CN109274306A - 用于提升电动汽车ipm电机控制器最大输出功率的方法 - Google Patents

用于提升电动汽车ipm电机控制器最大输出功率的方法 Download PDF

Info

Publication number
CN109274306A
CN109274306A CN201710585681.6A CN201710585681A CN109274306A CN 109274306 A CN109274306 A CN 109274306A CN 201710585681 A CN201710585681 A CN 201710585681A CN 109274306 A CN109274306 A CN 109274306A
Authority
CN
China
Prior art keywords
motor
voltage
current
module
lim
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
CN201710585681.6A
Other languages
English (en)
Inventor
吴平仿
陈双
王双全
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shanghai Dajun Technologies Inc
Original Assignee
Shanghai Dajun Technologies Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shanghai Dajun Technologies Inc filed Critical Shanghai Dajun Technologies Inc
Priority to CN201710585681.6A priority Critical patent/CN109274306A/zh
Publication of CN109274306A publication Critical patent/CN109274306A/zh
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
    • H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
    • H02P25/026—Synchronous motors controlled by supply frequency thereby detecting the rotor position
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
    • H02P25/03—Synchronous motors with brushless excitation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0085—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed
    • H02P21/0089—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed using field weakening
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2205/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the control loops
    • H02P2205/01—Current loop, i.e. comparison of the motor current with a current reference
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

本发明公开了一种用于提升电动汽车IPM电机控制器最大输出功率的方法，本方法电机控制器以电流指令获取模块、比例积分控制器、电压矢量限制算法模块、坐标逆转换模块、矢量控制过调制模块和三相逆变器驱动电机，三相逆变器输出信号经坐标转换模块反馈至比例积分控制器，电机位置和速度信号经位置速度测量模块实现测量并反馈；电流指令获取模块按三个区域给出电机d、q轴电流指令；电压矢量限制算法模块判断电机工况给出电机d、q轴的电压限幅；矢量控制过调制模块按区域进行电压调制并定义脉宽调制比；建立电机动态模型，优化电机d、q轴电流输出质量。本方法提升最大输出功率，实现电流的平稳控制、良好的电流跟随动态响应以及稳态性能。

