，因此通过将这样的值选择为较小的值来执行减小图2中描绘的现有技术放大器(200)中的RF耦合的影响。继而，与选择较高的电阻值(并且经受较高水平的RF耦合)相比，电阻器(R4、R3、R2、R1)的这种小电阻值可能需要来自供应电压VCC的较高偏置电流，以为晶体管(M4、M3、M2)提供期望的栅极偏置电压。根据一些实施方式，呈现给晶体管(M4、M3、M2)的栅极的偏置电路的阻抗(例如电阻)基本上具有相同的值，但是其中所呈现的阻抗存在不平衡的其他配置也是可行的。
继续参照图2的放大器(200)，减少RF信号与生成晶体管(M4、M3、M2)的栅极偏置电压的基部电路的耦合的期望可能增加电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)的功耗。虽然功耗的这种增加在放大器的有源操作模式期间可以提供优势(由于较高的阻抗导致的减少的RF耦合)，但是在待机操作模式期间没有提供优势。由于放大器(200)在待机模式下不放大，所以在晶体管堆(M4、M3、M2、M1)中不存在RF信号，并且因此不存在RF信号与偏置电路的耦合效应。然而，在放大器(200)的待机操作模式期间必须保持到晶体管(M4、M3、M2)的栅极的偏置电压，以将堆叠的晶体管(M4、M3、M2、M1)的操作保持在其可容许的电压范围内。因此，根据本公开内容的教导提供了在堆叠晶体管放大器的有源操作模式期间减少与偏置电路的RF耦合效应以及在堆叠晶体管放大器的待机操作模式期间减少偏置电路中的功耗，同时在两种操作模式下保持到堆叠晶体管(例如M4、M3、M2)的栅极的栅极偏置电压相同的方法和装置。如图2可见，可选的二极管连接的晶体管M10被添加至电阻梯形网络(R4、R3、R3、R1)，这可以使得节点(VB4、VB3、VB2)处的电压能够跟踪可能影响晶体管(M4、M3、M2、M1)的特性的过程相关变化。通过将该二极管连接的晶体管M10选择成具有与晶体管(M4、M3、M2、M1)相同的特性，过程相关变化可以同样地影响晶体管(M10、M4、M3、M2、M1)的电流对电压响应，并且因此使得节点(VB4、VB3、VB2)处的电压能够跟踪这样的过程变化。
图3示出了与图2中描绘的放大器(200)类似的堆叠共源共栅放大器(300)的简化示意图，根据本公开内容的实施方式，该堆叠共源共栅放大器(300)包括可以切换呈现给堆叠晶体管(M4、M3、M2)的栅极的阻抗同时保持晶体管的适当偏置的可切换偏置电路(例如R4、R3、R2、R1、310、315)。应当注意，出于清楚的原因，在图3中描绘了本公开内容的可切换偏置电路的仅一个可切换元件(与晶体管M3的栅极相关联的310、315)，同样地，可以提供类似的可切换元件(310、315)以用于晶体管(M4、M2)的偏置。
图3的可切换阻抗元件(310、315)包括：阻抗转换单元(310)，其在阻抗转换单元(310)的输入节点处耦接至电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)的节点VB3，以及可选地，二极管连接的晶体管M10。阻抗转换单元(310)在阻抗转换单元(310)的输出节点处耦接至开关(315)的第一开关节点。开关(315)的第二开关节点耦接至节点VB3。开关(315)的公共节点经由电阻器R13耦接至晶体管M3的栅极。控制信号Ctrl在包括阻抗转换单元(310)的输出节点的导通路径与不包括该输出节点的导通路径之间选择性地控制耦接至开关(315)的公共节点的导通路径。相同的控制信号Ctrl可以用于启用和禁用阻抗转换单元(310)的操作。根据一个示例性实施方式，当禁用时，没有电流通过阻抗转换单元(310)流出。
在图3中描绘的示例性配置中，开关(315)的位置使得开关(315)的公共节点将晶体管M3的栅极耦接至阻抗转换单元(310)的输出节点，因此将阻抗转换单元(310)的输出节点处的电压和阻抗呈现给晶体管M3的栅极。在开关(315)的替选位置(未示出)中，开关(315)的公共节点将晶体管M3的栅极耦接至电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)的节点VB3，因此将节点VB3处的电压和阻抗呈现给晶体管M3的栅极。
根据本公开内容的实施方式，阻抗转换单元(310)被配置成将在节点VB3处呈现的电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)的阻抗转换为在阻抗转换单元(310)的输出节点处的较低阻抗，同时使所述输出节点处保持与节点VB3(其连接至310的输入节点)处的电压基本相同的电压水平。因此，无论开关(315)的位置如何，在开关(315)的公共节点处呈现给晶体管M3的栅极的电压保持恒定，同时在开关(315)的公共节点处呈现给晶体管M3的栅极的阻抗被选择性地配置为节点VB3处的阻抗或者阻抗转换单元(310)的输出节点处的较低阻抗。
因此，基于以上所述，根据本公开内容的图3中描绘的可切换偏置电路(R4、R3、R2、R1、310、315)使得能够在选择性地将电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)的阻抗耦接至所述栅极/与所述栅极解耦的情况下保持到晶体管M3的栅极的偏置电压相同。
进一步参照图3的放大器(300)，根据本公开内容的实施方式，控制信号Ctrl可以是用于控制放大器(300)以有源模式和待机模式之一进行操作的数字控制信号。因此，为了在有源操作模式下进行放大器(300)的操作，控制信号Ctrl可以控制开关(315)的位置以将阻抗转换单元(310)的输出节点连接至电阻器R13，从而向晶体管M3的栅极呈现低阻抗和期望的偏置电压。可替选地，为了在待机操作模式下进行放大器(300)的操作，控制信号Ctrl可以控制开关(315)的位置以将节点VB3连接至电阻器R13，从而向晶体管M3的栅极呈现较高的阻抗和相同的期望偏置电压。本领域技术人员将知晓控制共源共栅堆叠以有源模式和待机模式之一操作的许多方法。根据一个示例性实施方式，控制信号Ctrl可以控制生成在节点VB1处用于输入晶体管M1的栅极的偏置电压的偏置电路来关断输入晶体管以在待机模式下操作。如上所述，所引用的其公开内容的全部内容通过引用并入本文的公开的美国申请第2015/0270806号描述了用于输入晶体管M1的各种偏置方法和装置。
由于在图3的放大器(300)的有源操作模式期间，晶体管的栅极与节点VB3隔离，因此节点VB3处的阻抗不会影响晶体管M3的栅极处的RF信号的耦合。继而使得能够将电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)的电阻器的电阻值选择为足够高，以减小电阻器中的待机电流(待机模式期间的功耗)，同时(通过节点VB3处的电压)为晶体管M3提供期望的栅极偏置电压。因此，图3中描绘的堆叠放大器(300)的可切换偏置电路(R4、R3、R2、R1、310、315)使得能够在放大器(300)的两种操作模式期间在晶体管M3的栅极处保持期望的偏置电压，同时在有源操作模式期间向所述栅极呈现低阻抗以减小与偏置电压的RF耦合效应，并且降低电阻梯形网络中的待机功耗。经由提供用于晶体管(M2、M4)的栅极的偏置的类似开关阻抗元件(310、315)可以产生相同的效应，诸如例如在稍后描述的图7中所描绘的。
进一步参照图3，阻抗转换单元(310)被配置成在其连接至节点VB3的输入节点与其连接至开关(315)的输出节点之间提供高隔离。此外，如上所述，阻抗转换单元(310)被配置成在其输出节点处呈现低阻抗，并且在其输出节点处输出与其输入节点处的电压(VB3)相等的电压。本领域技术人员将知晓实现这种电路的许多方式。根据一个示例性实施方式，如图4A和图4B所示，源极跟随器可以用作阻抗转换单元(310)。
进一步参照图4A的阻抗转换单元(310A)和图4B的阻抗转换单元(310B)，源极跟随器电路可以用于提供缓冲电路的功能，该缓冲电路缓冲在输入节点(410)处连接的节点(VB4、VB3、VB2)，同时转换其在输出节点(420)处的阻抗。晶体管M40被配置为源极跟随器，其中，晶体管M40的漏极连接至供应电压VREG，并且晶体管M40的源极通过开关(415)连接至电流吸收元件(R40、425)。在图4A的示例性实施方式中，电流吸收元件是电阻器(R40)，对该电阻器的大小进行选择以得到通过晶体管M40的期望电流，其确定晶体管M40的输出阻抗，并且因此确定输出节点(420)处的输出阻抗。此外，根据示例性实施方式，晶体管M40可以具有基本上等于0V的低阈值电压，因此晶体管M40的栅源电压降基本上等于0V(即，VGS＝0V)。在图4A的阻抗转换单元(310A)的有源操作模式期间，将开关(415)闭合使得电流能够流过电阻器R40，并且在待机操作模式期间，将开关(415)打开以使电流流动停止，并且因此停止通过阻抗转换单元(310A)的功耗。示例性阻抗转换单元(310B)的操作类似于元件(310A)的操作，其中不同之处在于使用电流源(425)代替电阻器R40作为吸收通过晶体管M40的电流的装置。由于与电阻器(例如R40)相比，电流源(425)固有的物理尺寸较小，因此电流源可以使得电路(310B)的尺寸与电路(310A)相比能够整体减小。
进一步参照图4A的阻抗转换单元(310A)和图4B的阻抗转换单元(310B)，供应电压VREG可以是与供应电压VCC的电压水平无关的调节电压，或者可替选地，可以是供应电压VCC的函数，包括VCC。本领域技术人员将认识到VREG的电压水平必须符合晶体管M40的电压顺应性，以使晶体管在其可容许的电压范围内操作。由于电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)的节点(VB4、VB3、VB2)处的电压可以不同，因此取决于耦接至阻抗转换单元(310A、310B)的输入节点(410)的节点(VB4、VB3、VB2)，供应电压VREG的对应水平可以不同，如稍后描述的图7所示。
图5示出了使用图4A的阻抗转换单元(310A)的堆叠共源共栅放大器(500)的简化示意图。本领域技术人员将认识到放大器(500)的偏置是根据关于图3的放大器(300)所讨论的可切换偏置，其中，图3的阻抗转换单元(310)由关于图4A讨论的源极跟随器配置(310A)代替。如上所述，为清楚起见，图5中示出了仅一个这样的元件(310A)，同样地可以由不同供应电压VREG供电的类似元件(310A)也可以耦接在电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)的节点(VB4、VB3、VB2)的每个节点与对应的栅极电阻器(R14、R13、R12)之间。如前所述，图5的四级共源共栅配置仅是本公开内容的示例性实施方式，并且不应当被认为是限制申请人认为是本发明的内容的范围，因为本教导同样适用于具有不同级数(例如2、3、4、5和更高级数)的配置。
进一步参照图3中描绘的本公开内容的可切换偏置电路(R4、R3、R2、R1、310、315)，耦接至开关(315)的阻抗转换单元(310)可以被认为是如图6中描绘的阻抗控制元件(600)。根据以上描述，阻抗控制元件(600)具有将其输入节点(410)处的电压耦合至其输出节点(620)同时在控制信号Ctrl的控制下选择性地改变其输出节点处的阻抗的功能。换句话说，在第一操作模式(例如待机模式)期间，输出节点(620)处的电压等于输入节点(410)处的电压，并且输出节点(620)处的阻抗等于输入节点(410)处的阻抗。在第二操作模式(例如有源模式)期间，输出节点(620)处的电压等于输入节点(410)处的电压，并且输出节点(620)处的阻抗低于输入节点(410)处的阻抗。此外，在第一操作模式期间，没有电流通过阻抗控制元件(600)流出，并且在第二操作模式期间，输出节点(620)与输入节点(410)之间的隔离高。鉴于这样的功能，设计用于本公开内容的可切换偏置电路的电路完全在本领域技术人员的能力范围内。这样的电路可以使用例如运算放大器或分立晶体管来提供对输入节点(410)处的电压的缓冲，同时在输出节点(620)处呈现不同的阻抗。换句话说，阻抗控制元件(600)的阻抗转换单元(310)可以包括晶体管和(具有反馈或不具有反馈的)运算放大器中的任一个或组合。
