CN106357143A - 一种适用于模块化多电平换流器的环流抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于模块化多电平换流器的环流抑制方法，本方法通过二倍频负序旋转坐标变换将模块化多电平(modular multilevel converter，MMC)内部环流从检测到的桥臂电流中分离，进而采用交叉耦合新型控制方式实现MMC内部二倍频环流的快速抑制，可有效减小MMC子模块电容电压波动，提高MMC***稳定性与整体运行性能。

Description

一种适用于模块化多电平换流器的环流抑制方法

技术领域

本发明涉及电力***柔性直流输配电，具体涉及一种模块化多电平换流器的环流抑制方法，属于输配电技术领域。

背景技术

模块化多电平换流器(Modular Multilevel Convener,MMC)有效避免了单个电力电子器件耐压以及多个直接串联使用带来的动态均压问题，相比传统的两电平、三电平变换器，MMC通过增加子模块数可灵活地扩展到高电压大功率，能工作在较低的开关频率，具备很高的转换效率、很小的电压电流尖峰，以及非常低的输出电压谐波含量等优点，使其十分适用于柔性直流输电等高压大功率电能变换的场合。

由于MMC子模块电容取值有限且处于不断地充放电过程之中，变换器相间能量不能时刻保持完全一致从而造成并联运行的三个相单元整体输出电压存在差异，进而引发MMC桥臂相单元整体输出电压中包含二倍频波动分量，该波动分量会引起在相单元之间流动的内部环流。环流的存在将会降低变换器运行效率，严重时甚至可能危及MMC***的稳定运行。

目前，针对MMC中的环流问题已有下列公开文献：

[1]屠卿瑞,徐政,管敏渊,等.模块化多电平换流器环流抑制控制器设计[J].电力***自动化,2010,34(18):57-61.

[2]杨晓峰,郑琼林.基于MMC环流模型的通用环流抑制策略[J].中国电机工程学报,2012,32(18):59-65.

[3]Z.Li,P.Wang,Z.Chu,H.Zhu,Y.Luo,and Y.Li.An inner currentsuppressing method for modular multilevel converter[J].IEEE Transactions onPower Electronic,2013,28(11),4873-4879.

[4]阎发友,汤广福,贺之渊,等.一种适用于模块化多电平换流器的新型环流控制器[J].中国电机工程学报,2014,38(1):104-109.

[5]Teodorescu R,Blaabjerg F,Liserre M,et al.Proportional-resonantcontrollers and filters for grid-connected voltage-source converters[J].IEEProceedings on Electric PowerApplications,2006,153(5):750-762.

[6]苑宾,许建中,赵成勇,等.模块化多电平换流器PR环流抑制器优化设计[J].中国电机工程学报,2015,35(10):2567-2575.

[7]王鹏伍,崔翔.MMC-HVDC三相解耦二次谐波环流抑制算法[J].电力***自动化,2013,37(15):47-52.

文献[1]设计了基于二倍频负序坐标变换的MMC环流控制器(circulatingcurrent suppressing controller，CCSC)，但该控制器未考虑环流控制回路的交叉耦合影响，控制精确性和***稳定性受限。文献[2]通过桥臂电流计算补偿电压，原理简单，但引入微分环节会使实际控制效果受限。文献[3]设计了并联谐振控制器以抑制不同频次的谐波，但由于MMC内部环流中高次谐波远小于二倍频谐波，且高次谐波是由2次谐波环流叠代形成，故在设计环流控制器时可主要考虑二倍频分量以简化控制***设计。文献[4-6]将谐振控制器应用到MMC的环流抑制，谐振控制器的引入需要对控制参数进行专门的稳定性设计，增加了***设计难度。文献[7]提出了一种基于可变子模块电容电压参考值的MMC环流抑制方法，该方法需实时计算所有桥臂的瞬时功率，然后积分得到桥臂的瞬时能量，再计算子模块电容电压的参考值，计算过程繁琐。

发明内容

针对现有解决MMC内部环流技术存在的上述不足，本发明的目的在于提出一种适用于模块化多电平换流器的环流抑制方法，本发明采用的交叉耦合控制方式结合了MMC变换器拓扑结构的特点，可实现MMC内部环流主要是二倍频的快速抑制，具备较强的适应性和良好的动态响应能力。

