CN109130903A - 一种双侧lccl-t拓扑的低压大功率无线充电*** - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种双侧LCCL‑T拓扑的低压大功率无线充电***，属于无线充电谐振网络控制技术领域。本发明中直流电源Uin经过高频逆变电路转化为高频交流电后通过一次侧LCC补偿网络将能量从耦合机构的发射线圈L1传递到接收线圈L2上，接收线圈L2上的能量通过二次侧LCC补偿网络后，再经过降压变压器T降压得到低压大电流的电能，电能经同步整流电路后得到较为稳定的直流，该直流经过两路交错并联BOOST电路转化后可为车载电池充电。本发明具有控制简单、大功率传输、高效率等优点，有效降低***二次侧补偿电感的电流，减小了***整体损耗，可避免磁饱和现象带来的严重损害。
Description
技术领域
本发明涉及一种双侧LCCL-T拓扑的低压大功率无线充电***，属于无线充电谐振网络控制技术领域。
背景技术
随着现代电力电子控制技术、高频电能转化技术、半导体功率器件及磁性元件的等多种高新技术的发展，实现高效、大功率、中长传输距离的非接触式充电方式不断取得突破。不同于接触式充电，无线电能传输其充电端和受电端间为绝缘状态，非电气直接连接的充电方式使得电设备具有以下特点：摆脱了电缆的约束，有效避免漏电、火花、磨损等危害；提高了用户友好性，不同型号和品牌的设备可通用同一充电器；增强了充电方式的灵活性，使得如体内植入传感器无线充电成为了可能。充电过程逐步智能化、自动化的特性使得无线电能传输在医疗器械、矿井设备、汽车交通等领域具有明显竞争力。常见的双侧LCCL拓扑(L，电感；C，电容)的ICPT(Inductive Coupled Power Transfer，感应耦合电能传输)充电***在低压大功率场合下，二次侧补偿电感流过电流过大，产生较大的***损耗容易引起磁饱和现象，导致严重的损坏。
发明内容
针对上述问题，本发明提出一种双侧LCCL-T拓扑(L，电感；C，电容；T，变压器)的低压大功率无线充电***，同时提出补偿结构中二次侧补偿电感完全可由降压变压器在二次侧的等效电感替代。
本发明的技术方案是：一种双侧LCCL-T拓扑的低压大功率无线充电***，包括直流电源、逆变电路、补偿网络、耦合机构、同步整流电路、两路交错并联BOOST电路和车载电池，其中补偿网络包括一次侧LCC补偿网络和二次侧LCC补偿网络，在所述二次侧LCC补偿网络后加入一个降压变压器T，以减小二次侧LCC补偿网络中补偿电感中的电流值，所述直流电源连接到逆变电路输入端，通过逆变电路将直流转化为恒定频率的交流电，并输出给一次侧LCC补偿网络，再连接耦合机构，再经二次侧LCC补偿网络后由降压变压器T进行降压，降压变压器T副边连接同步整流电路，将交流转为直流，得到的直流电源再经BOOST升压电路实现不同等级的车载电池充电。
其中一次侧LCC补偿网络包括一次侧补偿电感Lf1、补偿电容Cf1和补偿电容C1；所述二次侧LCC补偿网络包括二次侧补偿电感Lf2、补偿电容Cf2和补偿电容C2，其中补偿电感Lf2完全由降压变压器T的原边线圈L3替代，具体电路结构如下：直流电源与逆变电路的输入端相连，逆变电路的输出端A接到补偿电感Lf1的输入端，补偿电感Lf1的输出端分别与补偿电容Cf1的输入端和补偿电容C1的输入端相连，补偿电容C1的输出端与耦合机构的发射线圈L1的输入端相连，发射线圈L1的输出端连接补偿电容Cf1的输出端再接回到逆变电路的输出端B，耦合机构的接收线圈L2的输出端与补偿电容C2的输入端相连，补偿电容C2的输出端分别与补偿电容Cf2的输入端和降压变压器T中原边线圈L3的输入端相连，原边线圈L3的输出端与补偿电容Cf2的输出端相连后再回到接收线圈L2的输入端，降压变压器T的副边线圈L4的两端分别与同步整流电路的a端口和b端口相连，同步整流电路的输出端口与两路交错并联BOOST电路的输入端相连，两路交错并联BOOST电路的输出端正极与车载电池的正极相连，车载电池的负极回到BOOST电路的输出端负极。