Description

用于提升电动汽车IPM电机控制器最大输出功率的方法
技术领域
本发明涉及电机控制技术领域，尤其一种用于提升电动汽车IPM电机控制器最大输出功率的方法。
背景技术
在采用电池供电的电动汽车用内嵌式永磁同步电机(IPMSM，Interior PermanentMagnet Synchronous Machine)控制器中，存在着输出电压范围窄、输出扭矩小的不足，这是导致最大输出功率低的主要原因。为了提升电机控制***的输出功率，通常大多从电机本体的设计入手考虑，其设计以减小损耗和提高效率为目标，为降低铜损，定子电阻设计较小，为提高电流和扭矩响应，定子d、q轴电感也较小。但其并未从电机运行特性进行考虑，输出功率的提升有限，影响电机的运行性能。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种用于提升电动汽车IPM电机控制器最大输出功率的方法，本方法简便、容易实现，可实现提升最大输出功率接近20％，实现了电流的平稳控制、良好的电流跟随动态响应以及稳态性能。
为解决上述技术问题，本发明用于提升电动汽车IPM电机控制器最大输出功率的方法，电机控制器以依次连接的电流指令获取模块、比例积分控制器、电压矢量限制算法模块、坐标逆转换模块、矢量控制过调制模块和三相逆变器驱动电机，三相逆变器输出信号经坐标转换模块反馈至比例积分控制器，电机位置和速度信号经位置速度测量模块分别反馈至电流指令获取模块、坐标逆转换模块和坐标转换，其中电流指令获取模块输入电机全速域工况的给定扭矩；本方法包括如下步骤：
步骤一、电流指令获取模块分别按电机恒转矩区域采用最大转矩电流比控制算法给出电机d、q轴电流指令值，电机恒功率区域采用普通弱磁控制算法给出电机d、q轴电流指令值，电机深度弱磁区域采用最大转矩电压比控制算法给出电机d、q轴电流指令值；
步骤二、优化电压矢量限制算法模块的电压矢量限制算法，判断电机全速域的工作区域以及电机所工作的发电或电动工况，分别给出电机d、q轴的电压限幅；
步骤三、矢量控制过调制模块按区域进行电压调制并定义脉宽调制比MI为：
其中：为基波相电压幅值，UDC为三相逆变器的母线电压；
步骤四、建立电机动态模型，优化电机d、q轴的电流输出质量，依据电机的经典控制理论，磁路饱和及交叉耦合效应时的电机d、q轴电压方程为：
其中，是随电机d、q轴电流id、iq非线性变化的磁链，Rs为定子电阻，ωe为同步转速，将式(1)和式(2)展开得到：
其中，表示d轴动态电感，记为DLd，表示q轴动态电感，记为DLq，表示d轴交叉耦合电感，记为DLdq，表示q轴交叉耦合电感，记为DLqd；
则电机动态模型为：
电机动态模型融入电机动态电感和交叉耦合电感，提高电机矢量控制的准确性。
进一步，所述电流指令获取模块在电机恒功率区域的d、q轴电流指令值 给定如下:
其中，Ulim＝0.636UDC，UDC为三相逆变器母线电压，Ismax为电机电流极限圆半径，Ld、Lq为电机d、q轴电感，且Lq>Ld，ψm为电机转子永磁链，ωe为同步转速；
所述电流指令获取模块在电机深度弱磁区域的d、q轴电流指令值给定如下:
其中，
进一步，所述电压矢量限制算法模块的电压矢量限制算法包括如下步骤：
A)判断全速域电机工作段是否为深度弱磁区域，如进入深度弱磁区域，如则退出深度弱磁区域；
B)电机退出深度弱磁区域工作，判断电机所工作的工况是发电还是电动，如为电动工况，如为发电工况；
C)电机电动工况时，按如下限幅规则对电机d、q轴电压进行限幅，比较电机d、q轴电流指令的大小，
如果成立，按如下限幅措施执行：
如：|ud|>η×Ulim，则udlim＝η×Ulim，
如：|ud|≤η×Ulim，则udlim＝ud，
如果成立，按如下限幅措施执行：
如：|uq|>η×Ulim，则uqlim＝η×Ulim，
如：|uq|≤η×Ulim，则uqlim＝uq，
D)电机发电工况时，按如下限幅规则对电机d、q轴电压进行限幅，
E)电机进入深度弱磁区域工作，判断电机所工作的工况是发电还是电动，如为电动工况，如为发电工况；
