CN109149916A - 模块化多电平换流器直流侧电流脉动抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了模块化多电平换流器（MMC）直流侧电流脉动抑制方法，三相MMC***采用载波层叠脉宽调制方法，并加入了抑制桥臂二倍频环流控制算法，提出将载波分成两组：第1组包括n‑1个载波，和正弦参考波±y _j 进行比较；第2组包括1个载波，其相位可变，和二倍频环流控制器输出的补偿参考波y _j2进行比较。通过在每个载波周期分别移动三相桥臂中第2组载波的相位，使得三相桥臂的电感上的脉冲电压之和为零，三相桥臂中由脉冲电压引起的高频电流相互抵消，不会流入直流母线，从而抑制了直流母线上的高频电流脉动。不需要进行任何电路拓扑的改动，通过对传统PD‑PWM控制方法的改进，抑制了传统控制方法给MMC直流侧带来的高频谐波电流，弥补了传统方法的缺陷。

Description

模块化多电平换流器直流侧电流脉动抑制方法

技术领域

本发明属于多电平电力电子变换器技术领域，涉及一种模块化多电平换流器(MMC)直流侧电流脉动抑制方法。

背景技术

相对于传统的两电平和三电平换流器，MMC具有效率高、输出交流电压谐波小、高度模块化等特点，更适用于高电压、大功率的应用场合，在高压直流输电等领域得到了广泛应用。

载波层叠脉宽调制(PD-PWM)方法是一种比较常见的MMC调制方法。其做法是，通过将n个频率、相位和幅值相同的三角载波“层叠”起来和调制波比较，从而得到开关器件的触发脉冲。一般地，每一相上下桥臂的三角载波的相位设置为相反。如果每一相的上下桥臂给定的正弦调制波关于x轴对称，则每一相在任意时刻投入的子模块数目之和都为n。忽略桥臂阻抗上的压降，因而每一相投入的子模块电压之和等于直流侧母线电压。

正常运行时，流经MMC桥臂的电流中会含有较大的二倍频分量，从而增大了换流器的损耗。为了减小MMC的损耗，一般还需设计控制器抑制桥臂的环流。目前，常见的抑制二倍频环流的策略是，通过提取二倍频环流，然后经过环流控制器，得到参考的电压补偿信号，将该参考电压补偿信号分别加到每一相的上下桥臂的正弦调制波中，从而实现抑制二倍频环流的目的。然而，二倍频环流被抑制的同时，却带来了另一个不利影响。由于上下桥臂的正弦调制波中都加入了同一个二倍频的电压补偿分量，使得上下桥臂的参考调制波不再关于x轴对称。此时，采用PD-PWM调制算法，每一相在任意时刻投入的子模块数目不再恒定不变。当二倍频的电压补偿分量y_j2>0时，每个相单元投入的子模块数目为n或n-1；当二倍频的电压补偿分量y_j2<0时，每个相单元投入的子模块数目为n或n+1。设每个子模块电容的电压等于V_dc/n，其中V_dc是直流母线电压，结果导致每个相单元投入的子模块的电压之和与直流侧母线电压之和不一致，从而在桥臂电感上产生脉冲电压，该电压的幅值等于1个子模块电容的电压。进而在桥臂上产生高频电流。三相桥臂电感上的脉冲电压的相位是任意的，不能保证在每一时刻相加都为零，因此三相桥臂上产生的高频电流不能相互抵消，进而流入直流侧母线上，引起直流母线上电流的高频脉动。

发明内容

本发明的发明目的是针对以上问题，提出一种模块化多电平换流器(MMC)直流侧电流脉动抑制方法，通过把A、B、C三相的每个桥臂的载波分成两组，并且在每个载波周期移动第2组载波的相位，能够使施加在三相桥臂电感上的脉冲电压之和为零，产生的高频电流不会流到直流母线上，从而抑制了直流母线上的高频电流脉动。