本***还包括保护电路Ⅰ、控制电路Ⅰ、驱动电路Ⅰ、保护电路Ⅱ、控制电路Ⅱ、驱动电路Ⅱ和采样电路，所述采样电路用于对直流电源的输入电流Iin、车载电池的充电电流ib、充电电压ub进行采样，所述保护电路Ⅰ和保护电路Ⅱ用于对采样值Iin、ib和ub进行处理，当采样值不在设定阈值内，禁止驱动电路Ⅰ和驱动电路Ⅱ的输出，并同时给控制电路Ⅰ和控制电路Ⅱ发送错误信号；所述控制电路Ⅱ对充电电流ib和充电电压ub进行处理，再通过驱动电路Ⅱ调节两路交错并联BOOST电路上的驱动电压占空比，并将充电电流ib和充电电压ub数据由无线模块传递给控制电路Ⅰ，控制电路Ⅰ对其进行计算，在车载电池充满的状态下关断逆变电路，同时显示出车载电池的估计充电时间。
所述耦合机构分为发射部分和接收部分，所述发射部分由外向内依次为铝板屏蔽层，铁氧体和发射线圈L1，所述接收部分由外向内依次为铝板屏蔽层，铁氧体和接收线圈L2；所述铁氧体由多个长方体磁芯布置成E型结构。
所述逆变电路采用全桥逆变，逆变电路驱动信号由控制电路Ⅰ输出的PWM控制，同步整流电路采用NCP4308同步整流控制器。
所述两路交错并联BOOST电路中功率开关均采用MOSFET，同时二极管也用MOSFET替代，即采用同步升压电路。
本发明的工作原理：所述直流电源连接到逆变电路输入端，通过逆变电路将直流转化为恒定频率的交流电，并输出给一次侧LCC补偿网络，再连接耦合机构发射线圈，通过磁耦合的方式，将能量传输到耦合机构的接收线圈，再经二次侧LCC补偿网络，该网络由降压变压器充当补偿电感，后由降压变压器进行降压，变压器副边连接同步整流电路，将交流转为直流，得到的直流电源再经BOOST升压电路实现不同等级的车载电池充电。
本发明的有益效果是：针对低压大功率无线电能传输***，本文提出新型双侧LCCL-T拓扑的ICPT***，该方案有效降低***二次侧补偿电感Lf2的电流，减小了***整体损耗，可避免磁饱和现象带来的严重损害；提出二次侧补偿电感Lf2完全由降压变压器的原边L3替代，该方式不仅可减小***的无源补偿元件数量，避免增大整体***的体积和复杂性，还可有效减小***补偿线圈间的交叉互感及设计成本。
附图说明
图1是本发明电路原理示意图；
图2是本发明***整体示意图；
图3是***一次侧电路保护控制流程图；
图4是***二次侧电路控制框图；
图5是耦合机构整体示意图；
图6是含补偿线圈的接收端示意图；
图7是新型LCC补偿的低压大功率ICPT***的连续模式电流波形图；
图8是新型LCC补偿的低压大功率ICPT***的断续模式电流波形图；
图9是ICPT***输入功率与k1及UOUT的关系；
图10是ICPT***输出功率与k1及UOUT的关系。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明。
实施例1：如图1所示，一种双侧LCCL-T拓扑的低压大功率无线充电***，包括直流电源、逆变电路、补偿网络、耦合机构、同步整流电路、两路交错并联BOOST电路和车载电池，其中补偿网络包括一次侧LCC补偿网络和二次侧LCC补偿网络，在所述二次侧LCC补偿网络后加入一个降压变压器T，以减小二次侧LCC补偿网络中补偿电感中的电流值。