F)电机电动工况时，按如下所述的限幅规则对电机d、q轴电压进行限幅，如|uq|>η×Ulim，则uqlim＝η×Ulim，
如|uq|≤η×Ulim，则uqlim＝uq，
G)电机发电工况时，按如下所述的限幅规则对电机d、q轴电压进行限幅，如|ud|>η×Ulim，则udlim＝η×Ulim，
如|ud|≤η×Ulim，则udlim＝ud，
其中，ud、uq为电压矢量限制算法模块的输入，udlim、uqlim为电机d、q轴电压限幅值，η为线性调制区最大输出电压与过调制区最大输出电压的比，为电机d轴磁链。
进一步，所述矢量控制过调制模块将电压调制划分为线性区、第一过调制区和第二过调制区；
所述线性区0≤MI<0.9069，输出电压Uo的范围为Uo≤0.577UDC；
所述第一过调制区0.9069≤MI≤0.9523，输出电压Uo的范围为0.577UDC≤Uo≤0.606UDC，第一过调制区保持参考电压矢量相位不变，仅修正电压幅度，其中修正控制角αr与脉宽调制比MI的关系如下：
所述第二过调制区0.9523<MI≤1，输出电压Uo的范围为0.606UDC≤MI<0.636UDC，第二过调制区参考电压矢量相位和电压幅度均进行修正，其中修正保持角αh与脉宽调制比MI的关系如下：
角度修正按下式进行，
其中，θe为参考电压矢量角度，θr'为电压矢量修正角度。
进一步，所述坐标逆转换模块将电机d、q轴电压转换为α、β坐标系电压，
uα＝ud cosθe-uq sinθe
uβ＝udsinθe+uqcosθe
其中：uα为α轴电压，uβ为β轴电压，θe为参考电压矢量角度。
进一步，所述坐标转换模块将电机三相电流转换为电机d、q轴电流，
其中：ia为电机a相电流，ib为电机b相电流，θe为参考电压矢量角度。
由于本发明用于提升电动汽车IPM电机控制器最大输出功率的方法采用了上述技术方案，即本方法中电机控制器以依次连接的电流指令获取模块、比例积分控制器、电压矢量限制算法模块、坐标逆转换模块、矢量控制过调制模块和三相逆变器驱动电机，三相逆变器输出信号经坐标转换模块反馈至比例积分控制器，电机位置和速度信号经位置速度测量模块分别反馈至电流指令获取模块、坐标逆转换模块和坐标转换，其中电流指令获取模块输入电机全速域工况的给定扭矩；电流指令获取模块分别按三个区域给出电机d、q轴电流指令值；电压矢量限制算法模块判断电机工况优化电压矢量限制算法，分别给出电机d、q轴的电压限幅；矢量控制过调制模块按区域进行电压调制并定义脉宽调制比；建立电机动态模型，优化电机d、q轴的电流输出质量。本方法简便、容易实现，有效实现最大输出功率的提升，实现了电流的平稳控制、良好的电流跟随动态响应以及稳态性能。
附图说明
下面结合附图和实施方式对本发明作进一步的详细说明：
图1为本方法中电机控制器的原理框图；
图2为本方法中电机全速域工况下工作区域划分示意图；
图3为本方法中电压矢量限制算法模块的流程框图；
图4为本方法中矢量控制过调制模块电压调制的线性区示意图；
图5为本方法中矢量控制过调制模块电压调制的第一过调制区示意图；
图6为本方法中矢量控制过调制模块电压调制的第二过调制区示意图；
图7为本方法中矢量控制过调制模块控制角与调制比的曲线示意图；
图8为本方法中矢量控制过调制模块保持角与调制比的曲线示意图。
具体实施方式
实施例如图1所示，本发明用于提升电动汽车IPM电机控制器最大输出功率的方法，电机控制器以依次连接的电流指令获取模块1、比例积分控制器2、电压矢量限制算法模块3、坐标逆转换模块4、矢量控制过调制模块5和三相逆变器6驱动电机7，三相逆变器6输出信号经坐标转换模块8反馈至比例积分控制器2，电机7位置和速度信号经位置速度测量模块9分别反馈至电流指令获取模块1、坐标逆转换模块4和坐标转换8，其中电流指令获取模块1输入电机全速域工况的给定扭矩本方法包括如下步骤：
步骤一、如图2所示，电流指令获取模块分别按电机恒转矩区域11采用最大转矩电流比控制算法给出电机d、q轴电流指令值，电机恒功率区域12采用普通弱磁控制算法给出电机d、q轴电流指令值，电机深度弱磁区域13采用最大转矩电压比控制算法给出电机d、q轴电流指令值；