图7示出了根据本教导的包括可切换偏置电路(R4、R3、R2、R1、602、603、604)的堆叠共源共栅放大器(700)的简化示意图。元件(602、603、604)中的每一个是根据关于图6描述的阻抗控制元件(600)。如前所述，阻抗控制元件(602、603、604)中的每一个可以由不同(或相同)的供应电压(VREG2、VREG3、VREG4)供电，以满足组成电子元件(例如晶体管、运算放大器)的电压顺应性。由于节点(VB4、VB3、VB2)处的电压可以遵循表达式VB4>VB3>VB2，根据本公开内容的一个示例性实施方式，供应电压(VREG2、VREG3、VREG4)也可以遵循其中VREG4>VREG3>VREG2的类似的表达式。图7的堆叠共源共栅放大器(700)的操作如关于图3的放大器(300)的操作所描述的。根据示例性实施方式，在放大器(700)的有源操作模式期间，阻抗控制元件(602、603、604)向晶体管(M4、M3、M2)的栅极呈现相同的阻抗值。在放大器(700)的有源操作模式期间阻抗控制元件(602、603、604)向晶体管(M4、M3、M2)的栅极呈现不同阻抗值的其他示例性实施方式是可行的。
进一步参照图7中描绘的放大器(700)，可选的电容器(C64、C63、C62)可以用于进一步将偏置电路与晶体管(M4、M3、M2)的栅极(VG4、VG3、VG2)处的耦合RF信号隔离。这些电容器与串联连接的电阻器(R14、R13、R12)的组合可以形成低通滤波器，可以根据由放大器(700)放大的RF信号的操作频率来选择该低通滤波器的截止频率。虽然未在本公开内容的其他图中示出，但是可以在任何所呈现的实施方式中使用类似的电容器。
上面讨论的根据本公开内容的可切换偏置电路可以使用包括诸如如图4A、图4B和图5中所描绘的晶体管M40的有源部件或者诸如如上所述的运算放大器的其他有源部件。根据另一实施方式的替选可切换偏置电路可以主要使用无源部件例如如图8中描绘的电阻器以获得更简单的偏置配置，同时提供与如由上面讨论的配置所提供的相同的操作原理，即，在堆叠晶体管放大器的有源操作模式期间减少与偏置电路的RF耦合效应，并且在堆叠晶体管放大器的待机操作模式期间减少偏置电路中的功耗，同时在两种操作模式下保持到堆叠晶体管(例如M4、M3、M2)的栅极的栅极偏置电压相同。
进一步参照图8的放大器(800)，使用两个单独的电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)和(R84、R83、R82、R81)以通过节点电压(VB4、VB3、VB2)和(V’B4、V’B3、V’B2)向晶体管(M4、M3、M2、M1)的栅极分别提供相同的偏置电压。如上所述，每个梯部可以具有可选的二极管连接的晶体管(例如M10、M81)，以使得梯部的节点处的电压能够跟踪堆叠晶体管(M4、M3、M2、M1)的过程相关变化。可选的开关(815)可以用于控制跨电阻梯形网络的电流导通路径。
已经关于前面的附图(例如图3)描述了图8的电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)，并且电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)可以包括足够高的电阻值以减小通过梯部的待机电流。因此，可能不需要其在有源操作模式期间完全移除通过梯部的电流路径的开关(如同开关815)，因为预计通过梯部导通的电流非常小。在一些示例性实施方式中，电阻器(R4、R3、R2、R1)的电阻值可以足够高以使得传导通过梯部的电流小至3μA。如上所述，在放大器(800)的待机操作模式期间，由电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)的节点(VB4、VB3、VB2)提供到晶体管(M4、M3、M2、M1)的栅极的偏置电压，其中，每个这样的节点都向所述晶体管的栅极呈现较高的阻抗。如上所述，由开关(315)提供对这些节点的选择。
图8的电阻梯形网络(R84、R83、R82、R81)对跨梯部的电压(例如，如图8中示出的VCC)进行划分，以在相应的节点(V’B4、V’B3、V’B2)处生成基本上等于节点(VB4、VB3、VB2)处电压的电压，其中，不同之处在于，节点(V’B4、V’B3、V’B2)中的每一个向相应晶体管(M4、M3、M2、M1)的栅极呈现基本上低于由电阻梯形网络(R4、R3、R2、R1)的相应节点(VB4、VB3、VB2)呈现的阻抗的阻抗。如上所述，这使得能够减小传导通过晶体管(M4、M3、M2、M1)的RF信号与节点(V’B4、V’B3、V’B2)处的偏置电压的耦合效应。由节点(V’B4、V’B3、V’B2)呈现的较低阻抗是通过对电阻器(R84、R83、R82、R81)选择较小电阻值来提供的，这继而使得相当大的电流通过电阻梯形网络(R84、R83、R82、R81)流通。因此，在图8的放大器(800)的待机操作模式期间，开关(815)移除梯部中电流的传导路径。在一些示例性实施方式中，电阻器(R84、R83、R82、R81)的电阻值可以足够低以使得传导通过梯部的电流高达0.8mA。
图9A示出了图8的电阻梯形网络(R84、R83、R82、R81)的替选实施方式，其中，在电阻器R82与R81之间串联连接的附加晶体管M91可以用于在电阻梯形网络的节点V’B2处施加期望电压。
图9B示出了根据图9A的相同的电阻梯形网络，其中，根据示例性实施方式，开关(815)经由FET晶体管M92来实现。本领域技术人员将知晓实现开关(815)的许多不同方式，因此图9B中描绘的示例性实施方式不应当被视为限制申请人认为是本发明的内容的范围。
以上描述主要讨论了堆叠中的除了输入晶体管M1以外的晶体管的偏置。本领域技术人员将知晓输入晶体管的这种偏置可以确定通过晶体管(M4、M3、M2、M1)的偏置电流，并且因此可以指示使用堆叠晶体管(M4、M3、M2、M1)的放大器的增益。图10A描绘了现有技术的堆叠共源共栅放大器装置(1000A)的简化示意图，其中，复制电路(1010)用于生成输入晶体管M1的栅极偏置电压VG1。生成到堆叠的上部晶体管(M4、M3、M2)的栅极偏置电压的偏置电路(图10A中未示出)可以是根据本领域中任何已知的偏置电路，包括上面引用的美国专利第7,248,120号、公开的美国申请第2015/0270806A1号以及公开的美国申请第US 2014/0184336 A1号——这些专利和申请的公开内容的全部内容通过引用并入本文——中所描述的偏置电路，或者根据上面参照例如图3、图5、图7和图8讨论的偏置电路。
图10A的复制堆叠电路(1010)可以包括晶体管(M’4、M’3、M’2、M’1)的堆叠，其中，晶体管(M’4、M’3、M’2、M’1)中的每一个是在堆叠共源共栅放大器(1000A)的放大级中使用的相应晶体管(M4、M3、M2、M1)的缩小尺寸版本(例如，缩小达因子N，其中，N可以是例如100至1000)。通过根据在主放大级的输入晶体管M1的偏置中使用的相同偏置电压对复制电路(1010)的输入晶体管M’1进行偏置，以及对提供至晶体管M’1的栅极偏置电压进行调节以使参考电流IREF传导通过复制堆叠(1010)，如果输入晶体管M1设置有相同的经调节的栅极偏置电压，则多倍的参考电流N x IREF可以传导通过堆叠晶体管。这在图10A中示出，其中，复制堆叠(1010)的输入晶体管M’1被提供与提供至放大级的输入晶体管M1相同的栅极偏置电压VG1，并且其中，电压VG1经由包括VG1偏置控制模块(1020)的闭环***调节，以传导通过复制堆叠电路(1010)由电流源(1030)生成的电流IREF。虽然在图10A中描绘的示例性现有技术实施方式中，VG1偏置控制模块(1020)被示出为感测复制堆叠(1010)的晶体管M’4的漏极处的电压，但是感测复制堆叠(1010)中的其他电压的其他实施方式也是可行的。这些电压可以用作闭环***的一部分，该闭环***调节电压VG1以使电流IREF传导通过复制堆叠(1010)。因此，等于N x IREF的电流传导通过放大级的晶体管(M4、M3、M2、M1)，其中，N是放大级中晶体管的尺寸与复制电路中晶体管的尺寸之间的尺寸因子。关于与图10A中描绘的偏置电路类似的偏置电路的电路实现示例的更多细节可以例如在上面引用的美国专利第7,248,120号、公开的美国申请第2015/0270806 A1号中找到，该专利和申请的公开内容的全部内容通过引用并入本文。基于这样的描述，本领域技术人员将清楚可以以各种方式实现相应的电流源(1030)和VG1偏置控制模块(1010)，包括在运算放大器和/或电流镜周围使用辅助电路。
进一步参照图10A，应当注意，虽然该图示出了复制电路中与放大级中相同数目的堆叠晶体管，但是复制电路中使用的堆叠晶体管(M'1、M'2、M'3)的数目不同于放大级中使用的堆叠晶体管(M1、M2、M3、M4)的数目的其他配置例如图10B中描绘的示例性配置是可行的。这样的配置可以类似地通过调节两个堆叠共用的电压VG1来生成通过复制电路的参考电流IREF。因此，并且如上所述，电流N'x IREF传导通过放大级的晶体管(M4、M3、M2、M1)，其中，N'是放大级中晶体管的尺寸与复制电路中晶体管的尺寸之间的尺寸因子。此外，如图10C描绘的示例性情况所示出的，到复制电路的供应电压可以与提供至放大级的供应电压VCC相同。参照图10A、图10B和图10C，到复制电路的(除了输入晶体管以外的)晶体管的栅极偏置电压(V'G4、V'G3、V'G2)或(V'Gn、…...、V'Gk)可以与提供至放大级的晶体管的栅极偏置电压(VG4、VG3、VG2)相同或不同，因为这样的偏置电压可以取决于每个堆叠的高度和到堆叠的供应电压(例如VCC、VDD)。因此，本申请中描述的在复制电路和放大级中使用相同数目的堆叠晶体管的示例性实施方式不应当被视为限制根据本公开内容的教导的范围。
参照图10A中描绘的多级共源共栅放大器装置(1000A)，可以期望使这种放大器在对其输入端(120)处的RFin信号进行放大(和传输)的有源模式以及在基本上没有电流传导通过晶体管堆(M4、M3、M2、M1)的待机模式下操作。如上面参照其他附图所讨论的，在两种操作模式期间都必须保持晶体管(M4、M3、M2、M1)的电压顺应性以实现晶体管的安全操作，以及如与例如图3、图5、图7和图8有关的根据本公开内容的上述教导描述了用于降低用于生成晶体管(M4、M3、M2)的栅极偏置电压的偏置电路中的待机模式功耗，同时在有源模式期间将低阻抗偏置节点呈现给晶体管(M4、M3、M2)的栅极以减少RF信号与偏置电路的耦合的方法和器件。然而，在任一操作模式期间，复制电路(1010)都没有与RF信号耦合，并且因此可以在用于复制电路(1010)的偏置电路的设计中获得增加的灵活性。
根据示例性现有技术实施方式，在待机操作模式期间，图10A的电流源(1030)和相应的辅助电路被禁用以降低消耗的功率(从电路移除供应电力)，同时VG1偏置控制模块(1020)使晶体管M1和M’1的栅极接地，从而移除通过两个晶体管堆(M4、M3、M2、M1)和(M’4、M’3、M’2、M’1)的电流传导。在待机操作模式期间，也可以移除栅极偏置电压(V'G4、V'G3、V'G2)或将其设置为0V。应当注意，如图10A所示，可以经由控制信号Ctrl来控制待机模式和有源模式之一下的操作，控制信号Ctrl可以在控制器单元内生成，诸如例如在知晓放大器装置(1000A)所贡献的整体通信协议的收发器单元内生成。