如图2所示，其中一次侧LCC补偿网络包括一次侧补偿电感Lf1、补偿电容Cf1和补偿电容C1；所述二次侧LCC补偿网络包括二次侧补偿电感Lf2、补偿电容Cf2和补偿电容C2，本实施例中将图2中的补偿电感Lf2删去，即补偿电感Lf2完全由降压变压器T的原边线圈L3替代，具体电路结构如下：直流电源与逆变电路的输入端相连，逆变电路的输出端A接到补偿电感Lf1的输入端，补偿电感Lf1的输出端分别与补偿电容Cf1的输入端和补偿电容C1的输入端相连，补偿电容C1的输出端与耦合机构的发射线圈L1的输入端相连，发射线圈L1的输出端连接补偿电容Cf1的输出端再接回到逆变电路的输出端B，耦合机构的接收线圈L2的输出端与补偿电容C2的输入端相连，补偿电容C2的输出端分别与补偿电容Cf2的输入端和降压变压器T中原边线圈L3的输入端相连，原边线圈L3的输出端与补偿电容Cf2的输出端相连后再回到接收线圈L2的输入端，降压变压器T的副边线圈L4的两端分别与同步整流电路的a端口和b端口相连，同步整流电路的输出端口与两路交错并联BOOST电路的输入端相连，两路交错并联BOOST电路的输出端正极与车载电池的正极相连，车载电池的负极回到BOOST电路的输出端负极。
从图2可以看到，直流电源经过高频逆变电路转化为高频交流电后通过补偿网络将能量从耦合机构的发射线圈L1传递到接收线圈L2上，接收线圈上的能量通过二次侧补偿网络后，再经过同步整流电路提供较为稳定的恒流源，该恒流源通过两路交错并联的BOOST电路转化为电压源为车载电池充电，本***还包括保护电路Ⅰ、控制电路Ⅰ、驱动电路Ⅰ、保护电路Ⅱ、控制电路Ⅱ、驱动电路Ⅱ和采样电路，采样电路用于对直流电源的输入电流Iin、车载电池的充电电流ib、充电电压ub进行采样，
由控制电路Ⅱ里的控制芯片内部A/D模块将模拟信号转化为数字信号后交给控制芯片运算处理，通过调节驱动电路Ⅱ占空比实时调整所需电池电压，并将控制电路Ⅱ得到的数据由无线模块传递给控制电路Ⅰ，控制电路Ⅰ将对相关数据运算，得到并显示出电池充电电压、电流，从而预估充电时间等重要指数。此外，直流电源侧对输入电流采样，当保护电路Ⅰ检测到电流过高或过低时，及时断开逆变器的驱动信号，关闭驱动电路Ⅰ，也同时给控制电路Ⅰ发错误信号err1，让控制电路Ⅰ关闭PWM信号，避免***非正常运行，所述保护电路Ⅱ用于对采样值ib和ub进行处理，当采样值不在设定阈值内，禁止驱动电路Ⅱ的输出，并同时控制电路Ⅱ发送错误信号。
实施例2：如图3为***逆变电路的保护程序流程图，可以看到程序在控制电路里控制芯片的内部模块EPWM、ADC等初始化后，进入中断死循环。直到中断程序中采样电流信号iin和逆变电路温度信号temp1异常，主程序收到停止信号，则逆变器驱动信号禁止，***停止工作；保护电路是指采样电路的采样值进行处理，当采样值低于或者高于某个设定值时，及时禁止有全控型器件的电路驱动电路的输出，并同时给控制电路发送错误信号err，让控制电路关闭PWM信号，避免***非正常运行。其中采样值包括电流量、电压量和温度值。
图4为***电池测电路的控制框图，从图中可以看到控制采用电流、电压双闭环。采样电路获得的电池充电电压ub与电压给定值ub*作比较，通过PI理论算法后得到电流给定值ib*，ib*与电流传感器得到的电池充电电流ib的差值经过PI理论算法后得到的结果计算两路交错并联BOOST电路的PWM占空比D，以实现不同目标的充电电压，可以根据电池充电需求得到一定范围内的充电电压。
如图5所示，所述耦合机构分为发射部分和接收部分，所述发射部分由外向内依次为铝板屏蔽层，铁氧体和发射线圈L1，所述接收部分由外向内依次为铝板屏蔽层，铁氧体和接收线圈L2；铝板屏蔽层用以降低磁辐射，为方便耦合线圈的绕制并尽量减小EMI磁场，铁氧体由多个长方体磁芯布置成E型结构。
如图6所示，补偿网络中的补偿电感嵌入在耦合线圈和铁氧体中，对于平面盘式线圈，其电感大小与线圈包围的面积成正比。补偿电感作为***的无功补偿，其值远小于耦合线圈电感值，因此相比于耦合线圈匝数和尺寸都很小的补偿电感可以放置在铁氧体和耦合线圈中，使耦合机构结构上更加紧密。
