CN109546661A - 一种基于混合调制的高效t型三电平apf调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于混合调制的高效T型三电平APF调制方法，属于电网电能技术领域。确定网侧电流谐波含量i_c ^*，通过PI控制得到指令信号i^*；确定上下电容电压差△u_dc；采用DPWM与SVPWM混和调制控制直流侧上下电容电压差在±0.01倍的U_dc之内；DPWM采用DPWM_max与DPWM_min相结合控制电流最大相IGBT在处于正电压时箝位到+U_d/2，处与负电压时箝位到﹣U_d/2；DPWM与SVPWM滞环控制环宽为U_th；当||△u_dc||<U_th时，确定上下电容电压差在环内，采用DPWM调制，当||△u_dc||>U_th时，确定上下电容电压差在环外，采用SVPWM调制。本发明提出的一种基于混合调制的高效T型三电平APF调制方法，能够保证T型三电平APF直流侧中点电位平衡，输出补偿波形质量高，补偿后网侧电流谐波畸变率小。同时针对IGBT开关损耗问题，在保证中点电位平衡的前提下采用DPWM_max与DPWM_min相结合的DPWM策略来降低IGBT开关损耗，提高APF的工作效率。

Description

一种基于混合调制的高效T型三电平APF调制方法

技术领域

本发明涉及一种基于混合调制的高效T型三电平APF调制方法，属于电网电能技术领域。

背景技术

电力电子器件在日常生活中的使用与日俱增，造成电网电能质量大幅下降；如何提高电能质量对于电网运行的安全性、经济性，以及保障工业生产质量和国家重要实验的进行以及降低能源损耗等均具有重大意义；APF可以动态补偿电网谐波，是目前治理谐波的最优方式，其中三电平T型APF由于其拓扑结构的一些固有优点得到广泛应用。对于APF来说，优越的调制策略是APF发挥其最优性能的关键之一，使APF具有良好的灵活性和动态响应性。在实际应用中，T型三电平APF对于中点电位以及IGBT开关损耗(APF工作效率)具有一定要求，因此，完美的调制策略在满足灵活性和动态响应性的同时还应具有保证中点电位平衡以及保障APF工作效率的优点。

理论上可以通过采用传统SVPWM调制来实现对于APF的脉宽调制，但该调制策略中点电位平衡效果不理想，且开关频率过高导致APF效率降低，因此，提出一种基于混合调制的高效T型三电平APF调制方法具有重要意义。

发明内容

为了克服上述现有技术的不足之处，本发明提供一种基于混合调制的高效 T型三电平APF调制方法，通过判断中点电位的高低，来切换不同的调制策略，以实现T型三电平APF中点电位平衡、补偿效果好以及工作效率高的目的。

本发明是通过如下技术方案实现的：一种基于混合调制的高效T型三电平 APF调制方法，其特征在于，该方法为：

根据理想网侧电流与实际网侧电流，确定网侧电流谐波含量i_c ^*，通过PI控制得到指令信号i^*；

结合T型三电平APF直流侧数学模型，确定上下电容电压差△u_dc＝u_c1-u_c2；

T型三电平APF采用DPWM与SVPWM混和调制的调制方式，控制直流侧上下电容电压差在±0.01倍的U_dc之内；

DPWM采用DPWM_max与DPWM_min相结合的策略，控制电流最大相IGBT在处于正电压时箝位到+U_d/2，处与负电压时箝位到﹣U_d/2；

DPWM与SVPWM采用滞环控制方法，环宽为U_th；

当||△u_dc||<U_th时，确定上下电容电压差在环内，采用DPWM调制，根据 IGBT电流最大相所处电压的正负来改变正负小矢量的作用时间，保证IGBT大电流箝位；

当||△u_dc||>Uth时，确定上下电容电压差在环外，采用SVPWM调制，根据中点电位的高低，利用SVPWM进行中点电位调整。

进一步的，T型三电平APF直流侧数学模型为控制器、调制策略和电路参数等相互关联的复杂模型，在此，仅考虑本发明相关的调制策略对于直流侧上下电容电压差的影响，如式：

ΔU_dc＝U₀+k₁u⁺T⁺+k₂u^-T^-+k₃u^xT^x

式中：U0为初始上下电容电压差，一般为零；u+,u-与ux分别为正矢量负矢量与中矢量；K1,K2与K3分别为u+,u-,ux对中点电位作用的权值；T+, T-与Tx分别为矢量作用时间。其中由于中矢量没有冗余矢量，所以通过对于正负小矢量作用时间的调整来对中点电位进行调整。

进一步的，所述的DPWM采用DPWM_max与DPWM_min相结合的策略，通过检测网测电流i_s绝对值最大相，并判断该相理想电压正负，确定触发电平正负箝位，逆变电路三相理想电压如式：

若电流最大相对应电压为正，则K＝1，即采用DPWM_max调制，将该相箝位到+ U_d/2，若电流最大相对应电压为负，则K＝-1，即采用DPWM_min调制，将该相箝位到﹣U_d/2。