进一步参照图10A的放大器装置(1000A)，(在待机操作模式期间)禁用电流源(1030)并且可选地使晶体管M’1的栅极接地(例如设置为0V或者参考电位)还可能使晶体管M’4以及晶体管M’3、M’2和M’1的漏极下陷至地，同时输出晶体管M4的漏极保持为VCC以及M3、M2、M1的漏极可见与(如上所描述的通过对晶体管M4、M3和M2进行偏置的方式)跨晶体管的VCC的分压相对应的电压。本领域技术人员将认识到，如果晶体管(M4、M3、M2、M1)和(M’4、M’3、M’2、M’1)的本体是浮动的(例如，浮体)，则晶体管的本体的电位处于晶体管的漏极电位与源极电位之间的电位。因此，在图10A的复制电路(1010)和放大级的晶体管堆(M4、M3、M2、M1)的情况下，当在待机模式下操作时，相应晶体管的本体可能处于完全不同的电位。如本领域技术人员所知，作为晶体管的本体电位的函数的晶体管的本体效应可能影响晶体管的响应，特别是电流对电压特性。此外，晶体管的本体电位具有可以防止例如由于晶体管的漏极/源极电位变化而导致本体电位的快速变化的时间常数。因此，当放大器装置(1000A)将操作从待机模式切换至有源模式时，晶体管(M4、M3、M2、M1)的本体电位处于正常操作水平(因为晶体管偏置未改变)，同时晶体管(M’4、M’3、M’2、M’1)的本体电位处于不同的操作水平并且由于所施加的VDD而开始充电相对缓慢地上升至正常操作水平。在根据图10A中描绘的现有技术实施方式的晶体管(M’4、M’3、M’2、M’1)的本体电位的充电上升时间期间，复制电路(1010)不能被认为是作为“复制”电路操作，因为施加至晶体管M’1以用于传导参考电流IREF的栅极偏置电压改变并且仅在本体电位稳定后才稳定。因此，在复制电路(1010)的晶体管(M’4、M’3、M’2、M’1)的本体电位的充电上升时间期间，在晶体管堆(M4、M3、M2、M1)中传导的变化的偏置电流(例如DC电流)不是根据期望的电流(例如N x IREF)，这可能导致放大器装置(1000A)的非理想的输出响应。这种非理想的输出响应继而可能导致由使用放大器装置(1000A)的通信***传输的数据的损坏。例如，收发器可以向放大器装置(1000A)发送控制信号Crt1以切换至有源操作模式并且在控制信号Ctrl的几分之一微秒内开始发送要由放大器装置(1000A)放大的RFin。响应于控制信号Ctrl，放大器装置(1000A)可以激活电流源(1030)并且在几分之一微秒内向复制电路(1010)提供偏置电压。然而，晶体管(M’4、M’3、M’2、M’1)的本体电位的稳定时间可能为100微秒的数量级，在此期间，由于放大器装置(1000A)的非理想的输出响应，所以放大器装置(1000A)在次优模式下操作，并且可能损坏其RFout信号中包括的数据。在从待机操作模式到有源操作模式的(后切换)转换时间期间，可以相对于晶体管(M’4、M’3、M’2、M’1)的栅极电压的稳定来预计关于本体电位的稳定的类似效应，因为这样的栅极电压通过这种晶体管的漏栅电容充电，并且因此可以进一步影响复制电路在后切换转换时间期间的(瞬态)响应。
本领域技术人员可以考虑使用体连结晶体管作为晶体管(M4、M3、M2、M1)和(M’4、M’3、M’2、M’1)以减少或者移除上面讨论的关于图10A的电流源(1030)的现有技术激活和去激活的本体效应。本领域技术人员将知晓用于在晶体管中提供这种本体连结的各种方法和器件，所述方法和器件的一些示例可以例如在上面引用的均题为“Butted Body Contactfor SOI Transistor”的美国专利申请第14/945,323号和美国专利申请第15/078,930号中找到，这些专利申请的公开内容的全部内容通过引用并入本文。应当注意，根据一些示例性实施方式，堆叠(M4、M3、M2、M1)和(M’4、M’3、M’2、M’1)中的每一个中的晶体管可以包含浮体晶体管和体连结晶体管的组合，例如在上面引用的题为“Body Tie Optimization forStacked Transistor Amplifier”的美国专利申请第_______号(代理人案卷号：PER-199-PAP)中描述了一些这样的示例性实施方式，该专利申请的公开内容的全部内容通过引用并入本文。本公开内容的申请人已经发现，在RF电路的情况下，特别是在RF放大器的情况下，用于连结晶体管的本体(例如至偏置电压、晶体管的源极)的接触部长度可能负面地影响放大器的性能，并且因此减小接触部的长度以保持期望的性能。另一方面，减小该长度可以降低本体连结对上述本体效应的效率。对于本体连结的长度的这种相互矛盾的要求使得这种本体连结成为用于解决源于在图10A的放大器装置(1000A)的有源操作模式和待机操作模式期间激活和去激活电流源(1030)的现有技术问题的不太可行的解决方案。因此，根据本公开内容的实施方式，在放大器装置(1000A)的待机模式和有源模式二者期间，晶体管(M’4、M’3、M’2、M’1)的本体电位都保持在正常操作水平，同时通过去激活电流源(1030)和相应的电路来降低复制电路的偏置电路中的功耗。图11描绘了提供这种功能的一种配置。无论使用体连结晶体管还是浮动晶体管都可以使用该实施方式。
图11描绘了根据本公开内容的用于向复制电路(1010)提供偏置的偏置电路(1020、1030)的示例性修改。在图11的放大器装置(1100)中，开关(1140)用于在Ctrl信号的控制下将晶体管M'4的漏极与供应电压VDD选择性地耦接和解耦。因此，在待机模式期间，电流源(1030)(和辅助电路)被去激活并且开关(1140)被激活(开关接通)以将晶体管M’4的漏极保持为电压VDD。同时，VG1偏置控制模块(1020)使晶体管M’1的栅极接地以移除传导通过复制堆叠电路(1010)的电流，同时栅极偏置电压V'G4、V'G3、V'G2分配跨复制堆叠电路(1010)的晶体管的电压VDD。在有源模式期间，电流源(1030)(和辅助电路)被激活以通过电流源(1030)将晶体管M'4的漏极偏置为VDD，并且开关(1140)被去激活(开关断开)。因此，在待机模式和有源模式二者期间，堆叠(M4、M3、M2、M1)和(M’4、M’3、M’2、M’1)二者都被相同地偏置，并且因此相应的晶体管的本体处于相同的电位。本领域技术人员将理解，当电流源(1030)被激活时，相应的器件/电路(例如晶体管)可以在晶体管M’4的漏极与供应电压VDD之间提供低电阻路径，同时控制通过器件/电路的电流，以有效地将M’4的漏极设置为基本上等于VDD的电压。另一方面，当电流源(1030)被去激活时，所述器件/电路可以被关断，有效地移除供应电压VDD与M’4的漏极之间的导通路径。如前所述，在未将M’4的漏极连接至供应电压(例如，经由开关1140连接至VDD)的情况下，由于电流源(1030)被去激活，自然传导电流(从漏极至源极)对M’4的漏极和后续晶体管M’3、M’2和M’1的所有漏极处的电压进行放电，最终导致晶体管(M’4、M’3、M’2、M’1)的漏极接地。
继续参照图11，根据本公开内容的一些实施方式，如上所述，可以使到复制电路(1010)的晶体管(M'4、M'3、M'2)的栅极的栅极偏置电压V'G4、V'G3、V'G2在待机操作模式和有源操作模式二者下完全相同(相等)。根据本公开内容的替选实施方式，可以使栅极偏置电压V'G4、V'G3、V'G2在两种操作模式下基本相等，诸如例如，在待机操作模式下，跨堆叠(1010)的晶体管M'4的漏极处的电压的分压提供堆叠(1010)的晶体管(M’4、M’3、M’2、M’1)的公共源极漏极节点处的电压，其在有源操作模式下相应公共源极漏极节点电压的0.5V内。换句话说，对于V’Gn|待机≈V’Gn|有源+/-0.5V，针对n＝2，3，4。根据本公开内容的其他实施方式，可以使提供至复制电路(1010)的栅极偏置电压V'G4、V'G3、V'G2基本上等于提供至放大级的晶体管的相应栅极偏置电压VG4、VG3、VG2。
进一步参照图11中描绘的根据本公开内容的放大器装置(1100)，由于在待机模式期间电流源(1030)和辅助电路被去激活并且没有电流传导通过复制电路(1010)，因此可以在待机模式期间获得与有源模式相比降低的功耗。另外，消除了上面讨论的本体效应，使得图11的放大器装置(1100)能够将操作在待机模式与有源模式之间切换，而不会受到放大器未按预期执行期间本体电位的长稳定时间的影响。本公开内容的申请人已经测量了等于或小于200纳秒的稳定时间，其相对于标准定时窗口为图11的放大器装置(1100)提供大的操作余量，控制器(例如收发器单元)可以在请求将操作从待机模式切换至有源模式之后达等于或小于200纳秒的稳定时间开始将RFin信号输出至放大器装置(1100)。
虽然图11中描绘的根据本公开内容的示例性实施方式示出了与电流源(1030)独立的简单开关(1140)作为选择性地将晶体管M’4的漏极偏置为电压VDD的装置，但是本领域技术人员在使用根据本公开内容的教导时将知晓提供相同功能的其他装置。例如，考虑到整个电流源(1030)和相应的辅助电路(未示出，但是例如在上面引用的公开的美国申请第2015/0270806 A1号中进行了描述，其公开内容的全部内容通过引用并入本文)，如图12A中所描绘的，本领域技术人员可以将开关(1140)的相同功能集成在这种电流源(1030)和辅助电路中。
进一步参照图12A，描绘了根据本公开内容的实施方式的可以提供与上面参照图11讨论的放大器装置(1100)相同的功能的放大器装置(1200A)。具体地，使用漏极偏置模块(1230)选择性地将晶体管M’4的漏极耦接至其电压在第一操作模式和第二操作模式期间保持恒定(例如VDD)的节点，在第一操作模式(例如有源模式)期间漏极偏置模块的电流源被控制为参考电流(例如IREF)，以及在第二操作模式(例如待机模式)期间不控制漏极偏置模块的电流源。如上面参照图11所讨论的那样，可以通过使用电流源(例如1030)、开关(例如1140)和相应的辅助电路来实现这种功能。此外，在待机运行模式期间，可以禁用漏极偏置模块(1230)中的用于将电流限制为参考电流IREF的电路的一部分以减少功耗。
图12B示出了根据本公开内容的另一实施方式的可以提供与上面参照图11讨论的放大器装置(1100)相同的功能的放大器装置(1200B)的又一示例性实现方式。具体地，使用开关(1240)将供应电压VDD和电流源(1030)中的一个耦接至复制电路(1010)的晶体管M’4的漏极节点。如上所述，使用根据本公开内容的教导，本领域技术人员将知晓用于修改使用复制电路(例如图10A和图10B)的偏置电路的多种方式，以在待机操作模式和有源操作模式二者期间保持复制电路的本体电位与主放大级的本体电位相同，同时在待机模式期间降低功耗。如贯穿本公开内容所指出的，被描绘为具有堆叠的四个晶体管的堆叠晶体管配置本质上仅是示例性的，因为根据本公开内容的教导同样适用于具有不同数目的堆叠晶体管例如2个、3个、4个、5个、6个、7个和更多个堆叠晶体管的配置。
术语“MOSFET”在技术上指的是金属氧化物半导体；MOSFET的另一同义词是用于金属绝缘体半导体FET的“MISFET”。然而，“MOSFET”已成为大多数类型的绝缘栅FET(“IGFET”)的通用标签。尽管如此，众所周知，名称MOSFET和MISFET中的术语“金属”现在通常是误称，因为先前的金属栅极材料现在通常是多晶硅层(多晶硅)。类似地，名称MOSFET中的“氧化物”可能是误称，因为为了在较小施加电压下获得强沟道的目的而使用不同的介电材料。因此，本文使用的术语“MOSFET”不应从字面上理解为限制于金属氧化物半导体，而是替代地通常包括IGFET。