所述逆变电路采用全桥逆变，逆变电路驱动信号由控制电路Ⅰ输出的PWM控制，同步整流电路采用NCP4308同步整流控制器。
所述两路交错并联BOOST电路是由两路BOOST电路并联而成的，只是两路BOOST电路是交错导通，所以称为并联交错BOOST电路。在同步整流电路后采用BOOST电路可以控制电池的充电电压和充电电流。而采用交错电路可以减小输出电压纹波。所述两路交错并联BOOST电路中功率开关均采用MOSFET，同时二极管也用MOSFET替代，即采用同步升压电路。
实施例3：如图1所示：矢量If1、I1、I2、If2、I4分别是流过补偿电感Lf1、发射线圈L1、接收线圈L2、补偿电感Lf2、降压变压器T的副边线圈L4的电流；k1和k2分别为耦合线圈(即耦合机构中发射线圈L1和接收线圈L2)和降压变压器T的耦合系数；1：n1为L1、L2的匝数比，1：n2为L3、L4匝数比。
本发明中新型双侧LCCL-T拓扑的ICPT***样机参数要求如下：DC输入电压Uin为400V，输出电压Uout为60V，***传输距离D1为30mm，***额定输出功率P为3.3kW，工作频率f为85KHz。
所述耦合机构的设计参数如下：发射线圈L1的电感为82.1uH，接收线圈L2的电感为79.3uH，线圈耦合系数k1为0.37。
根据ICPT***样机***及耦合机构的设计参数可得到***补偿无源元件参数，具体设计如下：一次侧的补偿电感Lf1为34uH，一次侧并联补偿电容Cf1为104nF，二次侧并联补偿电容Cf2为104nF，一次侧串联补偿电容C1为68nF，二次侧串联补偿电容C2为70nF，一次侧变压器电感L4为256uH，二次侧变压器电感L5为16uH。
从图7可以看到，ICPT***在Uin＝400V Ub＝60V k1＝0.37k2＝0.932条件下，一次侧电感电流I1相位超前补偿电感电流If1相位约为90°。二次侧电感电流I2及补偿电感电流If2相位分别与If1、I1同相位。同时变压器中二次侧电流I4相位滞后一次侧电流If2相位的180°。逆变器输出电压UAB与输入电流If1相位相差180°，同时补偿网络输出电压Uab与输出电流I4相位同相，因此输入逆变器与输出整流器的均为有功功率。
为清晰对比双侧LCCL-T拓扑的ICPT***以及双侧LCCL拓扑的ICPT***中各电流幅值，表1列出了两种不同拓扑在相同参数下各电流幅值有效值。
表1双侧LCCL-T拓扑***与双侧LCCL拓扑***的各支路电流
显然，相对于双侧LCCL拓扑的ICPT***的电流，双侧LCCL-T拓扑的ICPT***中电流If1、I1以及If2的有效值大大降低，仿真结果证明该方案不仅能有效减小二次侧补偿电感的电流值，还可降低发射线圈电流，可有效减少补偿网络和耦合机构中的损耗，二次侧补偿网络输出电流I4也小于If2，同时减小了整流器中的开关损耗。
由图8可知，ICPT***在Uin＝420V Ub＝60V k1＝0.25k2＝0.932条件下，***出现断续模式。这是由于随着输入电压和耦合系数的减小输出功率也在减小，电池电压不变，因此整流电路将出现断续模式，图中Δt为整流二极管的断续时间。
双侧LCCL-T拓扑的ICPT***在其余参数均不变化的条件下，仅改变输入电压和***耦合系数，如图9所示，耦合系数不变，输入电压越大其输入功率及输出功率越大；如图10所示，输入电压不变，增加耦合系数***输入功率及输出功率随之基本呈线性增加。此外尽管***工作在不同k、Uin条件下，其效率基本维持在87-90％区间，说明该无线充电***具有大功率、高效率传输的特性。
上面结合附图对本发明的具体实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下作出各种变化。