本发明的技术方案是这样实现的：

一种适用于模块化多电平换流器的环流抑制方法，步骤如下，

A1)分别采集模块化多电平换流器三相上、下桥臂电流i_pi、i_ni，i＝a,b,c，按以下公式计算得到i_comi，i_comi为同时流经i相上、下桥臂的电流分量，其包括直流分量和二倍频环流分量；

$i_{comi}=\frac{1}{2}(i_{pi}+i_{ni})$

A2)将i_comi进行三相静止到两相二倍频反向旋转坐标变换，i_comi中的直流分量和二倍频环流分量分别被转换为二倍频分量和直流分量，再经低通滤波器滤波得到二倍频反向同步旋转坐标系下的d、q轴环流分量i_2fd和i_2fq；

A3)将i_2fd和i_2fq分别与环流抑制d、q轴参考指令和作差之后，其差值分别送入d、q轴环流PI控制器进行调节并由以下公式计算得到q、d轴环流抑制附加控制电压Δu_2fq和Δu_2fd，其中L₀为桥臂电感参数，ω表示***角频率，K_p和K_i分别为环流PI控制器的比例和积分系数，s表示积分；

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Δu}}_{2fd}=-2{\mathrm{\ωL}}_0(K_p+K_i/s)(i_{2fq}^{*}-i_{2fq})\\ {\mathrm{\Δu}}_{2fq}=2{\mathrm{\ωL}}_0(K_p+K_i/s)(i_{2fd}^{*}-i_{2fd})\end{array}\right.$

A4)将Δu_2fd和Δu_2fq分别与d、q轴控制电压前馈项相加得到最终的环流抑制附加控制电压给定信号u_2fd和u_2fq，如下式所示；再经二倍频负序坐标反变换即可得到三相静止坐标系下环流抑制附加控制电压给定信号其中R₀为桥臂等效损耗电阻；

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{2fd}={\mathrm{\Δu}}_{2fd}+R_0{i}_{2fd}\\ u_{2fq}={\mathrm{\Δu}}_{2fq}+R_0{i}_{2fq}\end{array}\right.$

A5)将按下式分别叠加至静止坐标系下三相控制电压参考信号中得到最终MMC各相上、下桥臂控制电压给定信号和再由和调制生成六个桥臂的触发脉冲来控制各个子模块电力电子开关的开通与关断，通过不断的调整控制电压最终实现MMC内部二倍频环流的完全抑制；其中U_dc表示直流母线电压，为变换器交流电压给定；

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{pi}^{*}=\frac{1}{2}{U}_{dc}-u_i^{*}-u_{2fi}^{*}\\ u_{ni}^{*}=\frac{1}{2}{U}_{dc}+u_i^{*}-u_{2fi}^{*}\end{array}\right.$

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

本发明根据MMC内部环流的二倍频负序特征并结合MMC变换器拓扑结构特点，提出了一种基于交叉耦合控制方式的新型环流抑制方法。本方法所提环流抑制策略原理简单、物理含义明确、软件控制算法易于实现且成本低，交叉耦合控制方式结合了MMC变换器拓扑结构的特点，可实现MMC内部环流主要是二倍频的快速抑制，具备较强的适应性和良好的动态响应能力，为进一步减小子模块电容电压波动幅值和开关器件的电气应力以及提高换流器的整体运行效率奠定重要基础。

附图说明

图1-MMC相单元及子模块拓扑结构图。

图2-本发明含交叉耦合环流控制器的MMC***控制框图。

图3-MMC***二倍频环流抑制仿真效果图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。

本发明适用于模块化多电平换流器的环流抑制方法，其中MMC的拓扑结构如图1所示，MMC每相上、下桥臂均由n个子模块(sub-modules，SM)和一个桥臂电抗器L₀串联组成，其子模块主要包括半桥、全桥以及钳位双子模块三种拓扑形式。