本发明的有益效果是：本发明提出的一种基于混合调制的高效T型三电平APF调制方法能够保证T型三电平APF直流侧中点电位平衡，输出补偿波形质量高，补偿后网侧电流谐波畸变率小。同时针对IGBT开关损耗问题，在保证中点电位平衡的前提下采用DPWM_max与DPWM_min相结合的DPWM策略来降低IGBT开关损耗，提高APF的工作效率。

附图说明

下面根据附图和实施例对本发明进一步说明。

图1为本发明的用于谐波抑制的T型三电平装置原理图；

图2为本发明的实施例***控制原理图；

图3为本发明的实施例空间矢量分布图，图3(a)为各个扇区空间矢量分布图及三相开关状态，图3(b)为以大扇区Ⅰ为例介绍的小扇区划分图；

图4为本发明的实施例DPWM工作原理图，图4(a)为采用DPWM_max调制时，对于正负小矢量作用时间调整图，图4(b)为采用DPWM_min调制时，对于正负小矢量作用时间调整图；

图5为本发明的实施例上下电容电压差△udc、阈值Uth以及T型三电平确定脉宽调制工作方式的滞环比较器原理图；

图6为本发明的实施例一种混合调制的高效T型三电平APF调制方法与传统调制方法对比的实验波形，图6(a)为采用SVPWM时网侧电流波形与触发脉冲波形，图6(b)为采用SVPWM中点电位波形，图6(c)为采用SVPWM调制策略补偿后网侧电流频谱分析；图6(d)为采用混合调制时网侧电流波形与触发脉冲波形，图6(e)为采用混合调制时中点电位波形，图6(f)为采用混合调制策略补偿后网侧电流频谱分析。

具体实施方式

如图1所示，T型三电平APF接于三相三线制配电网中，用于补偿谐波源产生的谐波，T型三电平APF逆变电路由12个IGBT和直流侧电容组成，谐波源为不控整流桥接负载，用于产生实验谐波电流。

如图2所示，一种基于混合调制的高效T型三电平APF调制方法，根据理想网侧电流与实际网侧电流，确定网侧电流谐波含量i_c ^*，通过PI控制得到指令信号i^*；

结合T型三电平APF直流侧数学模型，确定上下电容电压差△u_dc＝u_c1-u_c2；

T型三电平APF采用DPWM与SVPWM混和调制的调制方式，为了保证 APF直流侧中点电位保持平衡，减少逆变电路输出电流的谐波干扰，控制直流侧上下电容电压差在±0.01倍的U_dc之内。

DPWM采用DPWM_max与DPWM_min相结合的策略，为了保证IGBT处于大电流时保持箝位，减少IGBT开关损耗，提高APF效率，控制电流最大相IGBT在处于正电压时箝位到+U_d/2，处与负电压时箝位到﹣U_d/2；

DPWM与SVPWM采用滞环控制方法，环宽为U_th；

当||△u_dc||<U_th时，确定上下电容电压差在环内，为了减小IGBT的开关损耗，提高APF工作效率，采用DPWM调制，根据IGBT电流最大相所处电压的正负来改变正负小矢量的作用时间，保证IGBT大电流箝位；

当||△u_dc||>U_th时，确定上下电容电压差在环外，为了保证中点电位保持平衡，采用SVPWM调制，根据中点电位的高低，利用SVPWM进行中点电位调整。

如图3所示，三电平SVPWM空间矢量分布图，图3(a)电压矢量后面数字代表各相IGBT的开关状态，1代表S₁-S₄的状态为1001，0代表S₁-S₄的状态为 0011，﹣1代表S₁-S₄的状态为0110。此时，S₁与S₃驱动信号互补，S₂与S₄驱动信号互补，且S₁与S₂不同时导通。

图3(b)为以扇区Ⅰ为例介绍各个扇区内小扇区的划分。将大扇区划分为六个小扇区，计算每个小扇区三个邻近矢量的作用时间，利用三个邻近矢量对参考电压矢量进行合成。

以扇区Ⅰ中的小扇区1为例介绍矢量合成，小扇区1中各个矢量作用时间如下式：

式中：ts为一个调制周期时间，本发明取0.0001秒。

按照幅值大小，可将传统SVPWM的19种电压空间矢量(27种开关状态) 分为零矢量V0、小矢量(V₁-V₆)、中矢量(V₇-V₁₂)和大矢量(V₁₃-V₁₈)。

大矢量与零矢量对中点电位不产生影响，中矢量没有冗余矢量，无法控制。故可以通过对小矢量的作用时间进行控制，达到控制中点电位平衡的目的。

假设某时刻T_x＝T_a,T_y＝T_b,T_z＝T_c，此时，对于参考电压矢量的合成如下式：

V_refT_s＝V₊T_a/2+V_﹣T_a/2+V_x1T_b+V_x2T_b

其中：V₊为小矢量中的正小矢量V_﹣为小矢量中的负小矢量；V_x1与V_x2为小扇区其余邻近矢量。

对传统SVPWM进行改进，定义常数K，K的取值如式：

式中，△u_dc为上下电容电压差；U_th为设定阈值，此处取0.01倍U_dc。

对正负小矢量作用时间调整如式：

当K取1，证明此时上下电容电压差△U_dc偏大，此时Udc1过多大于Udc2 即中点电位偏低，增大正小矢量作用时间即可调节中点电位增高，反之K取-1 时同理。

图4为DPWM作用原理图。图4(a)为DPWM_max策略示意图，图4(b)为DPWM_min策略示意图。

DPWM_max与DPWM_min为120°DPWM，正常情况下，这两种方法无法使用，因为单独取正小矢量或负小矢量作用，会导致中点电位无限偏大或无限偏小，影响补偿效果。