步骤二、优化电压矢量限制算法模块的电压矢量限制算法，判断电机全速域的工作区域以及电机所工作的发电或电动工况，分别给出电机d、q轴的电压限幅；
步骤三、矢量控制过调制模块按区域进行电压调制并定义脉宽调制比MI为：
其中：为基波相电压幅值，UDC为三相逆变器的母线电压；
步骤四、建立电机动态模型，优化电机d、q轴的电流输出质量，依据电机的经典控制理论，磁路饱和及交叉耦合效应时的电机d、q轴电压方程为：
其中，是随电机d、q轴电流id、iq非线性变化的磁链，Rs为定子电阻，ωe为同步转速，将式(1)和式(2)展开得到：
其中，表示d轴动态电感，记为DLd，表示q轴动态电感，记为DLq，表示d轴交叉耦合电感，记为DLdq，表示q轴交叉耦合电感，记为DLqd；
则电机动态模型为：
电机动态模型融入电机动态电感和交叉耦合电感，提高电机矢量控制的准确性。
电动汽车用IPMSM的d、q轴电感参数随d、q轴电流分量的大小具有交叉耦合变化的特点，即d轴电感不仅随d轴电流的大小而不同，而且d轴电感大小也受q轴电流的耦合效应影响，同时，q轴电感不仅随q轴电流的大小而不同，而且q轴电感大小也受d轴电流的耦合效应影响，最终的交叉耦合效应形成了电感对d、q轴电流的参数矩阵，在空间表现为电感对d、q轴电流的曲面立体图，通过电机动态模型的建立，使得电机矢量控制更为精准。
优选的，如图2所示，所述电流指令获取模块在电机恒功率区域12的d、q轴电流指令值给定如下:
其中，Ulim＝0.636UDC，UDC为三相逆变器母线电压，Ismax为电机电流极限圆半径，Ld、Lq为电机d、q轴电感，且Lq>Ld，ψm为电机转子永磁链，ωe为同步转速；上述式(8)式(9)即为图2中所示的AB段恒功率运行的d、q轴电流指令给定值
所述电流指令获取模块在电机深度弱磁区域13的d、q轴电流指令值给定如下:
其中，
上述式(10)和式(11)即为图2中所示的BC段电机深度弱磁区域13运行的d、q轴电流指令给定值功率逐渐提升，直到运行到BC段上的最大功率输出点D，至此，深度弱磁区域13曲线运行结束，实现了电机应有的最大功率输出。
优选的，如图3所示，所述电压矢量限制算法模块的电压矢量限制算法包括如下步骤：
A)判断全速域电机工作段是否为深度弱磁区域，如进入深度弱磁区域，如则退出深度弱磁区域；
B)电机退出深度弱磁区域工作，判断电机所工作的工况是发电还是电动，如为电动工况，如为发电工况；
C)电机电动工况时，按如下限幅规则对电机d、q轴电压进行限幅，比较电机d、q轴电流指令的大小，
如果成立，按如下限幅措施执行：
如：|ud|>η×Ulim，则udlim＝η×Ulim，
如：|ud|≤η×Ulim，则udlim＝ud，
如果成立，按如下限幅措施执行：
如：|uq|>η×Ulim，则uqlim＝η×Ulim，
如：|uq|≤η×Ulim，则uqlim＝uq，
D)电机发电工况时，按如下限幅规则对电机d、q轴电压进行限幅，
E)电机进入深度弱磁区域工作，判断电机所工作的工况是发电还是电动，如为电动工况，如为发电工况；
F)电机电动工况时，按如下所述的限幅规则对电机d、q轴电压进行限幅，
如|uq|>η×Ulim，则uqlim＝η×Ulim，
如|uq|≤η×Ulim，则uqlim＝uq，
G)电机发电工况时，按如下所述的限幅规则对电机d、q轴电压进行限幅，
如|ud|>η×Ulim，则udlim＝η×Ulim，
如|ud|≤η×Ulim，则udlim＝ud，
其中，ud、uq为电压矢量限制算法模块的输入，udlim、uqlim为电机d、q轴电压限幅值，η为线性调制区最大输出电压与过调制区最大输出电压的比，为电机d轴磁链。
优选的，如图4、图5和图6所示，所述矢量控制过调制模块将电压调制划分为线性区、第一过调制区和第二过调制区；
所述线性区0≤MI<0.9069，输出电压Uo的范围为Uo≤0.577UDC；
所述第一过调制区0.9069≤MI≤0.9523，输出电压Uo的范围为0.577UDC≤Uo≤0.606UDC，第一过调制区保持参考电压矢量相位不变，仅修正电压幅度，修正路径如图5中的粗实线表示，其中修正控制角αr与脉宽调制比MI的关系如下：