以三相MMC***为例，其中图2为本发明采用交叉耦合环流抑制策略的MMC***控制框图。MMC换流站采用分层控制，其中站级控制负责接收***调度指令，如图2中的有功P^*指令、直流母线电压U_dc ^*指令以及无功Q^*指令等；MMC阀级控制的主要功能为实现子模块电容电压均衡和换流器内部环流的抑制，其中子模块电容电压的均衡由调制算法实现。换流器内部环流抑制具体实施步骤如下：

A1)用电流霍尔传感器分别采集MMC三相上、下桥臂电流i_pi、i_ni(i＝a,b,c)，按公式(1)计算出i_comi(i_coma、i_comb和i_comc)。i_comi为同时流经i相上、下桥臂的电流分量，其包括直流分量和二倍频环流分量。

$i_{comi}=\frac{1}{2}(i_{pi}+i_{ni})---\left(1\right)$

A2)将i_coma、i_comb和i_comci进行三相静止到两相二倍频反向旋转(3s/2r)坐标变换，i_comi中的直流分量和二倍频环流分量分别被转换为二倍频分量和直流分量，再经低通滤波器(low pass filter，LPF)滤波得到二倍频反向同步旋转坐标系下的d、q轴环流分量i_2fd和i_2fq；

A3)将i_2fd和i_2fq分别与环流抑制d、q参考指令和作差之后，其差值分别送入d、q轴环流PI控制器进行调节并由公式(2)得到q、d轴环流抑制附加控制电压Δu_2fq和Δu_2fd；其中L₀为桥臂电感参数，ω表示***角频率，K_p和K_i分别为环流PI控制器的比例和积分系数，s表示积分；

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Δu}}_{2fd}=-2{\mathrm{\ωL}}_0(K_p+K_i/s)(i_{2fq}^{*}-i_{2fq})\\ {\mathrm{\Δu}}_{2fq}=2{\mathrm{\ωL}}_0(K_p+K_i/s)(i_{2fd}^{*}-i_{2fd})\end{array}\right.---\left(2\right)$

A4)如式(3)所示，将Δu_2fd和Δu_2fq分别与d、q轴控制电压前馈项相加得到最终的环流抑制附件控制电压给定信号u_2fd和u_2fq，并经两相二倍频反向旋转到三相静止(2r/3s)坐标变换后即可得到三相静止坐标下的环流抑制附加控制电压给定信号其中R₀为桥臂等效损耗电阻：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{2fd}={\mathrm{\Δu}}_{2fd}+R_0{i}_{2fd}\\ u_{2fq}={\mathrm{\Δu}}_{2fq}+R_0{i}_{2fq}\end{array}\right.---\left(3\right)$

A5)将有功P^*、无功Q^*等功率调度指令得到的静止坐标系下三相控制电压参考信号与环流抑制附加控制电压给定信号相叠加，如式(4)所示，获得***最终的控制电压给定信号和再由和经改进的最近电平调制算法(nearest level modulation，NLM)生成驱动信号作用于MMC变流器各个子模块实现MMC***二倍频环流的完全抑制。其中U_dc表示直流母线电压，为变换器交流电压给定。

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{pi}^{*}=\frac{1}{2}{U}_{dc}-u_i^{*}-u_{2fi}^{*}\\ u_{ni}^{*}=\frac{1}{2}{U}_{dc}+u_i^{*}-u_{2fi}^{*}\end{array}\right.---\left(4\right)$

图3(a)(c)和(b)(d)分别为采用本专利所提环流抑制策略和背景技术部分介绍的文献[6]所设计的基于PR控制器的环流抑制策略环流抑制效果的仿真对比。由仿真结果可知，在0.3s启动环流控制器之后，文献[6]所提的环流抑制策略下，变换器的二倍频环流经100～200ms被抑制到0；而在本发明所设计的交叉耦合环流抑制策略控制下，不到50ms内部环流便被抑制到0，控制器响应快速、稳定性好，***展现出良好的环流快速抑制能力。