为了达到上述目的，本发明采用的技术方案是：一种模块化多电平换流器(MMC)直流侧电流脉动抑制方法，所述MMC***采用PD-PWM调制方法，且加入了抑制桥臂二倍频环流的控制算法。具体包括以下步骤：不考虑冗余子模块，设A、B、C三相桥臂的子模块个数均为n，每一相上桥臂和下桥臂的等腰三角载波个数都为n并且分成两组：第1组包括n-1个载波，其中上、下桥臂载波分别记为W_{ju_1}～W_{ju_n-1}和W_{jl_1}～W_{jl_n-1}(j＝a、b、c，分别代表A、B、C三相)，由上到下均匀分布在[-1,1]的范围内，频率和相位都相同，幅值相同且都等于2/(n-1)，并且j相上桥臂和下桥臂的载波相位相反；第2组包括1个载波，其中上、下桥臂载波分别记为W_{ju_n}和W_{jl_n}，幅值范围是[-1,1]，频率和第1组相同，相位由控制算法计算得到，并且j相上桥臂和下桥臂的载波相位相反。相应地，将每一相上桥臂和下桥臂的调制波都分成两部分：第1部分是给定的工频正弦参考波，其中上、下桥臂给定的工频正弦参考波分别为-y_j和y_j，分别和上、下桥臂的第1组载波比较，得到调制电平数目分别为n_{ju_1}和n_{jl_1}；第2部分是由环流控制器得到的二倍频正弦参考波y_j2，分别和上、下桥臂的第2组载波比较，得到调制电平数目分别为n_{ju_2}和n_{jl_2}。j相上桥臂和下桥臂经过调制得到的电平数目分别为n_ju和n_jl。其中，n_ju＝n_{ju_1}+n_{ju_2}，n_jl＝n_{jl_1}+n_{jl_2}。然后经过传统的均压策略，最后产生驱动j相上下桥臂每一个子模块的PWM脉冲，使得j相上、下桥臂分别投入n_ju、n_jl个子模块。

作为本发明的一种改进，上述的A、B、C三相每个桥臂的第2组载波的相位由控制算法得到，具体包括以下步骤：

(1)在每一个载波周期内，采样环流控制器输出的A、B、C三相补偿电压，分别记为y_a2、y_b2和y_c2；

(2)计算施加在三相桥臂电感上的高频脉冲电压的宽度，分别记为θ_a、θ_b和θ_c，然后计算它们的绝对值|θ_a|、|θ_b|和|θ_c|；

(3)对|θ_a|、|θ_b|和|θ_c|排序，得到对应的序号分别记为K_θa、K_θb和K_θc，序号取值范围为0、1、2。其中，|θ_a|、|θ_b|和|θ_c|中最大者，其对应序号等于0；|θ_a|、|θ_b|和|θ_c|中最小者，其对应序号等于2；否则，其对应序号等于1。

(4)计算A、B、C三相排序序号分别为0、1、2时对应的第2组载波的位置角，并根据(3)中得到的K_θa、K_θb和K_θc将各相上下桥臂的第2组载波分别移动到对应的相位。

作为本发明的一种改进，上述的步骤(2)中，在每个三角载波周期内，施加在每一相的桥臂电感上的脉冲电压有2个，其距离相差为π。每个脉冲电压的宽度θ_a、θ_b和θ_c的计算公式为：θ_j＝y_j2·π。y_j2>0时θ_a>0，y_j2<0时θ_a<0。

作为本发明的一种改进，上述步骤(4)中，对于A、B、C三相每个序号对应的第2组载波的位置，定义在1个载波周期中，载波周期的初始点到三角形载波的负峰值点(或正峰值点)的水平距离分别是θ_as、θ_bs、θ_cs，其具体计算方法为：

对于A相，

K_θa＝0，θ_as＝π

对于B相，

K_θb＝0，θ_bs＝π

对于C相，

K_θc＝0，θ_cs＝π

有益效果：

本发明的MMC直流侧电流脉动抑制方法，不需要对硬件电路做任何改动，具有以下优点：

1、能够抑制直流母线上的电流脉动，实用价值高：

载波层叠脉宽调制(PD-PWM)方法是目前应用最广泛的MMC调制方法之一。然而，当控制***加入了二倍频环流算法之后，其会在桥臂电感上施加脉冲电压，进而向直流母线上注入高频电流，使得MMC的直流母线电流特性变差。本方法发现了该问题，并提出了相应的控制算法。该方法通过移动载波相位，从而抑制了流向直流母线的高频电流，提高了MMC的性能，具有较大的实用价值。