如对于本领域普通技术人员应该明显的是，可以实现本发明的各种实施方式以满足各种各样的规格。除非上面另有说明，否则选择合适的部件值是设计选择的问题，并且本发明的各种实施方式可以以任何合适的IC技术(包括但不限于MOSFET结构和IGFET结构)或以混合或分立电路形式来实现。可以使用任何合适的衬底和工艺——包括但不限于标准体硅、绝缘体上硅(SOI)、蓝宝石上硅(SOS)、GaN HEMT、GaAs pHEMT和MESFET技术——来制造集成电路实施方式。然而，上面描述的发明构思对于基于SOI的制造工艺(包括SOS)以及对于具有类似特性的制造工艺特别有用。在SOI或SOS上的CMOS中的制造实现了低功耗、由于FET堆叠在操作期间承受高功率信号的能力、良好的线性度和高频操作(超过约10GHz，特别是约20GHz以上)。单片IC实现方式特别有用，因为通过精心设计，寄生电容通常可以保持为低(或处于最低限度，在所有单元中保持一致、允许它们得到补偿)。
取决于特定规格和/或实现技术(例如，NMOS、PMOS或CMOS以及增强模式晶体管器件或耗尽模式晶体管器件)，可以调整电压水平或者使电压和/或逻辑信号极性反转。可以根据需要例如通过调整器件尺寸、将部件(特别是FET)串联“堆叠”以承受更高电压和/或并联使用多个部件以处理较大电流来适应性调整部件电压、电流以及功率处理能力。可以添加附加的电路部件以提高所公开的电路的能力和/或在不显著改变所公开的电路的功能的情况下提供附加的功能。
提供上述示例是为了向本领域普通技术人员提供如何制造和使用本公开内容的快速RF放大器偏置恢复的待机电压条件的实施方式的完整公开内容和描述，并且不旨在限制申请人认为是本发明的内容的范围。这样的实施方式可以例如在用于当前通信***(例如WCMDA、LTE、WiFi等)的移动手机中使用，其中，可能需要对具有高于100MHz的频率含量和高于50mW的功率水平的信号进行放大。技术人员可以获得所呈现的实施方式的其他合适的实现方式。
对于本领域技术人员而言明显的用于执行本文公开的方法和***的上述模式的修改旨在落入所附权利要求书的范围内。本说明书中提及的所有专利和公开表示本公开内容所属领域的技术人员的技能水平。本公开内容中引用的所有参考文献均以如同每篇参考文献的全部内容已通过引用单独地并入的程度一样通过引用并入。
应当理解，本公开内容不限于特定的方法或***，其当然可以变化。还应当理解，本文使用的术语仅出于描述特定实施方式的目的，而不旨在限制。如在本说明书和所附权利要求书中所使用的，除非内容另有明确规定，否则单数形式(“一(a)”、“一个(an)”和“该(the)”)包括复数个指示物。除非内容另有明确规定，否则术语“多个”包括两个或更多个指示物。除非另有定义，否则本文使用的所有技术和科学术语具有与本公开内容所属领域的普通技术人员通常理解的含义相同的含义。
已经描述了本公开内容的许多实施方式。然而，应当理解，在不脱离本公开内容的精神和范围的情况下，可以进行各种修改。因此，其他实施方式在所附权利要求书的范围内。

Claims (23)

1.一种电路装置，包括：
晶体管堆，被配置成操作为放大器，所述晶体管堆包括包含输入晶体管和输出晶体管的多个堆叠晶体管，所述晶体管堆被配置成在耦接至所述输出晶体管的第一供应电压与耦接至所述输入晶体管的参考电压之间操作；以及
偏置电路，包括所述晶体管堆的复制电路，所述偏置电路被配置成向所述输入晶体管以及向所述复制电路的相应第一晶体管提供输入栅极偏置电压，所述复制电路被配置成在耦接至所述复制电路中的与所述输出晶体管相对应的最后一个晶体管的第二供应电压与耦接至所述第一晶体管的所述参考电压之间操作；
其中，所述电路装置被配置成在至少第一模式和第二模式下操作，
其中，在所述第一模式下的操作期间，所述偏置电路：
通过生成参考电流的参考电流源将所述复制电路的所述最后一个晶体管耦接至所述第二供应电压，以及
调节所述输入栅极偏置电压以使所述参考电流传导通过所述复制电路，以及
其中，在所述第二模式下的操作期间，所述偏置电路：
将所述输入栅极偏置电压设置为下述电压，该电压使得基本上没有电流传导通过所述复制电路，
将所述参考电流源去激活，以及
将所述复制电路的所述最后一个晶体管耦接至所述第二供应电压。
2.根据权利要求1所述的电路装置，其中，在所述第一模式下的操作期间提供至所述复制电路的晶体管的栅极的偏置电压基本上等于在所述第二模式下的操作期间提供至所述复制电路的晶体管的栅极的偏置电压。
3.根据权利要求2所述的电路装置，其中，在所述第一模式下的操作期间所述复制电路的公共源漏节点处的电压在所述第二模式下的操作期间相应电压的0.5V内。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电路装置，其中，所述晶体管堆被配置成对用于WiFi通信的射频(RF)信号进行放大。
5.根据权利要求4所述的电路装置，其中，所述电路装置在用于WiFi通信的电子设备中使用。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的电路装置，其中，所述复制电路的晶体管的栅极和所述晶体管堆的所述多个晶体管的栅极设置有相同的偏置电压。
7.根据权利要求1至5中任一项所述的电路装置，其中，所述复制电路的晶体管的栅极和所述晶体管堆的所述多个晶体管的栅极设置有不同的偏置电压。
8.根据权利要求1至5中任一项所述的电路装置，其中，所述复制电路的晶体管堆的高度等于被配置成操作为放大器的所述晶体管堆的高度。
9.根据权利要求1至5中任一项所述的电路装置，其中，所述复制电路的晶体管堆的高度不同于被配置成操作为放大器的所述晶体管堆的高度。
10.根据权利要求1至5中任一项所述的电路装置，其中，所述复制电路的晶体管和所述晶体管堆的所述多个晶体管是浮动晶体管。
11.根据权利要求1至5中任一项所述的电路装置，其中，所述复制电路的晶体管和所述晶体管堆的所述多个晶体管是体连结晶体管。
12.根据权利要求1至5中任一项所述的电路装置，其中，所述复制电路的晶体管和/或所述晶体管堆的所述多个晶体管包括体连结晶体管和浮动晶体管的组合。
13.根据权利要求1至5中任一项所述的电路装置，还包括一个或更多个栅极电容器，每个栅极电容器连接在所述多个堆叠晶体管中的除了所述输入晶体管以外的晶体管的栅极之间，其中，所述每个栅极电容器被配置成允许所述栅极处的栅极电压随着所述晶体管的漏极处的射频(RF)电压变化。
14.根据权利要求13所述的电路装置，其中，所述一个或更多个栅极电容器被配置成使所述输出晶体管的漏极处的输出RF电压跨所述多个堆叠晶体管基本上均衡。
15.根据权利要求1至5中任一项所述的电路装置，其中，在所述第二模式下的操作期间所述输入栅极偏置电压基本上等于所述参考电压。
16.一种用于使用被配置成操作为放大器的晶体管堆的复制电路对所述晶体管堆进行偏置的方法，所述方法包括：
在所述放大器的第一操作模式期间：
通过电流源生成参考电流；
通过所述电流源将供应电压耦接至所述复制电路；
调节所述晶体管堆的输入晶体管的偏置电压；
基于所述调节，使所述参考电流传导通过所述复制电路；以及
在所述放大器的第二操作模式期间：
将所述偏置电压设置为固定值，以使得基本上没有电流传导通过所述复制电路；
将所述电流源去激活；以及
将所述供应电压耦接至所述复制电路。
17.根据权利要求16所述的方法，其中，在所述第一模式下的操作期间提供至所述复制电路的晶体管的栅极的偏置电压基本上等于在所述第二模式下的操作期间提供至所述复制电路的晶体管的栅极的偏置电压。
18.根据权利要求17所述的方法，其中，在所述第一模式下的操作期间所述复制电路的公共源漏节点处的电压在所述第二模式下的操作期间相应电压的0.5V内。
19.一种用于WiFi通信的通信设备，所述通信设备包括根据权利要求1所述的电路装置。
20.根据权利要求19所述的通信设备，其中，所述通信设备是移动手机。
21.一种电路装置，包括：
晶体管堆，被配置成操作为放大器，所述晶体管堆包括包含输入晶体管和输出晶体管的多个堆叠晶体管；
偏置电路，包括所述晶体管堆的复制电路，所述偏置电路被配置成向所述输入晶体管以及向所述复制电路的相应第一晶体管提供输入栅极偏置电压，
其中，所述电路装置被配置成在至少有源模式和待机模式下操作，在所述有源模式下通过所述晶体管堆对射频(RF)信号进行放大，以及在所述待机模式下基本上没有电流传导通过所述晶体管堆并且所述电路装置的功耗降低，
其中，在所述有源模式下的操作期间，所述偏置电路被配置成基于传导通过所述复制电路的参考电流生成所述输入栅极偏置电压，并且其中，所述偏置电路被配置成在所述有源操作模式和所述待机操作模式二者期间生成到所述复制电路的晶体管的偏置电压，所述偏置电压基本上等于到所述晶体管堆的晶体管的偏置电压。
22.根据权利要求21所述的电路装置，其中：
所述晶体管堆被配置成在耦接至所述输出晶体管的第一供应电压与耦接至所述输入晶体管的参考电压之间操作，以及
所述复制电路被配置成在耦接至所述复制电路中的与所述输出晶体管相对应的最后一个晶体管的第二供应电压与耦接至所述第一晶体管的所述参考电压之间操作。
23.一种用于使用被配置成操作为放大器的晶体管堆的复制电路对所述晶体管堆进行偏置的方法，所述方法包括：
在所述放大器的有源放大操作模式期间：
通过使参考电流传导通过所述复制电路来调节到所述晶体管堆的输入晶体管的偏置电压；以及
向所述复制电路的晶体管提供如下偏置电压，所述偏置电压与提供至所述晶体管堆的晶体管的偏置电压基本上相等；以及
在所述放大器的待机操作模式期间：
将到所述输入晶体管的所述偏置电压设置为固定值，以使得基本上没有电流传导通过所述复制电路；以及
向所述复制电路的所述晶体管提供如下偏置电压，所述偏置电压与提供至所述晶体管堆的所述晶体管的偏置电压基本上相等。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111934632A (zh) * 2020-09-27 2020-11-13 成都嘉纳海威科技有限责任公司 一种超宽带高功率放大器

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9667195B2 (en) * 2012-12-28 2017-05-30 Peregrine Semiconductor Corporation Amplifiers operating in envelope tracking mode or non-envelope tracking mode
US11128261B2 (en) 2012-12-28 2021-09-21 Psemi Corporation Constant Vds1 bias control for stacked transistor configuration
US10243519B2 (en) 2012-12-28 2019-03-26 Psemi Corporation Bias control for stacked transistor configuration
US9882531B1 (en) 2016-09-16 2018-01-30 Peregrine Semiconductor Corporation Body tie optimization for stacked transistor amplifier
US10250199B2 (en) 2016-09-16 2019-04-02 Psemi Corporation Cascode amplifier bias circuits
US9843293B1 (en) 2016-09-16 2017-12-12 Peregrine Semiconductor Corporation Gate drivers for stacked transistor amplifiers
