CN109067181A - 有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制***及控制方法 - Google Patents

有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制***及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制***及控制方法；控制***包括采样及信号处理电路、以微控制器为核心的控制电路和栅驱动器；控制方法能够实现有源钳位反激变换器副边同步整流管的开启状态、关断过早、关断过晚、恰好关断状态的直接检测，并能够根据检测结果控制同步整流管准确开启以及下一个周期内同步整流管的导通时间。经过数个周期的自适应控制后，同步整流管进入恰好关断状态，避免了有源钳位反激变换器输出波形的振荡、降低了损耗、提升了效率；根据不同状态检测时间段，分时复用微控制器内部的比较器，节省了硬件资源，降低了电路成本和调试难度。

Description

有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制***及控制方法
技术领域
本发明涉及自适应同步整流控制***及方法，尤其涉及一种有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制***及方法。
背景技术
在小功率变换器的应用场合中，反激变换器是普遍采用的拓扑之一。近年来，由于有源钳位反激变换器具备采用漏感能量以实现软开关、占空比大于0.5、工作频率和效率较高等优势，而逐渐成为小功率变换器提高功率密度、开关频率和效率的解决方案。
现有技术中，采用同步整流管代替有源钳位反激变换器副边回路中的二极管，可以降低副边二极管的导通损耗，更大的提高变换器的效率。但由于有源钳位反激变换器***特性的不同，导致副边同步整流管流过的电流大不相同。并且，同步整流管关断状态的变化也会导致漏源两端电压Vds产生较大的波动。当同步整流管关断“过早”，若有源钳位反激变换器的副边采用的是GaN同步整流管，这使得Vds有一个很大的电压下冲波动；当同步整流管关断“过晚”，由于有源钳位反激变换器副边的寄生电容参与到原边谐振，这使得Vds在关断后有很大的电压振荡，甚至有可能损坏整流管。现有技术中，缺少一种理想的同步整流控制方案来很好的解决此问题。因此，需要提出一种适合有源钳位反激变换器的同步整流管的控制方法。
在现有的同步整流控制方法中，主要有三种控制方案，分别是：1)通过检测同步整流管中流过电流的大小判断开关时刻；2)通过检测同步整流管漏源两端电压，并与开关阈值电压比较后确定开关时刻；3)通过微控制器(MCU)或外部硬件检测同步整流管关断后体二极管的导通时间长短判断同步整流管是否关早，并在下个周期中改变导通时间的大小，从而实现自适应同步整流控制。在这三种同步整流管控制方案中，检测电流的方法精度高，但采样电阻损耗大而逐渐被淘汰；检测电源电压无法避免同步整流管寄生体二极管的导通，且当同步整流管周围PCB走线寄生电感太大时，容易导致提前关断时间太长，从而导致体二极管的损耗很大；现有的采用数字控制的自适应同步整流控制方案，能够有效的减小同步整流管寄生体二极管的导通时间，但仍然使同步整流管的关断点在有无体二极管导通之间来回徘徊，并不能找到合适的关断点，因此同步整流管无法在准确点恰好关断，也无法提升有源钳位反激变换器的效率。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是：运用有源钳位反激变换器自身的工作特性，实现副边同步整流管的开启状态、关断过早、关断过晚，恰好关断状态的直接检测，提出一种有源钳位反激变换器自适应同步整流控制***及控制方法，经过数个周期检测及调节过后，使同步整流管能在准确点恰好关断，减小有源钳位反激变换器工作波形中的振荡情况，提高变换器的工作效率。同时，对微控制器中的比较器采用分时复用策略，提高硬件资源的利用率，进一步减小***体积，降低成本。
本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：