2、控制简单，易于理解和实施：

通过分析，发现在一个载波周期中施加在三相桥臂电感上的脉冲电压的宽度θ_a、θ_b和θ_c代数和为零，但是脉冲的相位是随机的。因此，本发明提出，通过移动载波的相位，从而使得三相桥臂电感上的脉冲电压之和在任意时刻都等于零。如图1，把载波分成两组，第1组和正弦调制波比较，因此每一相上下桥臂的电平数之和是固定的；第2组只有一个载波，幅值范围在[-1,1]，和二倍频环流控制器的输出参考电压比较，在一个载波周期中，每一相产生2个脉冲电压，距离相差为π，脉冲的位置和载波的位置有关。因此通过分别移动三相桥臂的第2组载波的相位，就能控制三相桥臂电感上的脉冲电压的位置。

附图说明

图1是三相MMC及子模块拓扑结构图；

图2是本方法具体实施的示意图；

图3是本发明提出的方法中二倍频环流控制器输出补偿参考波大于零时的调制结果示意图；

图4是本发明提出的方法中二倍频环流控制器输出补偿参考波小于零时的调制结果示意图；

图5是本发明提出的方法中三相桥臂的第2组载波和桥臂电感电压脉冲的相位移动示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做更进一步的解释。

本发明适用于三相MMC直流侧电流脉动抑制方法，其中MMC拓扑结构如图1所示，三相MMC共6个桥臂，每个桥臂由n个子模块单元(Cell)和串联电感组成。u_als、u_bls、u_cls分别为A、B、C三相上、下桥臂电感电压之和。子模块单元为半桥拓扑，也可以是全桥、钳位双子模块等其他拓扑。

如图2所示，一种MMC直流侧电流脉动抑制方法，采用载波层叠脉宽调制(PD-PWM)方法，且加入了抑制桥臂二倍频环流的控制算法。不考虑冗余子模块，设A、B、C三相桥臂的子模块个数均为n，每一相上桥臂和下桥臂的等腰三角载波个数都为n并且分成两组：第1组包括n-1个载波，其中上、下桥臂载波分别记为W_{ju_1}～W_{ju_n-1}和W_{jl_1}～W_{jl_n-1}，由上到下均匀分布在[-1,1]的范围内，频率和相位都相同，幅值相同且都等于2/(n-1)，并且j相上桥臂和下桥臂的载波相位相反；第2组包括1个载波，其中上、下桥臂载波分别记为W_{ju_n}和W_{jl_n}，幅值范围是[-1,1]，频率和第1组相同，相位由控制算法计算得到，并且j相上桥臂和下桥臂的载波相位相反。相应地，将每一相上桥臂和下桥臂的调制波都分成两部分：第1部分是给定的工频正弦参考波，其中上、下桥臂给定的工频正弦参考波分别为-y_j和y_j，分别和上、下桥臂的第1组载波比较，得到调制电平数目分别为n_{ju_1}和n_{jl_1}；第2部分是由环流控制器得到的二倍频正弦参考波y_j2，分别和上、下桥臂的第2组载波比较，得到调制电平数目分别为n_{ju_2}和n_{jl_2}。j相上桥臂和下桥臂经过调制得到的电平数目分别为n_ju和n_jl。其中，n_ju＝n_{ju_1}+n_{ju_2}，n_jl＝n_{jl_1}+n_{jl_2}。然后经过传统的均压策略，最后产生驱动j相上下桥臂每一个子模块的PWM脉冲，使得j相上、下桥臂分别投入n_ju、n_jl个子模块。

一种通过移动桥臂第2组载波的相位抑制MMC直流侧电流脉动的方法，其中每个桥臂第2组载波的相位由控制算法得到，具体包括以下步骤：

(1)在每一个载波周期内，采样环流控制器输出的A、B、C三相补偿电压，分别记为y_a2、y_b2和y_c2。这里y_a2、y_b2和y_c2都是指标幺值。在此需要说明的是，由于PD-PWM是一种高频调制方法，设置载波频率远高于调制波频率，因此，在一个载波周期内，可以认为y_a2、y_b2和y_c2是不变的。