US9837965B1 (en) 2016-09-16 2017-12-05 Peregrine Semiconductor Corporation Standby voltage condition for fast RF amplifier bias recovery
WO2018139399A1 (ja) * 2017-01-24 2018-08-02 株式会社村田製作所 電力増幅モジュール、電力増幅モジュールの制御方法および高周波フロントエンド回路
US10439563B2 (en) 2017-02-28 2019-10-08 Psemi Corporation Positive temperature coefficient bias compensation circuit
US10439562B2 (en) 2017-02-28 2019-10-08 Psemi Corporation Current mirror bias compensation circuit
US10056874B1 (en) 2017-02-28 2018-08-21 Psemi Corporation Power amplifier self-heating compensation circuit
US10672726B2 (en) 2017-05-19 2020-06-02 Psemi Corporation Transient stabilized SOI FETs
US10276371B2 (en) 2017-05-19 2019-04-30 Psemi Corporation Managed substrate effects for stabilized SOI FETs
CN108551333B (zh) * 2018-03-29 2021-09-14 广州慧智微电子有限公司 射频功率放大电路
US10658386B2 (en) 2018-07-19 2020-05-19 Psemi Corporation Thermal extraction of single layer transfer integrated circuits
US10587225B2 (en) * 2018-07-24 2020-03-10 Psemi Corporation Transient stabilized cascode biasing
CN108768316B (zh) * 2018-08-14 2023-09-01 成都嘉纳海威科技有限责任公司 一种基于四堆叠技术的高频高功率高效率复合晶体管管芯
US10622898B1 (en) 2018-12-28 2020-04-14 Intel Corporation Voltage regulator control systems and methods
US11082021B2 (en) 2019-03-06 2021-08-03 Skyworks Solutions, Inc. Advanced gain shaping for envelope tracking power amplifiers
US10714152B1 (en) * 2019-05-29 2020-07-14 Advanced Micro Devices, Inc. Voltage regulation system for memory bit cells
WO2021061851A1 (en) 2019-09-27 2021-04-01 Skyworks Solutions, Inc. Power amplifier bias modulation for low bandwidth envelope tracking
US11881823B2 (en) * 2020-04-13 2024-01-23 Smarter Microelectronics (Guang Zhou) Co., Ltd. Power amplifier circuit
US11855595B2 (en) * 2020-06-05 2023-12-26 Skyworks Solutions, Inc. Composite cascode power amplifiers for envelope tracking applications
US11482975B2 (en) * 2020-06-05 2022-10-25 Skyworks Solutions, Inc. Power amplifiers with adaptive bias for envelope tracking applications
US11588447B2 (en) * 2020-12-21 2023-02-21 Psemi Corporation Source switch split LNA design with thin cascodes and high supply voltage
WO2023150261A1 (en) * 2022-02-07 2023-08-10 Qorvo Us, Inc. Cascode power amplification circuits, including voltage protection circuits

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060226910A1 (en) * 2005-03-24 2006-10-12 Oki Electric Industry Co., Ltd Bias circuit for a wideband amplifier driven with low voltage
WO2011014849A2 (en) * 2009-07-30 2011-02-03 Qualcomm Incorporated Bias current monitor and control mechanism for amplifiers
US20130049867A1 (en) * 2011-08-30 2013-02-28 Intel Mobile Communications GmbH Class of power amplifiers for improved back off operation
US20140184335A1 (en) * 2012-12-28 2014-07-03 Peregrine Semiconductor Corporation Amplifiers Operating in Envelope Tracking Mode or Non-Envelope Tracking Mode
CN104426486A (zh) * 2013-08-27 2015-03-18 特里奎恩特半导体公司 用于射频功率放大器的偏置升压偏置电路
CN104521138A (zh) * 2012-08-08 2015-04-15 高通股份有限公司 多共源共栅放大器偏置技术
US20150270806A1 (en) * 2012-12-28 2015-09-24 Peregrine Semiconductor Corporation Bias Control for Stacked Transistor Configuration

Family Cites Families (134)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5012123A (en) 1989-03-29 1991-04-30 Hittite Microwave, Inc. High-power rf switching system
US5126688A (en) 1990-03-20 1992-06-30 Oki Electric Co., Ltd. Power amplifying apparatus for wireless transmitter
US5119042A (en) 1990-08-30 1992-06-02 Hughes Aircraft Company Solid state power amplifier with dynamically adjusted operating point
CA2077500C (en) 1991-09-04 1996-09-17 Yukio Yokoyama Radio transceiver
US5489792A (en) 1994-04-07 1996-02-06 Regents Of The University Of California Silicon-on-insulator transistors having improved current characteristics and reduced electrostatic discharge susceptibility
KR100241202B1 (ko) 1995-09-12 2000-02-01 니시무로 타이죠 전류미러회로
US5635872A (en) 1995-11-16 1997-06-03 Maven Peal Instruments, Inc. Variable control of electronic power supplies
KR100418001B1 (ko) 1996-08-05 2004-02-11 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 고주파 전력누설의 영향이 억제된 고주파 무선 송수신기를 위한 고주파 집적회로
US6137367A (en) 1998-03-24 2000-10-24 Amcom Communications, Inc. High power high impedance microwave devices for power applications
US6239657B1 (en) 1998-03-27 2001-05-29 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Method and device for measuring the distortion of a high-frequency power amplifier and method and means for automatically equalizing a high-frequency power amplifier
US6366172B1 (en) 1998-07-07 2002-04-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Semiconductor amplifier circuit and system
US6111462A (en) 1998-11-18 2000-08-29 Mucenieks; Lance T. RF power amplifier linearization using parallel RF power amplifiers having intermod-complementing predistortion paths
US6191653B1 (en) 1998-11-18 2001-02-20 Ericsson Inc. Circuit and method for linearizing amplitude modulation in a power amplifier