有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制***，包括采样及信号处理电路、以微控制器为核心的控制电路和栅驱动器，所述采样及信号处理电路的输入端接源钳位反激变换器副边同步整流管的漏极，采样及信号处理电路的第一输出端和第二输出端均接至以微控制器为核心的控制电路，以微控制器为核心的控制电路的输出端接至栅驱动器的输入端，栅驱动器的输出端接至有源钳位反激变换器副边同步整流管的栅极。
其中，所述以微控制器为核心的控制电路包括：第一比较器、第二比较器、计数器、寄存器、控制单元和PWM定时器，所述第一比较器、第二比较器和PWM定时器为微控制器内部实际的硬件功能模块，所述计数器、寄存器和控制单元为以微控制器为硬件基础而实现的软件功能模块，采样及信号处理电路的第一输出端所输出的第一感测电压信号接至第一比较器的反相输入端，采样及信号处理电路的第二输出端所输出的第二感测电压信号接至第二比较器的反相输入端，第一比较器和第二比较器的同相输入端均接至控制单元，第一比较器的输出信号A接至寄存器的第一输入端；第二比较器的输出信号B接至计数器的输入端，计数器记录第二比较器输出端信号B的高低电平变化次数N，计数器的输出信号N接至寄存器的第二输入端；寄存器的第一输出端和第二输出端均接至控制单元；控制单元的输出信号接至PWM定时器；PWM定时器的输出信号接至栅驱动器。
为提高硬件资源利用率，在同一个周期内第一比较器采用分时复用策略，控制单元根据有源钳位反激变换器副边同步整流管SR的工作状态，将第一比较器的同相输入端电压Vt设定为不同的阈值：当SR处于开启时Vt定义为第一阈值Vt1，当SR处于关断时Vt定义为第二阈值Vt2。第二比较器的同相输入电位由控制单元设置为固定阈值Vt3，用于有源钳位反激变换器副边同步整流管关断状态的判定。
第一比较器的输出信号A接至寄存器的输入端；第二比较器的输出信号B接至计数器的输入端；计数器用于记录第二比较器输出端信号B的高低电平变化次数N，计数器的输出信号N接至寄存器；寄存器的第一输出端和第二输出端均接至控制单元，控制单元输出的同步整流开关的PWM参数接至PWM定时器，PWM定时器的输出信号接至栅驱动器，栅驱动器的输出端接同步整流管SR的栅极。
本发明提出的有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制方法，工作原理如下：在有源钳位反激变换器的一个工作周期内，根据同步整流器管的不同工作状态，控制单元向第一比较器提供不同的同相输入电压阈值：当有源钳位反激变换器工作于副边同步整流管开启状态检测时段内时Vt定义为第一阈值Vt1，当有源钳位反激变换器工作于副边同步整流管关断状态检测时段内时Vt定义为第二阈值Vt2。采样及信号处理电路对有源钳位反激变换器副边的同步整流管的漏源电压Vds进行采集和处理，并分别输出为第一感测电压VSR1和第二感测电压VSR2，以微控制器为核心的控制电路对第一感测电压VSR1、第二感测电压VSR2分别和第一阈值Vt1、第二阈值Vt2进行比较和逻辑判断，实现副边同步整流管的开启状态、关断“过早”、关断“过晚”，“恰好”关断状态的直接检测，并根据检测结果控制当前工作周期内同步整流管的开启，以及下一个工作周期同步整流管的导通时间。
在有源钳位反激变换器的一个工作周期内，根据同步整流器管的不同工作状态，控制单元向第一比较器提供不同的同相输入电压阈值，具体如下：
(1)当有源钳位反激变换器每个周期工作在时间段时，控制单元设定第一比较器的输入电压Vt为第一阈值Vt1，用于有源钳位反激变换器副边同步整流管开启状态的检测；其中，D为有源钳位反激变换器原边主功率管的导通占空比，Ts为有源钳位反激变换器的工作周期。
(2)当有源钳位反激变换器每个周期工作在时间段时，控制单元设定第一比较器的输入电压Vt为第二阈值Vt2，用于有源钳位反激变换器副边同步整流管关断时刻的检测。其中，D为有源钳位反激原边主功率管的导通占空比，Ts为有源钳位反激变换器的工作周期；其中，D为有源钳位反激变换器原边主功率管的导通占空比，Ts为有源钳位反激变换器的工作周期。