控制角与脉宽调制比曲线如图7所示；
所述第二过调制区0.9523<MI≤1，输出电压Uo的范围为0.606UDC≤MI<0.636UDC，第二过调制区参考电压矢量相位和电压幅度均进行修正，修正路径如图6中的粗实线表示，其中修正保持角αh与脉宽调制比MI的关系如下：
保持角与脉宽调制比曲线如图8所示；
角度修正按下式进行，
其中，θe为参考电压矢量角度，θr'为电压矢量修正角度。
优选的，所述坐标逆转换模块将电机d、q轴电压转换为α、β坐标系电压，
uα＝ud cosθe-uq sinθe
uβ＝ud sinθe+uq cosθe
其中：uα为α轴电压，uβ为β轴电压，θe为参考电压矢量角度。
优选的，所述坐标转换模块将电机三相电流转换为电机d、q轴电流，
其中：ia为电机a相电流，ib为电机b相电流，θe为参考电压矢量角度。
本方法执行时，须进行电机参数标定，得到电机运行在恒转矩区域、恒功率区域和深度弱磁区域的最优电流扭矩数据表再根据电机稳态数学模型可以计算电机d、q轴磁链得到电流磁链数据表标定过后，进行电机参数的辨识操作，其中，可使用旋转高频电压注入法进行d、q轴动态电感和交叉耦合电感的辨识，获取电机动态模型参数顺序为
电流指令获取模块存储有电机运行在恒转矩区域、恒功率区域和深度弱磁区域的最优电流扭矩二维数据表矢量控制时，根据扭矩指令和电机速度反馈实时查询到最优d、q轴电流指令
比例积分控制器输出为：
其中，Kpd、τid、Kpq、τiq为电机d、q轴比例积分控制器的比例、id、iq为电机d、q轴的电流反馈，积分参数，电流环解耦前馈控制离散化为：
其中，τs为电流控制周期，程式存储有电机运行在恒转矩区域、恒功率区域和深度弱磁区域的最优磁链扭矩二维数据表矢量控制时，二维数据表根据扭矩指令和电机速度反馈实时查询到d、q轴磁链
对改进过调制算法的说明，矢量控制过调制模块的过调制算法的执行须根据调制区间仅对调制的正交电压矢量进行修正，对调制过程不进行干涉，即不再分调制区域对零矢量和基本电压矢量的作用时间进行计算，而是使用同一的线性调制区零矢量和基本电压矢量的作用时间分配规则输出T0、T1、T2。具体实施步骤如下：
第一步：根据式(12)，利用MatLab数据拟合工具箱生成脉宽调制比与控制角的数据表予以存储；
第二步：根据式(13)，利用Matlab数据拟合工具箱生成调制比与保持角的数据表予以存储；
第三步：计算脉宽调制比MI，判断参考电压矢量所处调制区；
第四步：参考电压矢量位于线性调制区，无须修正正交电压矢量；
第五步：参考电压矢量位于第一过调制区，利用步骤三所计算的调制比MI，调用调制比MI与控制角的查表程序，查找当前控制角度，根据控制角对参考电压矢量进行修正，如参考电压矢量处于控制角内，无须修正正交电压矢量，维持原正交参考电压矢量的幅度和相位；参考电压处于控制角外，不用修改，按如下公式修正正交参考电压矢量：
第六步：参考电压矢量位于第二过调制区，利用步骤三所计算的调制比MI，调用调制比MI与保持角的查表程序，查找当前保持角度，根据保持角对参考电压矢量进行修正；参考电压矢量处于保持角内，参考电压矢量的幅度和相位按参考电压矢量所处位置的基本电压矢量修正，即参考电压矢量的幅度修正为基本电压矢量，参考电压矢量的角度维持为基本电压矢量所在的角度；参考电压矢量处于保持角外，参考电压矢量的角度θr'按式(14)进行修正，并按如下公式修正正交参考电压矢量：
第七步：将修正后的电压矢量，统一调用SVPWM线性调制算法，计算零矢量和基本电压矢量的作用时间T0、T1、T2；
第八步：结束。
其中，θ'r为按式(14)计算的修正参考电压矢量角度，n为参考电压矢量所在扇区。
本方法与现有技术相比，改进的过调制算法简便、容易实现，可实现提升电动汽车用IPM电机的最大输出功率接近20％。提出的优化的电压限制算法，进行了电机d、q轴电压幅度的最优分配，结合精确的电机动态模型在本方法的应用，实现了电流的平稳控制，具有电流跟随动态响应好、稳态性能高的特点。