US6225665B1 (en) 1999-01-11 2001-05-01 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Semiconductor device having multiple source regions
JP4163818B2 (ja) 1999-07-07 2008-10-08 三菱電機株式会社 内部整合型トランジスタ
US6342810B1 (en) 1999-07-13 2002-01-29 Pmc-Sierra, Inc. Predistortion amplifier system with separately controllable amplifiers
DE69906725D1 (de) 1999-08-31 2003-05-15 St Microelectronics Srl Hochgenaue Vorspannungsschaltung für eine CMOS Kaskodenstufe, insbesondere für rauscharme Verstärker
US6449465B1 (en) 1999-12-20 2002-09-10 Motorola, Inc. Method and apparatus for linear amplification of a radio frequency signal
US6307237B1 (en) 1999-12-28 2001-10-23 Honeywell International Inc. L-and U-gate devices for SOI/SOS applications
US6242979B1 (en) 2000-02-23 2001-06-05 Motorola, Inc. Linearization using parallel cancellation in linear power amplifier
US6658265B1 (en) 2000-04-25 2003-12-02 Rf Micro Devices, Inc. Matching network for a dual mode RF amplifier
US6297696B1 (en) 2000-06-15 2001-10-02 International Business Machines Corporation Optimized power amplifier
US6496074B1 (en) 2000-09-28 2002-12-17 Koninklijke Philips Electronics N.V. Cascode bootstrapped analog power amplifier circuit
US6734724B1 (en) 2000-10-06 2004-05-11 Tropian, Inc. Power control and modulation of switched-mode power amplifiers with one or more stages
US6380802B1 (en) 2000-12-29 2002-04-30 Ericsson Inc. Transmitter using input modulation for envelope restoration scheme for linear high-efficiency power amplification
EP1229420B1 (en) 2001-01-31 2006-04-12 STMicroelectronics S.r.l. Bandgap type reference voltage source with low supply voltage
US6515547B2 (en) 2001-06-26 2003-02-04 Koninklijke Philips Electronics N.V. Self-biased cascode RF power amplifier in sub-micron technical field
JP4751002B2 (ja) 2001-07-11 2011-08-17 富士通株式会社 カスコード型分布増幅器
JP2003051751A (ja) 2001-08-07 2003-02-21 Hitachi Ltd 電子部品および無線通信機
US7071792B2 (en) 2001-08-29 2006-07-04 Tropian, Inc. Method and apparatus for impedance matching in an amplifier using lumped and distributed inductance
US6804502B2 (en) 2001-10-10 2004-10-12 Peregrine Semiconductor Corporation Switch circuit and method of switching radio frequency signals
US6934520B2 (en) 2002-02-21 2005-08-23 Semiconductor Components Industries, L.L.C. CMOS current mode RF detector and method
US6794938B2 (en) 2002-03-19 2004-09-21 The University Of North Carolina At Charlotte Method and apparatus for cancellation of third order intermodulation distortion and other nonlinearities
GB2389255B (en) 2002-05-31 2005-08-31 Hitachi Ltd Apparatus for radio telecommunication system and method of building up output power
TW535353B (en) 2002-06-20 2003-06-01 Faraday Tech Corp High frequency amplifier
US6725021B1 (en) 2002-06-20 2004-04-20 Motorola, Inc. Method for tuning an envelope tracking amplification system
US7078977B2 (en) * 2002-09-06 2006-07-18 True Circuits, Inc. Fast locking phase-locked loop
US6747514B1 (en) * 2003-02-25 2004-06-08 National Semiconductor Corporation MOSFET amplifier with dynamically biased cascode output
US6831504B1 (en) 2003-03-27 2004-12-14 National Semiconductor Corporation Constant temperature coefficient self-regulating CMOS current source
US7135929B1 (en) 2003-04-22 2006-11-14 Sequoia Communications Bias voltage circuit with ultra low output impedance
US8624678B2 (en) 2010-12-05 2014-01-07 Rf Micro Devices (Cayman Islands), Ltd. Output stage of a power amplifier having a switched-bulk biasing and adaptive biasing
US7116088B2 (en) * 2003-06-09 2006-10-03 Silicon Storage Technology, Inc. High voltage shunt regulator for flash memory
US7043213B2 (en) 2003-06-24 2006-05-09 Northrop Grumman Corporation Multi-mode amplifier system
JP4262545B2 (ja) 2003-07-09 2009-05-13 三菱電機株式会社 カスコード接続回路及びその集積回路
US20060245517A1 (en) 2003-07-25 2006-11-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Amplifier apparatus
NO321759B1 (no) 2003-10-24 2006-07-03 Nera Asa Effektiv kraftforsyning for hurtigvarierende effektbehov
US7161429B2 (en) 2003-12-18 2007-01-09 International Business Machines Corporation Multi-port cross-connected multi-level cascode differential amplifier
JP4199181B2 (ja) 2004-01-27 2008-12-17 パナソニック株式会社 送信装置及び無線通信装置
SE528052C2 (sv) 2004-02-05 2006-08-22 Infineon Technologies Ag Radiofrekvenseffektförstärkare med kaskadkopplade MOS-transistorer
GB2412259A (en) 2004-03-16 2005-09-21 Wolfson Ltd A CMOS folded-cascode operational amplifier having low flicker noise
US7440733B2 (en) 2004-04-09 2008-10-21 Powerwave Technologies, Inc. Constant gain nonlinear envelope tracking high efficiency linear amplifier
US7248120B2 (en) 2004-06-23 2007-07-24 Peregrine Semiconductor Corporation Stacked transistor method and apparatus
CN1976921B (zh) 2004-06-29 2013-08-21 蓝宝石治疗公司 (3r)-1-(2-甲基丙氨酰-d-色氨酰)-3-(苯甲基)-3-哌啶羧酸1,2,2-三甲基酰肼的晶形
US7248845B2 (en) 2004-07-09 2007-07-24 Kyocera Wireless Corp. Variable-loss transmitter and method of operation
US7023281B1 (en) * 2004-07-23 2006-04-04 Analog Devices, Inc. Stably-biased cascode networks
US7135919B2 (en) 2004-08-06 2006-11-14 Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. Power amplifier with switchable load
