CN109525111A - 基于电路开关频率的阻抗匹配方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及基于电路开关频率的阻抗匹配方法，属于无线电能传输领域。针对WPT***蓄电池在充电过程中等效负载动态变化引起***传输效率下降问题，采用Boost升压电路，通过改变Boost电路开关频率实现阻抗匹配，减小次级侧的输入等效阻抗，增大反射阻抗，提高耦合线圈传输效率，适用于负载为大电压低电流、等效阻抗值较大的应用场合。在得出Boost电路在DCM模式和CCM模式下的阻抗变换关系的基础上，通过调节Boost开关频率可使等效负载维持在最优负载附近，从而实现最大效率传输。
Description
技术领域
本发明属于无线电能传输领域，特别涉及基于电路开关频率的阻抗匹配方法
背景技术
WPT***对蓄电池负载充电过程中，蓄电池等效负载会发生变动。蓄电池的充电过程可以分为多个恒流充电阶段。在每一个恒流充电阶段，电池两端电压呈曲线上升，因此随着充电过程的进行，蓄电池等效负载RL呈不断上升趋势。从而使***等效负载偏离最优负载，导致***传输效率下降。因此，当蓄电池两端等效负载动态变化时，必须采用阻抗匹配，维持WPT***的高效电能传输。
为了维持次级侧的等效负载值不变，本专利采用Boost升压电路，通过改变 Boost升压电路的开关频率实现阻抗匹配，减小次级侧的输入等效阻抗，增大反射阻抗，提高WPT***传输效率，适用于负载为大电压低电流、等效阻抗值较大的应用场合。
发明内容
为了解决现有技术中存在的缺点和不足，本发明提供了用于提高传输效率的阻抗匹配方法。
为了达到上述技术目的，本发明提供了基于电路开关频率的阻抗匹配方法，所述方法包括：
采用Boost阻抗变换器，改变Boost阻抗变换器开关频率实现阻抗匹配，确定等效负载与Boost电路开关频率之间的关系；
对Boost电路开关频率进行调节，使等效负载维持在最优负载附近，实现 WPT***最大效率传输。
可选的，所述方法包括：
Boost阻抗变换器有CCM模式和DCM模式，两种模式的工作条件为
t＝0时刻，Q导通，输入电压V1加到储能电感L两端，二极管VD被反向截止，流过电感L的电流
当ton≤t≤ton+toff时，Q截止；二极管正向偏置而导通，电源功率和储存在L 中的能量通过二极管VD输送给负载和滤波电容；
此时加在电感上的电压为V1-Vout,流过电感L的电流
只有Q导通期间储能电感L增加的电流等于Q截止期间减少的电流，这样电路才能达到平衡；
由上两式可得
可选的，所述方法包括：
当Boost电路工作在CCM模式时，ton+toff＝T，toff＝(1-a)T，可得CCM模式下Boost电路的输入输出电压关系为
当Boost电路工作在DCM模式时，因为有
则一个周期内电感电流的平均值IL为
一个周期内Boost电路的输入电流即为电感平均电流IL，则根据能量守恒定律有
由此可得DCM模式下Boost电路输入输出电压之间的关系为
可见，DCM模式下，输出电压不仅与占空比a相关，还与电感L，MOS管的工作频率f和负载阻值RL相关；假设Boost电路没有能量损失，则有
结合上述各式，可得CCM和DCM模式下Boost电路的输入阻抗R2满足
CCM模式下，易知随着的a增大，R2减小；
DCM模式下，令λ＝α2/Lf
此时
在RL一定的情况下，R2仅与λ有关；
对公式六求导有
由上式可知DCM模式下R2为关于λ的单调递减函数，减小f可以减小R2。
本发明提供的技术方案带来的有益效果是：
通过调节Boost开关频率使等效负载维持在最优负载附近，从而实现最大效率传输。通过调节Boost阻抗变换器中MOS管的工作频率f可以维持R2基本不变，从而稳定***的传输效率。但若负载需要的功率变化，可以通过改变输入电压Vin改变负载功率。因此，采用Boost升压电路调节开关频率可以实现阻抗匹配，稳定WPT***传输效率，适用于负载为大电压低电流、等效阻抗值较大的应用场合。
附图说明
为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为包含Boost阻抗变换器的WPT***基本结构图；
图2(a)为Boost阻抗变换器工作在CCM模式下的电感电流波形；
图2(b)为Boost阻抗变换器工作在CCMDCM模式的电感电流波形；
图3为变负载条件下WPT***控制框图；
图4(a)为DCM状态下R2在不同RL下的值；
图4(b)为保证R2不变，在不同RL下对应的频率值。
具体实施方式
为使本发明的结构和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的结构作进一步地描述。
实施例一
为了将***效率稳定在最优值，实现适用于负载为大电压低电流、等效阻抗值较大的应用场合的阻抗匹配，本发明提供了一种通过改变Boost电路开关频率实现WPT***最大效率传输的阻抗匹配方法。
参照附图1，在IPT***的整流桥和负载之间加入如图所示Boost电路。Boost 阻抗变换器有两种基本工作模式，即CCM模式和DCM模式。两种模式的工作条件为
参照附图2，显示的是Boost阻抗变换器工作在CCM和DCM模式的电感电流波形。t＝0时刻，Q导通，输入电压V1加到储能电感L两端，二极管VD被反向截止，流过电感L的电流
当ton≤t≤ton+toff时，Q截止。二极管正向偏置而导通，电源功率和储存在L 中的能量通过二极管VD输送给负载和滤波电容。此时加在电感上的电压为 V1-Vout,流过电感L的电流
显然，只有Q导通期间(ton内)储能电感L增加的电流等于Q截止期间(toff内)减少的电流，这样电路才能达到平衡。由上两式可得
当Boost电路工作在CCM模式时，由图2(a)可知，ton+toff＝T，toff＝(1-a) T，可得CCM模式下Boost电路的输入输出电压关系为
当Boost电路工作在DCM模式时，因为有