(2)计算施加在三相桥臂电感上的高频脉冲电压的宽度，分别记为θ_a、θ_b和θ_c，并计算相应的绝对值|θ_a|、|θ_b|和|θ_c|；；

(3)对|θ_a|、|θ_b|和|θ_c|排序，得到对应的序号分别记为K_θa、K_θb和K_θc，序号取值范围为0，1，2。其中，|θ_a|、|θ_b|和|θ_c|中最大者，其对应序号等于0；|θ_a|、|θ_b|和|θ_c|中最小者，其对应序号等于2；否则，其对应序号等于1。

(4)计算A、B、C三相排序序号分别为0、1、2时对应的第2组载波的位置角，并根据(3)中得到的K_θa、K_θb和K_θc将各相上下桥臂的第2组载波分别移动到相应的相位。

其中，步骤(2)中，在每个三角载波周期内，施加在每一相的桥臂电抗上的脉冲电压有2个，其距离相差为π。每个脉冲电压的宽度θ_a、θ_b和θ_c的计算公式为：θ_j＝y_j2·π。y_j2>0时θ_a>0，y_j2<0时θ_a<0。

步骤(4)中，对于A、B、C三相每个序号对应的第2组载波的位置，定义在1个三角形载波周期中，载波周期的初始点到三角形载波的负峰值点(或正峰值点)的水平距离分别是θ_as、θ_bs、θ_cs。对于j相的上、下桥臂的第2组载波，其相位是相反的。因此，如果θ_js＝π，此时j相上桥臂载波周期的初始点刚好在正峰值点上，j相下桥臂载波周期的初始点刚好在负峰值点上。实际每个载波周期的初始点是变动的。θ_as、θ_bs、θ_cs的值都是根据K_θa、K_θb和K_θc并且以π为基准得到的，具体计算方法为：

对于A相，

K_θa＝0，θ_as＝π

对于B相，

K_θb＝0，θ_bs＝π

对于C相，

K_θc＝0，θ_cs＝π

如图3和图4所示分别为y_j2>0和y_j2<0时j相调制结果示意图。以图3为例说明，在本发明提出的控制方法中，第1组载波包括n-1个载波，对给定正弦波进行调制，上、下桥臂经调制得到的电平数目分别为n_{ju_1}和n_{jl_1}，由于上、下桥臂的正弦参考波是反相的，载波也是反相的，因而调制的结果之和是恒定的，n_{ju_1}+n_{jl_1}＝n-1；第2组只有1个载波，对二倍频环流控制器的输出参考波进行调制，上、下桥臂经调制得到的电平数目分别为n_{ju_2}和n_{jl_2}，调制结果不恒定，n_{ju_2}+n_{jl_2}＝1或2。设每个子模块的电容电压等于V_dc/n，其中V_dc是直流母线电压，于是，u_jsm＝V_dc或(n+1)V_dc/n，其中u_jsm是j相上、下桥臂投入的子模块电压之和。由此，u_jls＝0或-V_dc/n，其中u_jls是j相上、下桥臂电感上的电压。从而在j相上、下桥臂电感上产生了高频电压脉冲。在每个载波周期中，每一相经过调制产生2个电压脉冲。可以看到，产生的电压脉冲包括4个属性：幅值、符号、宽度和位置。该电压脉冲的幅值是一个子模块电容的电压，其正负和二倍频环流控制器的输出参考波的正负有关，其宽度和二倍频环流控制器的输出参考波的大小有关，其位置和第2组三角载波的位置有关，且每个载波周期中的2个电压脉冲距离相差为π。对于三相MMC，容易分析得到θ_a+θ_b+θ_c＝0。因此理论上可以在每个载波周期内通过移动第2组载波的相位，使得三相的脉冲相加抵消，实现任意时刻三相桥臂电感上的电压脉冲之和等于零。

图5给出了一种载波相位移动的情况。A、B、C三相的脉冲宽度大小关系为|θ_b|>|θ_a|>|θ_c|，因此K_θa＝1，K_θb＝0，K_θc＝2。以B相的三角载波为基准保持不动，θ_bs＝π。将A相的载波向左移动至π-(|θ_b|-|θ_a|)/2，将C相的载波向右移动至π+(|θ_b|-|θ_c|)/2。此时，三相桥臂电感上的脉冲电压相互抵消，在整个周期内三相桥臂的电感电压之和等于零。于是产生的高频电流之和也等于零，不会流入到直流母线上，从而抑制了直流母线上的高频电流脉动。