JP2006101054A (ja) 2004-09-29 2006-04-13 Oki Electric Ind Co Ltd 増幅回路
US7276976B2 (en) 2004-12-02 2007-10-02 Electronics And Telecommunications Research Institute Triple cascode power amplifier of inner parallel configuration with dynamic gate bias technique
US7706467B2 (en) 2004-12-17 2010-04-27 Andrew Llc Transmitter with an envelope tracking power amplifier utilizing digital predistortion of the signal envelope
US7910993B2 (en) 2005-07-11 2011-03-22 Peregrine Semiconductor Corporation Method and apparatus for use in improving linearity of MOSFET's using an accumulated charge sink
US8742502B2 (en) 2005-07-11 2014-06-03 Peregrine Semiconductor Corporation Method and apparatus for use in improving linearity of MOSFETs using an accumulated charge sink-harmonic wrinkle reduction
JP4956059B2 (ja) 2006-06-12 2012-06-20 ルネサスエレクトロニクス株式会社 可変利得増幅器
GB2446843B (en) 2006-06-30 2011-09-07 Wolfson Microelectronics Plc Amplifier circuit and methods of operation thereof
JP5028966B2 (ja) 2006-11-15 2012-09-19 日本電気株式会社 増幅器
EP2115869B1 (en) 2007-01-25 2014-02-12 Skyworks Solutions, Inc. Multimode amplifier for operation in linear and saturated modes
US7382305B1 (en) 2007-02-26 2008-06-03 Analog Devices, Inc. Reference generators for enhanced signal converter accuracy
JP4268647B2 (ja) 2007-03-30 2009-05-27 Ｏｋｉセミコンダクタ株式会社 半導体素子およびその製造方法
US7859243B2 (en) 2007-05-17 2010-12-28 National Semiconductor Corporation Enhanced cascode performance by reduced impact ionization
US7783269B2 (en) 2007-09-20 2010-08-24 Quantance, Inc. Power amplifier controller with polar transmitter
KR100882103B1 (ko) 2007-09-28 2009-02-06 삼성전기주식회사 수동 소자로 이루어진 다중대역 출력 임피던스 정합 회로,수동 소자로 이루어진 다중대역 입력 임피던스 정합 회로를갖는 증폭기 및 수동 소자로 이루어진 다중대역 입출력임피던스 정합 회로를 갖는 증폭기
US7795968B1 (en) 2008-01-12 2010-09-14 Peregrine Semiconductor Corporation Power ranging transmit RF power amplifier
EP2760136B1 (en) 2008-02-28 2018-05-09 Peregrine Semiconductor Corporation Method and apparatus for use in digitally tuning a capacitor in an integrated circuit device
JP5239451B2 (ja) 2008-03-28 2013-07-17 富士通株式会社 差動単相変換回路
US7760027B2 (en) 2008-05-08 2010-07-20 Motorola, Inc. Power amplifier output voltage reduction method
KR101465598B1 (ko) 2008-06-05 2014-12-15 삼성전자주식회사 기준 전압 발생 장치 및 방법
US7782134B2 (en) 2008-09-09 2010-08-24 Quantance, Inc. RF power amplifier system with impedance modulation
JP2010068261A (ja) 2008-09-11 2010-03-25 Mitsubishi Electric Corp カスコード回路
JP4991785B2 (ja) * 2009-03-31 2012-08-01 株式会社東芝 半導体集積回路装置
US7737790B1 (en) 2009-04-09 2010-06-15 Mediatek Inc. Cascode amplifier and method for controlling current of cascode amplifier
JP2011008857A (ja) * 2009-06-25 2011-01-13 Toshiba Corp 不揮発性半導体記憶装置およびその書き込み方法
US8847689B2 (en) 2009-08-19 2014-09-30 Qualcomm Incorporated Stacked amplifier with diode-based biasing
US8150343B2 (en) 2009-09-21 2012-04-03 Broadcom Corporation Dynamic stability, gain, efficiency and impedance control in a linear/non-linear CMOS power amplifier
US8432224B1 (en) 2009-09-29 2013-04-30 Amalfi Semiconductor, Inc. Power amplifier with back-off efficiency
US8643107B2 (en) 2010-01-07 2014-02-04 International Business Machines Corporation Body-tied asymmetric N-type field effect transistor
US8111104B2 (en) 2010-01-25 2012-02-07 Peregrine Semiconductor Corporation Biasing methods and devices for power amplifiers
US8487706B2 (en) 2010-01-25 2013-07-16 Peregrine Semiconductor Corporation Stacked linear power amplifier with capacitor feedback and resistor isolation
EP2393201A1 (en) 2010-06-02 2011-12-07 Nxp B.V. Two stage doherty amplifier
US8120424B2 (en) * 2010-06-15 2012-02-21 Intersil Americas Inc. Class AB output stages and amplifiers including class AB output stages
US8350624B2 (en) 2010-09-01 2013-01-08 Peregrine Semiconductor Corporation Amplifiers and related biasing methods and devices
US8624641B1 (en) * 2010-11-03 2014-01-07 Pmc-Sierra, Inc. Apparatus and method for driving a transistor
WO2012066659A1 (ja) 2010-11-17 2012-05-24 株式会社日立製作所 高周波増幅器及びそれを用いた高周波モジュール並びに無線機
US8330504B2 (en) 2011-02-04 2012-12-11 Peregrine Semiconductor Corporation Dynamic biasing systems and methods
JP5655654B2 (ja) 2011-03-18 2015-01-21 富士通株式会社 増幅装置
JP2012244251A (ja) 2011-05-16 2012-12-10 Fujitsu Ltd 増幅器、送信装置および増幅器制御方法
DE102011083912B4 (de) 2011-09-30 2017-10-19 Intel Deutschland Gmbh Schaltung und leistungsverstärker
US8803615B2 (en) * 2012-01-23 2014-08-12 Qualcomm Incorporated Impedance matching circuit with tunable notch filters for power amplifier
US9088248B2 (en) * 2012-05-16 2015-07-21 Intel Mobile Communications GmbH Amplifier and mobile communication device
US8779860B2 (en) 2012-08-15 2014-07-15 Avago Technologies General Ip (Singapore) Ptd. Ltd. Power amplifier
US8928415B2 (en) 2012-11-16 2015-01-06 Qualcomm Incorporated Adjustable gain for multi-stacked amplifiers
US9590674B2 (en) 2012-12-14 2017-03-07 Peregrine Semiconductor Corporation Semiconductor devices with switchable ground-body connection
US10243519B2 (en) * 2012-12-28 2019-03-26 Psemi Corporation Bias control for stacked transistor configuration