Claims (6)
1.一种双侧LCCL-T拓扑的低压大功率无线充电***，包括直流电源、逆变电路、补偿网络、耦合机构、同步整流电路、两路交错并联BOOST电路和车载电池，其中补偿网络包括一次侧LCC补偿网络和二次侧LCC补偿网络，其特征在于：在所述二次侧LCC补偿网络后加入一个降压变压器T，以减小二次侧LCC补偿网络中补偿电感中的电流值，所述直流电源连接到逆变电路输入端，通过逆变电路将直流转化为恒定频率的交流电，并输出给一次侧LCC补偿网络，再连接耦合机构，再经二次侧LCC补偿网络后由降压变压器T进行降压，降压变压器T副边连接同步整流电路，将交流转为直流，得到的直流电源再经BOOST升压电路实现不同等级的车载电池充电。
2.根据权利要求1所述的双侧LCCL-T拓扑的低压大功率无线充电***，其特征在于：所述一次侧LCC补偿网络包括一次侧补偿电感Lf1、补偿电容Cf1和补偿电容C1；所述二次侧LCC补偿网络包括二次侧补偿电感Lf2、补偿电容Cf2和补偿电容C2，其中补偿电感Lf2完全由降压变压器T的原边线圈L3替代，具体电路结构如下：直流电源与逆变电路的输入端相连，逆变电路的输出端A接到补偿电感Lf1的输入端，补偿电感Lf1的输出端分别与补偿电容Cf1的输入端和补偿电容C1的输入端相连，补偿电容C1的输出端与耦合机构的发射线圈L1的输入端相连，发射线圈L1的输出端连接补偿电容Cf1的输出端再接回到逆变电路的输出端B，耦合机构的接收线圈L2的输出端与补偿电容C2的输入端相连，补偿电容C2的输出端分别与补偿电容Cf2的输入端和降压变压器T中原边线圈L3的输入端相连，原边线圈L3的输出端与补偿电容Cf2的输出端相连后再回到接收线圈L2的输入端，降压变压器T的副边线圈L4的两端分别与同步整流电路的a端口和b端口相连，同步整流电路的输出端口与两路交错并联BOOST电路的输入端相连，两路交错并联BOOST电路的输出端正极与车载电池的正极相连，车载电池的负极回到BOOST电路的输出端负极。
3.根据权利要求1或2所述的双侧LCCL-T拓扑的低压大功率无线充电***，其特征在于：还包括保护电路Ⅰ、控制电路Ⅰ、驱动电路Ⅰ、保护电路Ⅱ、控制电路Ⅱ、驱动电路Ⅱ和采样电路，所述采样电路用于对直流电源的输入电流Iin、车载电池的充电电流ib、充电电压ub进行采样，所述保护电路Ⅰ和保护电路Ⅱ用于对采样值Iin、ib和ub进行处理，当采样值不在设定阈值内，禁止驱动电路Ⅰ和驱动电路Ⅱ的输出，并同时给控制电路Ⅰ和控制电路Ⅱ发送错误信号；所述控制电路Ⅱ对充电电流ib和充电电压ub进行处理，再通过驱动电路Ⅱ调节两路交错并联BOOST电路上的驱动电压占空比，并将充电电流ib和充电电压ub数据由无线模块传递给控制电路Ⅰ，控制电路Ⅰ对其进行计算，在车载电池充满的状态下关断逆变电路，同时显示出车载电池的估计充电时间。
4.根据权利要求1或2所述的双侧LCCL-T拓扑的低压大功率无线充电***，其特征在于：所述耦合机构分为发射部分和接收部分，所述发射部分由外向内依次为铝板屏蔽层，铁氧体和发射线圈L1，所述接收部分由外向内依次为铝板屏蔽层，铁氧体和接收线圈L2；所述铁氧体由多个长方体磁芯布置成E型结构。
5.根据权利要求1或2所述的双侧LCCL-T拓扑的低压大功率无线充电***，其特征在于：所述逆变电路采用全桥逆变，逆变电路驱动信号由控制电路Ⅰ输出的PWM控制，同步整流电路采用NCP4308同步整流控制器。
6.根据权利要求1或2所述的双侧LCCL-T拓扑的低压大功率无线充电***，其特征在于：所述两路交错并联BOOST电路中功率开关均采用MOSFET，同时二极管也用MOSFET替代，即采用同步升压电路。
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