Claims (6)

1.一种用于提升电动汽车IPM电机控制器最大输出功率的方法，电机控制器以依次连接的电流指令获取模块、比例积分控制器、电压矢量限制算法模块、坐标逆转换模块、矢量控制过调制模块和三相逆变器驱动电机，三相逆变器输出信号经坐标转换模块反馈至比例积分控制器，电机位置和速度信号经位置速度测量模块分别反馈至电流指令获取模块、坐标逆转换模块和坐标转换，其中电流指令获取模块输入电机全速域工况的给定扭矩；其特征在于本方法包括如下步骤：
步骤一、电流指令获取模块分别按电机恒转矩区域采用最大转矩电流比控制算法给出电机d、q轴电流指令值，电机恒功率区域采用普通弱磁控制算法给出电机d、q轴电流指令值，电机深度弱磁区域采用最大转矩电压比控制算法给出电机d、q轴电流指令值；
步骤二、优化电压矢量限制算法模块的电压矢量限制算法，判断电机全速域的工作区域以及电机所工作的发电或电动工况，分别给出电机d、q轴的电压限幅；
步骤三、矢量控制过调制模块按区域进行电压调制并定义脉宽调制比MI为：
其中：为基波相电压幅值，UDC为三相逆变器的母线电压；
步骤四、建立电机动态模型，优化电机d、q轴的电流输出质量，依据电机的经典控制理论，磁路饱和及交叉耦合效应时的电机d、q轴电压方程为：
其中，是d、q轴磁链，且随电机d、q轴电流id、iq非线性变化，Rs为定子电阻，ωe为同步转速，将式(1)和式(2)展开得到：
其中，表示d轴动态电感，记为DLd，表示q轴动态电感，记为DLq，表示d轴交叉耦合电感，记为DLdq，表示q轴交叉耦合电感，记为DLqd；
则电机动态模型为：
电机动态模型融入电机动态电感和交叉耦合电感，提高电机矢量控制的准确性。
2.根据权利要求1所述的用于提升电动汽车IPM电机控制器最大输出功率的方法，其特征在于：所述电流指令获取模块在电机恒功率区域的d、q轴电流指令值给定如下:
其中，Ulim＝0.636UDC，UDC为三相逆变器母线电压，Ismax为电机电流极限圆半径，Ld、Lq为电机d、q轴电感，且Lq>Ld，ψm为电机转子永磁链，ωe为同步转速；
所述电流指令获取模块在电机深度弱磁区域的d、q轴电流指令值给定如下:
其中，
3.根据权利要求1所述的用于提升电动汽车IPM电机控制器最大输出功率的方法，其特征在于：所述电压矢量限制算法模块的电压矢量限制算法包括如下步骤：
A)判断全速域电机工作段是否为深度弱磁区域，如进入深度弱磁区域，如则退出深度弱磁区域；
B)电机退出深度弱磁区域工作，判断电机所工作的工况是发电还是电动，如为电动工况，如为发电工况；
C)电机电动工况时，按如下限幅规则对电机d、q轴电压进行限幅，比较电机d、q轴电流指令的大小，
如果成立，按如下限幅措施执行：
如：|ud|>η×Ulim，则udlim＝η×Ulim，
如：|ud|≤η×Ulim，则udlim＝ud，
如果成立，按如下限幅措施执行：
如：|uq|>η×Ulim，则uqlim＝η×Ulim，
如：|uq|≤η×Ulim，则uqlim＝uq，
D)电机发电工况时，按如下限幅规则对电机d、q轴电压进行限幅，
E)电机进入深度弱磁区域工作，判断电机所工作的工况是发电还是电动，如为电动工况，如为发电工况；
F)电机电动工况时，按如下所述的限幅规则对电机d、q轴电压进行限幅，
如|uq|>η×Ulim，则uqlim＝η×Ulim，
如|uq|≤η×Ulim，则uqlim＝uq，
G)电机发电工况时，按如下所述的限幅规则对电机d、q轴电压进行限幅，
如|ud|>η×Ulim，则udlim＝η×Ulim，
如|ud|≤η×Ulim，则udlim＝ud，
其中，ud、uq为电压矢量限制算法模块的输入，udlim、uqlim为电机d、q轴电压限幅值，η为线性调制区最大输出电压与过调制区最大输出电压的比，为电机d轴磁链。
4.根据权利要求1所述的用于提升电动汽车IPM电机控制器最大输出功率的方法，其特征在于：所述矢量控制过调制模块将电压调制划分为线性区、第一过调制区和第二过调制区；
所述线性区0≤MI<0.9069，输出电压Uo的范围为Uo≤0.577UDC；
所述第一过调制区0.9069≤MI≤0.9523，输出电压Uo的范围为0.577UDC≤Uo≤0.606UDC，第一过调制区保持参考电压矢量相位不变，仅修正电压幅度，其中修正控制角αr与脉宽调制比MI的关系如下：
所述第二过调制区0.9523<MI≤1，输出电压Uo的范围为0.606UDC≤MI<0.636UDC，第二过调制区参考电压矢量相位和电压幅度均进行修正，其中修正保持角αh与脉宽调制比MI的关系如下：
角度修正按下式进行，
其中，θe为参考电压矢量角度，θ′r为电压矢量修正角度。
5.根据权利要求1所述的用于提升电动汽车IPM电机控制器最大输出功率的方法，其特征在于：所述坐标逆转换模块将电机d、q轴电压转换为α、β坐标系电压，
uα＝udcosθe-uqsinθe
uβ＝udsinθe+uqcosθe
其中：uα为α轴电压，uβ为β轴电压，θe为参考电压矢量角度。
6.根据权利要求1所述的用于提升电动汽车IPM电机控制器最大输出功率的方法，其特征在于：所述坐标转换模块将电机三相电流转换为电机d、q轴电流，
其中：ia为电机a相电流，ib为电机b相电流，θe为参考电压矢量角度。
CN201710585681.6A 2017-07-18 2017-07-18 用于提升电动汽车ipm电机控制器最大输出功率的方法 Withdrawn CN109274306A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710585681.6A CN109274306A (zh) 2017-07-18 2017-07-18 用于提升电动汽车ipm电机控制器最大输出功率的方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710585681.6A CN109274306A (zh) 2017-07-18 2017-07-18 用于提升电动汽车ipm电机控制器最大输出功率的方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN109274306A true CN109274306A (zh) 2019-01-25