US9160284B2 (en) 2013-01-08 2015-10-13 Aviat U.S., Inc. Systems and methods for biasing amplifiers using adaptive closed-loop control and adaptive predistortion
US9294056B2 (en) 2013-03-12 2016-03-22 Peregrine Semiconductor Corporation Scalable periphery tunable matching power amplifier
US9276527B2 (en) * 2013-09-30 2016-03-01 Peregrine Semiconductor Corporation Methods and devices for impedance matching in power amplifier circuits
US20150236798A1 (en) * 2013-03-14 2015-08-20 Peregrine Semiconductor Corporation Methods for Increasing RF Throughput Via Usage of Tunable Filters
WO2014145633A1 (en) * 2013-03-15 2014-09-18 Rf Micro Devices, Inc. Weakly coupled based harmonic rejection filter for feedback linearization power amplifier
EP2784934B1 (en) 2013-03-25 2020-09-23 Dialog Semiconductor B.V. Electronic biasing circuit for constant transconductance
US20140327483A1 (en) * 2013-05-03 2014-11-06 Rfaxis, Inc. Complementary metal oxide semiconductor power amplifier
FR3005786A1 (fr) 2013-05-14 2014-11-21 St Microelectronics Sa Circuit cascode a deux transistors
JP6204772B2 (ja) * 2013-09-20 2017-09-27 株式会社東芝 カスコード増幅器
US9864000B2 (en) * 2013-09-30 2018-01-09 Peregrine Semiconductor Corporation Mismatch detection using replica circuit
US9160292B2 (en) 2013-10-08 2015-10-13 Peregrine Semiconductor Corporation Load compensation in RF amplifiers
US9548707B2 (en) * 2014-02-14 2017-01-17 Analog Devices, Inc. Output stage for near rail operation
US9184716B2 (en) 2014-03-28 2015-11-10 Advanced Semiconductor Engineering Inc. Low noise amplifier and receiver
US9148088B1 (en) 2014-05-20 2015-09-29 Advanced Semiconductor Engineering Inc. RF stacked power amplifier bias method
US9379672B2 (en) * 2014-05-20 2016-06-28 Analog Devices, Inc. Differential current amplifier
WO2016035192A1 (ja) * 2014-09-04 2016-03-10 株式会社ソシオネクスト 送信回路及び半導体集積回路
US9559644B2 (en) 2014-11-03 2017-01-31 Qorvo Us, Inc. Low noise amplifier
US10250263B2 (en) * 2015-05-12 2019-04-02 Lattice Semiconductor Corporation Replica cascode bias voltage-controlled oscillators
US9874893B2 (en) 2015-05-27 2018-01-23 Analog Devices, Inc. Self-biased multiple cascode current mirror circuit
US9837412B2 (en) 2015-12-09 2017-12-05 Peregrine Semiconductor Corporation S-contact for SOI
US9641141B1 (en) 2016-02-29 2017-05-02 Hong Kong Applied Science and Technology Research Institute Company Limited Harmonics suppression circuit for a switch-mode power amplifier
US10250199B2 (en) 2016-09-16 2019-04-02 Psemi Corporation Cascode amplifier bias circuits
US9837965B1 (en) 2016-09-16 2017-12-05 Peregrine Semiconductor Corporation Standby voltage condition for fast RF amplifier bias recovery
US9843293B1 (en) 2016-09-16 2017-12-12 Peregrine Semiconductor Corporation Gate drivers for stacked transistor amplifiers
US9882531B1 (en) 2016-09-16 2018-01-30 Peregrine Semiconductor Corporation Body tie optimization for stacked transistor amplifier
US10305433B2 (en) * 2017-02-28 2019-05-28 Psemi Corporation Power amplifier self-heating compensation circuit
US10672726B2 (en) 2017-05-19 2020-06-02 Psemi Corporation Transient stabilized SOI FETs
US10276371B2 (en) 2017-05-19 2019-04-30 Psemi Corporation Managed substrate effects for stabilized SOI FETs
US10587225B2 (en) * 2018-07-24 2020-03-10 Psemi Corporation Transient stabilized cascode biasing
US11043919B2 (en) 2018-07-26 2021-06-22 Samsung Electronics Co., Ltd. Power amplifier
US11133782B2 (en) * 2019-09-06 2021-09-28 Psemi Corporation Bias techniques for amplifiers with mixed polarity transistor stacks
US10938348B1 (en) * 2019-10-30 2021-03-02 Psemi Corporation Complete turn off and protection of branched cascode amplifier
US20220407469A1 (en) * 2021-06-17 2022-12-22 Psemi Corporation Stacked multi-stage programmable lna architecture

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060226910A1 (en) * 2005-03-24 2006-10-12 Oki Electric Industry Co., Ltd Bias circuit for a wideband amplifier driven with low voltage
WO2011014849A2 (en) * 2009-07-30 2011-02-03 Qualcomm Incorporated Bias current monitor and control mechanism for amplifiers
US20130049867A1 (en) * 2011-08-30 2013-02-28 Intel Mobile Communications GmbH Class of power amplifiers for improved back off operation
CN104521138A (zh) * 2012-08-08 2015-04-15 高通股份有限公司 多共源共栅放大器偏置技术
EP2883305A1 (en) * 2012-08-08 2015-06-17 Qualcomm Incorporated Multi-cascode amplifier bias techniques
US20140184335A1 (en) * 2012-12-28 2014-07-03 Peregrine Semiconductor Corporation Amplifiers Operating in Envelope Tracking Mode or Non-Envelope Tracking Mode
US20150270806A1 (en) * 2012-12-28 2015-09-24 Peregrine Semiconductor Corporation Bias Control for Stacked Transistor Configuration
CN104426486A (zh) * 2013-08-27 2015-03-18 特里奎恩特半导体公司 用于射频功率放大器的偏置升压偏置电路

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111934632A (zh) * 2020-09-27 2020-11-13 成都嘉纳海威科技有限责任公司 一种超宽带高功率放大器
CN111934632B (zh) * 2020-09-27 2021-02-09 成都嘉纳海威科技有限责任公司 一种超宽带高功率放大器

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