采用DPWM_max与DPWM_min相结合的调制策略，通过检测网测电流i_s绝对值最大相，并判断该相理想电压正负，来确定触发电平正负箝位，达到降低损耗提高效率的目的。

由图1可知，逆变电路三相理想电压如式：

若电流最大相对应电压为正，则K＝1，即采用DPWM_max调制，将该相箝位到 +U_d/2，反之同理。

由于***电流与电压具有对称性，故每个周期内正负电平箝位时间相同，不会导致中点电位无限偏大或无限偏小。

断续脉冲宽度调制策略不会导致中点电位无限偏差，但是其无法自己根据中点电压高低来主动调整正负小矢量作用时间。

图5为实现SVPWM与DPWM混合调制的滞环比较器工作原理，将SVPWM与所提DPWM方法通过滞环比较的方式共同应用到APF调制策略中。

V_th为SVPWM与DPWM切换的条件值，当电压差超过此值，***切换到SVPWM 进行自我调整。当电压差小于此值，***采用DPWM，极大减少开关损耗，提高 APF工作效率。

文中所用DPWM由SVPWM改进而来，DPWM的空间矢量序列与SVPWM除正负小矢量单独作用外无异，因此无需考虑SVPWM与DPWM切换时开关不连续动作导致开关损坏的问题。

以上计算和判断均由DSP实现。

图6为T型三电平APF的实验波形，在实验室搭建图1所示电路，DSP控制板芯片采用TMS320F28335，IGBT采用英飞凌公司生产的BSM50GB120DLC型号，谐波源为不控整流桥接10Ω负载，交流侧滤波电感为3mH，C1C2均为 1.8mF，直流侧电压Udc为700V，使用安捷伦示波器对APF的实验波形进行观察，图6(a)为采用SVPWM时网侧电流波形与触发脉冲波形，图6(b)为采用混合调制时网侧电流波形与触发脉冲波形，对比可知混合调制策略能减少每个调制周期内的开关动作次数，并在大电流时保持IGBT箝位，这极大的减少了APF的工作损耗，提高工作效率。图6(c)为采用SVPWM中点电位波形；图6(d)为采用混合调制时中点电位波形，对比可知SVPWM与混合调制均可达到中点电位的控制，具有良好的控制效果。图6(e)为采用SVPWM调制策略补偿后网侧电流频谱分析；图6(f)为采用混合调制策略补偿后网侧电流频谱分析，对比可知SVPWM 与混合调制的网侧补偿后电流THD均满足国家要求，具有良好的补偿效果。表 1为通过电能质量分析仪检测到的APF工作效率，可以看出混合调制可将T型三电平APF的工作效率提高约0.6％。

表1

Claims (2)

1.一种基于混合调制的高效T型三电平APF调制方法，其特征在于，该方法为：

根据理想网侧电流与实际网侧电流，确定网侧电流谐波含量i_c ^*，通过PI控制得到指令信号i^*；

结合T型三电平APF直流侧数学模型，确定上下电容电压差△u_dc＝u_c1-u_c2；

T型三电平APF采用DPWM与SVPWM混和调制的调制方式，控制直流侧上下电容电压差在±0.01倍的U_dc之内；

DPWM采用DPWM_max与DPWM_min相结合的策略，控制电流最大相IGBT在处于正电压时箝位到+U_d/2，处与负电压时箝位到﹣U_d/2；

DPWM与SVPWM采用滞环控制方法，环宽为U_th；

当||△u_dc||<U_th时，确定上下电容电压差在环内，采用DPWM调制，根据IGBT电流最大相所处电压的正负来改变正负小矢量的作用时间，保证IGBT大电流箝位；

当||△u_dc||>U_th时，确定上下电容电压差在环外，采用SVPWM调制，根据中点电位的高低，利用SVPWM进行中点电位调整。

2.根据权利要求1所述的一种基于混合调制的高效T型三电平APF调制方法，其特征在于：所述的DPWM采用DPWM_max与DPWM_min相结合的策略，通过检测网测电流is绝对值最大相，并判断该相理想电压正负，确定触发电平正负箝位，逆变电路三相理想电压如式：

若电流最大相对应电压为正，则K＝1，即采用DPWM_max调制，将该相箝位到+U_d/2，若电流最大相对应电压为负，则K＝-1，即采用DPWM_min调制，将该相箝位到﹣U_d/2。