Family

ID=65152508

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710585681.6A Withdrawn CN109274306A (zh) 2017-07-18 2017-07-18 用于提升电动汽车ipm电机控制器最大输出功率的方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN109274306A (zh)

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110176886A (zh) * 2019-06-03 2019-08-27 中国人民解放军陆军装甲兵学院 一种基于转矩给定的轮毂电机矢量控制方法
CN110417317A (zh) * 2019-08-05 2019-11-05 东风电子科技股份有限公司 实现电动汽车驱动电机的矢量控制电流参数生成和标定的工艺方法
CN110539649A (zh) * 2019-09-10 2019-12-06 成都昆朋新能科技有限公司 一种电动汽车整车最大转矩控制方法
CN111756291A (zh) * 2020-07-08 2020-10-09 东风电子科技股份有限公司 新能源汽车永磁同步电机控制器实现抑制电压饱和失控控制的方法
CN113098354A (zh) * 2021-04-29 2021-07-09 臻驱科技（上海）有限公司 一种电机控制器的过调制区域控制方法及***
CN113300650A (zh) * 2020-02-24 2021-08-24 蜂巢传动***(江苏)有限公司保定研发分公司 驱动电机标定方法及***
CN113992099A (zh) * 2021-12-01 2022-01-28 北京国家新能源汽车技术创新中心有限公司 基于foc永磁同步电机弱磁失控控制方法、***、计算机和存储介质
WO2022037003A1 (zh) * 2020-08-21 2022-02-24 江苏大学 一种提高调速响应能力的超高速永磁同步电机瞬态电流规划方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0078698A1 (en) * 1981-11-04 1983-05-11 Fanuc Ltd. AC motor control method and arrangement
CN103595323A (zh) * 2013-11-20 2014-02-19 天津大学 一种改善永磁同步电机过调制区输出转矩的电流控制方法
CN104617849A (zh) * 2015-02-02 2015-05-13 东南大学 一种混合励磁同步电机最大输出功率控制方法
CN106357182A (zh) * 2016-08-31 2017-01-25 深圳市双驰科技有限公司 一种永磁直流电机的弱磁控制方法及装置
CN106921326A (zh) * 2015-12-25 2017-07-04 南车株洲电力机车研究所有限公司 电机的全转速范围内的最大转矩电流比控制方法与装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0078698A1 (en) * 1981-11-04 1983-05-11 Fanuc Ltd. AC motor control method and arrangement
CN103595323A (zh) * 2013-11-20 2014-02-19 天津大学 一种改善永磁同步电机过调制区输出转矩的电流控制方法
CN104617849A (zh) * 2015-02-02 2015-05-13 东南大学 一种混合励磁同步电机最大输出功率控制方法
CN106921326A (zh) * 2015-12-25 2017-07-04 南车株洲电力机车研究所有限公司 电机的全转速范围内的最大转矩电流比控制方法与装置
CN106357182A (zh) * 2016-08-31 2017-01-25 深圳市双驰科技有限公司 一种永磁直流电机的弱磁控制方法及装置

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
周亚男: "《永磁同步电机矢量控制***的宽调速运行控制》", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库 工程科技II辑》 *
李峰等: "《考虑磁路饱和的内置式永磁同步电机电感参数旋转辨识算法》", 《电工技术学报》 *