以上所述仅为本发明的较佳实施方式，本发明的保护范围并不以上述实施方式为限，但凡本领域普通技术人员根据本发明所揭示内容所作的等效修饰或变化，皆应纳入权利要求书中记载的保护范围内。

Claims (4)

1.一种模块化多电平换流器直流侧电流脉动抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：

不考虑冗余子模块，设A、B、C三相桥臂的子模块个数均为n，每一相上桥臂和下桥臂的等腰三角载波个数都为n并且分成两组：第1组包括n-1个载波，其中上、下桥臂载波分别记为W_{ju_1}～W_{ju_n-1}和W_{jl_1}～W_{jl_n-1}(j＝a、b、c，分别代表A、B、C三相)，由上到下均匀分布在[-1,1]的范围内，频率和相位都相同，幅值相同且都等于2/(n-1)，并且j相上桥臂和下桥臂的载波相位相反；第2组包括1个载波，其中上、下桥臂载波分别记为W_{ju_n}和W_{jl_n}，幅值范围是[-1,1]，频率和第1组相同，相位由控制算法计算得到，并且j相上桥臂和下桥臂的载波相位相反；

将每一相上桥臂和下桥臂的调制波都分成两部分：第1部分是给定的工频正弦参考波，其中上、下桥臂给定的工频正弦参考波分别为-y_j和y_j，分别和上、下桥臂的第1组载波比较，得到调制电平数目分别为n_{ju_1}和n_{jl_1}；第2部分是由环流控制器得到的二倍频正弦参考波y_j2，分别和上、下桥臂的第2组载波比较，得到调制电平数目分别为n_{ju_2}和n_{jl_2}；j相上桥臂和下桥臂经过调制得到的电平数目分别为n_ju和n_jl；其中，n_ju＝n_{ju_1}+n_{ju_2}，n_jl＝n_{jl_1}+n_{jl_2}；然后经过传统的均压策略，最后产生驱动j相上、下桥臂每一个子模块的PWM脉冲，使得j相上、下桥臂分别投入n_ju、n_jl个子模块。

2.根据权利要求1所述的一种模块化多电平换流器直流侧电流脉动抑制方法，其特征在于：所述的A、B、C三相每个桥臂的第2组载波的相位由控制算法计算得到，具体包括以下步骤：

(1)在每一个载波周期内，采样环流控制器输出的A、B、C三相补偿电压，分别记为y_a2、y_b2和y_c2；

(2)计算施加在三相桥臂电感上的高频脉冲电压的宽度，分别记为θ_a、θ_b和θ_c，然后计算它们的绝对值|θ_a|、|θ_b|和|θ_c|；

(3)对|θ_a|、|θ_b|和|θ_c|排序，得到对应的序号分别记为K_θa、K_θb和K_θc，序号取值范围为0、1、2，其中，|θ_a|、|θ_b|和|θ_c|中最大者，其对应序号等于0；|θ_a|、|θ_b|和|θ_c|中最小者，其对应序号等于2；否则，其对应序号等于1；

(4)计算a、b、c三相排序序号分别为0、1、2时对应的第2组载波的位置角，并根据(3)中得到的K_θa、K_θb和K_θc将各相上下桥臂的第2组载波分别移动到对应的相位。

3.根据权利要求2所述的一种MMC直流侧电流脉动抑制方法，其特征在于，所述步骤(2)中，在每个三角载波周期内，施加在每一相的桥臂电感上的脉冲电压有2个，其距离相差为π，每个脉冲电压的宽度θ_a、θ_b和θ_c的计算公式为：θ_j＝y_j2·π。

4.根据权利要求2所述的一种模块化多电平换流器直流侧电流脉动抑制方法，其特征在于，所述步骤(4)中，对于A、B、C三相每个序号对应的第2组载波的位置角，定义在1个载波周期中，载波周期初始点到三角形载波的负峰值点(或正峰值点)的水平距离分别是θ_as、θ_bs、θ_cs，其具体计算方法为：

对于A相，

K_θa＝0，θ_as＝π

K_θa＝1，

K_θa＝2，

对于B相，

K_θb＝0，θ_bs＝π

K_θb＝1，

K_θb＝2，

对于C相，

K_θc＝0，θ_cs＝π

K_θc＝1，

K_θc＝2，