图3(e)为A相上、下桥臂电流波形，环流控制器启动以前，由于含有较大分量的二倍频环流，桥臂电流波形畸变严重；0.3s环流控制器启动，启动以后环流得到有效抑制，桥臂电流中只包含基频分量和直流分量，且上下桥臂电流中的交流分量对称，均分变换器交流侧电流。图3(f)为环流控制器启动前后A相上桥臂所有10个子模块电容电压实测波形u_ca1-u_ca10。0.3s以前，子模块电容电压波动峰峰值接近300V，占参考值7.5％左右；环流控制器启动以后，该波动值降至200V左右，电压波动幅值减小了1/3。

仿真结果证明由于内部环流得到有效抑制，使得对电容进行充放电的桥臂电流有效值减小，因此子模块电容电压的波动幅值也随之减小，电容电压的波动幅值的减小将有利于延长电容器使用寿命；此外，桥臂电流有效值的减小也有利于降低子模块IGBT的电气应力和降低IGBT的开关损耗，提高换流器的整体运行效率。

本发明通过二倍频负序旋转坐标变换将模块化多电平(modular multilevelconverter，MMC)内部环流从检测到的桥臂电流中分离，进而采用交叉耦合新型控制方式实现MMC内部二倍频环流的快速抑制，可有效减小MMC子模块电容电压波动，提高MMC***稳定性与整体运行性能。本方法以不增设硬件设备为前提，实现MMC***内部环流的快速抑制，具有良好的动态响应特性。

最后需要说明的是，本发明的上述实例仅仅是为说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。尽管申请人参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其他不同形式的变化和变动。这里无法对所有的实施方式予以穷举。凡是属于本发明的技术方案所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。

Claims (1)

1.一种适用于模块化多电平换流器的环流抑制方法，其特征在于，步骤如下，

A1)分别采集模块化多电平换流器三相上、下桥臂电流i_pi、i_ni，i＝a,b,c，按以下公式计算得到i_comi，i_comi为同时流经i相上、下桥臂的电流分量，其包括直流分量和二倍频环流分量；

$i_{comi}=\frac{1}{2}(i_{pi}+i_{ni})$

A2)将i_comi进行三相静止到两相二倍频反向旋转坐标变换，i_comi中的直流分量和二倍频环流分量分别被转换为二倍频分量和直流分量，再经低通滤波器滤波得到二倍频反向同步旋转坐标系下的d、q轴环流分量i_2fd和i_2fq；

A3)将i_2fd和i_2fq分别与环流抑制d、q轴参考指令和作差之后，其差值分别送入d、q轴环流PI控制器进行调节并由以下公式计算得到q、d轴环流抑制附加控制电压Δu_2fq和Δu_2fd，其中L₀为桥臂电感参数，ω表示***角频率，K_p和K_i分别为环流PI控制器的比例和积分系数，s表示积分；

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{u}_{2fd}=-2\mathrm{\ω}{L}_0(K_p+K_i/s)(i_{2fq}^{*}-i_{2fq})\\ \mathrm{\Δ}{u}_{2fq}=2\mathrm{\ω}{L}_0(K_p+K_i/s)(i_{2fd}^{*}-i_{2fd})\end{array}\right.$

A4)将Δu_2fd和Δu_2fq分别与d、q轴控制电压前馈项相加得到最终的环流抑制附加控制电压给定信号u_2fd和u_2fq，如下式所示；再经二倍频负序坐标反变换即可得到三相静止坐标系下环流抑制附加控制电压给定信号其中R₀为桥臂等效损耗电阻；

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{2fd}=\mathrm{\Δ}{u}_{2fd}+R_0{i}_{2fd}\\ u_{2fq}={\mathrm{\Δu}}_{2fq}+R_0{i}_{2fq}\end{array}\right.$

A5)将按下式分别叠加至静止坐标系下三相控制电压参考信号中得到最终MMC各相上、下桥臂控制电压给定信号和再由和调制生成六个桥臂的触发脉冲来控制各个子模块电力电子开关的开通与关断，通过不断的调整控制电压最终实现MMC内部二倍频环流的完全抑制；其中U_dc表示直流母线电压，为变换器交流电压给定；

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{pi}^{*}=\frac{1}{2}{U}_{dc}-u_i^{*}-u_{2fi}^{*}\\ u_{ni}^{*}=\frac{1}{2}{U}_{dc}+u_i^{*}-u_{2fi}^{*}\end{array}\right..$