Cited By (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110176886A (zh) * 2019-06-03 2019-08-27 中国人民解放军陆军装甲兵学院 一种基于转矩给定的轮毂电机矢量控制方法
CN110417317A (zh) * 2019-08-05 2019-11-05 东风电子科技股份有限公司 实现电动汽车驱动电机的矢量控制电流参数生成和标定的工艺方法
CN110539649A (zh) * 2019-09-10 2019-12-06 成都昆朋新能科技有限公司 一种电动汽车整车最大转矩控制方法
CN113300650B (zh) * 2020-02-24 2024-05-17 蜂巢传动***(江苏)有限公司保定研发分公司 驱动电机标定方法及***
CN113300650A (zh) * 2020-02-24 2021-08-24 蜂巢传动***(江苏)有限公司保定研发分公司 驱动电机标定方法及***
CN111756291A (zh) * 2020-07-08 2020-10-09 东风电子科技股份有限公司 新能源汽车永磁同步电机控制器实现抑制电压饱和失控控制的方法
CN111756291B (zh) * 2020-07-08 2023-08-18 东风电子科技股份有限公司 新能源汽车永磁同步电机控制器实现抑制电压饱和失控控制的方法
US11671041B2 (en) 2020-08-21 2023-06-06 Jiangsu University Transient current planning method for ultra-high-speed permanent magnet synchronous motor for improving speed regulation response capabilities
WO2022037003A1 (zh) * 2020-08-21 2022-02-24 江苏大学 一种提高调速响应能力的超高速永磁同步电机瞬态电流规划方法
CN113098354B (zh) * 2021-04-29 2023-02-21 臻驱科技（上海）有限公司 一种电机控制器的过调制区域控制方法及***
CN113098354A (zh) * 2021-04-29 2021-07-09 臻驱科技（上海）有限公司 一种电机控制器的过调制区域控制方法及***
WO2023098181A1 (zh) * 2021-12-01 2023-06-08 北京国家新能源汽车技术创新中心有限公司 基于foc永磁同步电机弱磁失控控制方法、计算机和存储介质
CN113992099A (zh) * 2021-12-01 2022-01-28 北京国家新能源汽车技术创新中心有限公司 基于foc永磁同步电机弱磁失控控制方法、***、计算机和存储介质
CN113992099B (zh) * 2021-12-01 2024-03-22 北京国家新能源汽车技术创新中心有限公司 基于foc永磁同步电机弱磁失控控制方法、***、计算机和存储介质

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN109274306A (zh) 用于提升电动汽车ipm电机控制器最大输出功率的方法
CN105515479B (zh) 一种表贴式永磁同步发电机弱磁控制方法
CN107294447B (zh) 永磁同步电机的自适应最大转矩电流比控制装置
CN103595325B (zh) 一种隐极式混合励磁电机矢量控制方法
CN109194221B (zh) 一种永磁同步电机查表弱磁控制方法
CN102195552B (zh) 近似多相电机中基波与三次谐波峰值合计电压的方法、***和装置
CN102611370B (zh) 一种永磁同步电机的正弦调制控制方法及其控制电路
CN103997267B (zh) 一种开绕组永磁同步电机的串联补偿直接转矩控制方法
CN106100482B (zh) 一种电机控制方法、***及车辆
CN106992729B (zh) 一种定子永磁型记忆电机永磁磁链分段控制方法
CN103107764B (zh) 一种车用永磁同步电机弱磁控制方法
CN103595324B (zh) 一种混合励磁电机弱磁控制方法
CN103107763B (zh) 基于非线性空间矢量脉宽调制的电机负载脉动的补偿方法
CN108809182A (zh) 一种永磁同步电机的转矩控制方法及装置
CN101599737B (zh) 空间矢量调制的永磁开关磁链发电机电压控制方法
CN110492810A (zh) 一种基于飞跨电容的永磁电机单位功率因数弱磁控制方法
CN104201960A (zh) 一种永磁同步磁阻电机的最大转矩电流比控制方法
CN103475296A (zh) 永磁同步直流无刷电机低频控制方法
CN109495049A (zh) 基于飞跨电容的永磁游标电机单位功率因数直接转矩控制方法
CN206506459U (zh) 一种永磁同步电机控制装置及***
Ekong et al. Field-weakening control for torque and efficiency optimization of a four-switch three-phase inverter-fed induction motor drive
CN109600088B (zh) 一种三相逆变器的谐波电流注入装置及方法
CN103281036B (zh) 一种五相交流电机的控制方法及其控制装置
Zhang et al. Direct torque control of synchronous reluctance motor in MT reference frame considering magnetic circuit saturation and cross saturation
Cheng et al. Sensorless vector control of complementary and modular linear flux-switching permanent magnet motor based on MRAS and SVPWM

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
WW01 Invention patent application withdrawn after publication
WW01 Invention patent application withdrawn after publication

Application publication date: 20190125