则一个周期内电感电流的平均值IL为
一个周期内Boost电路的输入电流即为电感平均电流IL，则根据能量守恒定律有
由此可得DCM模式下Boost电路输入输出电压之间的关系为
可见，DCM模式下，输出电压不仅与占空比a相关，还与电感L，MOS管的工作频率f和负载阻值RL相关。假设Boost电路没有能量损失，则有
结合上述各式，可得CCM和DCM模式下Boost电路的输入阻抗R2满足
CCM模式下，易知随着的a增大，R2减小。DCM模式下，令
λ＝α2/Lf
此时
在RL一定的情况下，R2仅与λ有关。对上式求导有
由上式可知DCM模式下R2为关于λ的单调递减函数，减小f可以减小R2。
通过调节Boost阻抗变换器MOS管的工作频率f可以维持R2基本不变，可以稳定***的传输效率。参照附图3，但若负载需要的功率变化，可以通过改变输入电压Vin改变负载功率。负载RL变化时控制器将负载上的电压Vout与电流Iout幅值采样，计算负载阻抗，并根据负载RL的大小调整f，使R2不变，若负载需要的功率变化，则控制器调节输入电压Vin。此处Boost阻抗变换器的作用并不是调节输出电压，而是起到阻抗变换的功能，调节输出电压的任务由初级侧电源实现。
参照附图4(a)红线表示频率为50kHz，电感L为100uH，占空比α为0.3条件下，R2随RL的变化情况，该变化可以分为两个阶段：在CCM状态下，随着 RL增加，R2线性增加。在DCM状态下，若不改变频率，R2随RL缓慢增加。为保证***进行稳定电能传输，在负载增加的过程中，希望R2稳定在最优负载值不变。当RL变化时，按照图4(b)中的曲线设定f，R2的大小见图4(a)中蓝线。由图4知，可以通过调节开关频率实现控制R2的目的，从而达到稳定传输效率的目的。
本发明提供了基于电路开关频率的阻抗匹配方法，推导出了Boost电路在 CCM和DCM模式下的阻抗变换关系，通过调节Boost开关频率使等效负载维持在最优负载附近，从而实现最大效率传输。通过调节Boost变换器中MOS管的工作频率f可以维持R2基本不变，从而稳定***的传输效率。但若负载需要的功率变化，可以通过改变输入电压Vin改变负载功率。因此，采用Boost升压电路调节开关频率可以实现阻抗匹配，稳定WPT***传输效率，适用于负载为大电压低电流、等效阻抗值较大的应用场合。
上述实施例中的各个序号仅仅为了描述，不代表各部件的组装或使用过程中的先后顺序。
以上所述仅为本发明的实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (3)
1.基于电路开关频率的阻抗匹配方法，其特征在于，所述方法包括：
采用Boost阻抗变换器，改变Boost阻抗变换器开关频率实现阻抗匹配，确定等效负载与Boost电路开关频率之间的关系；
对Boost电路开关频率进行调节，使等效负载维持在最优负载附近，实现WPT***最大效率传输。
2.根据权利要求1所述的基于电路开关频率的阻抗匹配方法，其特征在于，所述方法包括：
Boost阻抗变换器有CCM模式和DCM模式，两种模式的工作条件为
t＝0时刻，Q导通，输入电压V1加到储能电感L两端，二极管VD被反向截止，流过电感L的电流
当ton≤t≤ton+toff时，Q截止；二极管正向偏置而导通，电源功率和储存在L中的能量通过二极管VD输送给负载和滤波电容；
此时加在电感上的电压为V1-Vout,流过电感L的电流
只有Q导通期间储能电感L增加的电流等于Q截止期间减少的电流，这样电路才能达到平衡；
由上两式可得
3.根据权利要求2所述的基于电路开关频率的阻抗匹配方法，其特征在于，所述方法包括：
当Boost电路工作在CCM模式时，ton+toff＝T，toff＝(1-a)T，可得CCM模式下Boost电路的输入输出电压关系为
当Boost电路工作在DCM模式时，因为有
则一个周期内电感电流的平均值IL为
一个周期内Boost电路的输入电流即为电感平均电流IL，则根据能量守恒定律有
由此可得DCM模式下Boost电路输入输出电压之间的关系为
可见，DCM模式下，输出电压不仅与占空比a相关，还与电感L，MOS管的工作频率f和负载阻值RL相关；假设Boost电路没有能量损失，则有
结合上述各式，可得CCM和DCM模式下Boost电路的输入阻抗R2满足
CCM模式下，易知随着的a增大，R2减小；
DCM模式下，令λ＝α2/Lf
此时
在RL一定的情况下，R2仅与λ有关；
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由上式可知DCM模式下R2为关于λ的单调递减函数，减小f可以减小R2。
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| CN (1) | CN109525111A (zh) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112350449A (zh) * | 2020-10-22 | 2021-02-09 | 清华大学深圳国际研究生院 | 一种无线能量传输***及方法 |
| CN112994442A (zh) * | 2021-02-08 | 2021-06-18 | 哈尔滨工业大学 | 电容滤波桥式不控整流器的改进方法 |
| CN112994446A (zh) * | 2021-02-08 | 2021-06-18 | 哈尔滨工业大学 | Lc滤波桥式不控整流电路的改进方法 |
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| CN102437776A (zh) * | 2011-12-27 | 2012-05-02 | 东南大学 | 一种压电俘能装置 |
-
2018
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