以微控制器为核心的控制电路对第一感测电压VSR1、第二感测电压VSR2分别和第一阈值 Vt1进行比较和逻辑判断，给出同步整流管开启状态的检测。有源钳位反激变换器副边同步整流管的开启状态，响应于控制单元提供第一阈值Vt1的时间内第一比较器的输出信号A为高电平。
在状态检测时间内，以微控制器为核心的控制电路对第一感测电压VSR1、第二感测电压 VSR2分别和第一阈值Vt1、第二阈值Vt2进行比较和逻辑判断，并用计数器记录微控制器内部的第二比较器的输出信号B的高低电位的翻转次数N，根据N和A的值，判别同步整流管的关断状态，并提出对下一个周期同步整流管导通时间的控制算法，具体如下：
当同步整流管关断后，第一感测电压信号VSR1小于第二阈值Vt2时，A为高电平；第一感测电压信号VSR1大于第二阈值Vt2时，A为低电平；寄存器锁存同步整流管关断后A的值。
当同步整流管关断后，第二感测电压信号VSR2小于第三阈值Vt3时，B为高电平；第二感测电压信号VSR2大于第三阈值Vt3时，B为低电平；计数器记录同步整流管关断后第二比较器的输出信号B的电平翻转次数N。
所述关断状态检测判别顺序如下：
步骤A-1：比较N与2的大小关系：当N大于等于2时，进入步骤A-2；当N小于2时，进入步骤A-3；
步骤A-2：根据N大于等于2，判断同步整流管SR关断过晚，下一个周期同步整流管SR的导通时间减少△T1，即
步骤A-3：根据N小于2，判断同步整流管SR非关断过晚，则比较A的大小：当A为高电平时，进入步骤A-4；当A为低电平时，进入步骤A-5；
步骤A-4：根据N小于2，且A为低电平，判断同步整流管SR关断过早，下一个周期同步整流管SR的导通时间增加△T2，即
步骤A-5：根据N小于2，且A为高电平，判断同步整流管SR恰好关断，下一个周期同步整流管SR的导通时间保持不变，即
按照上述的有源钳位反激变换器自适应同步整流控制方法，在经过数个周期的调节之后，可以使得同步整流管能够在正确的关断点恰好关断，提高了***的效率，也避免有源钳位反激变换器工作波形的振荡。
本发明提出的一种有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制方法，还设定了固定的状态检测时间段、同步整流管导通的最短时间和关断的最短时间，避免同步整流管的反复开关、误开启和误关断，具体如下：
(1)有源钳位反激变换器副边同步整流管开启状态的状态检测时间段，即每个工作周期的时间段；所述开启状态的状态检测时间段开始于有源钳位反激变换器原边主功率管彻底关断时刻，结束于有源钳位反激变换器原边钳位管导通时间的1/2处的时刻点；
(2)有源钳位反激变换器副边同步整流管关断状态的状态检测时间段，即每个工作周期的时间段；所述关断状态的状态检测时间段开始于有源钳位反激变换器原边钳位管导通时间的处的时刻点，结束于有源钳位反激变换器原边主功率管的开启时刻点；
(3)导通的最短时间和关断的最短时间：有源钳位反激变换器副边同步整流管导通之后在导通的最短时间Ton(min)内不会进行关断操作，所述导通最短时间的时长是有源钳位反激变换器关断时间的四分之一，即为有源钳位反激变换器副边同步整流管关断之后在关断的最短时间Toff(min)内不会进行导通操作，所述关断最短时间的时长是有源钳位反激变换器从钳位管关断到主功率管开启的死区时间，即为Tdead2。
本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：
1、能够实现有源钳位反激变换器副边同步整流管的开启状态的直接检测和准确控制，能够实现有源钳位反激变换器副边同步整流管关断“过早”、关断“过晚”、“恰好”关断状态的直接检测，并根据检测结果控制下一个周期同步整流管的导通时间。经过数个周期的调节之后，可以使得同步整流管恰好关断，提升了同步整流管的自适应调节能力，显著衰减了变换器工作波形的振荡，减小了干扰和噪声；有源钳位反激变换器的损耗减少，***效率提升。
2、设定导通的最短时间和关断的最短时间，无论有源钳位反激变换器副边采用何种类型的开关管，均可正常的开关同步整流管，并避免因电路电压波动而导致在一个周期内有源钳位反激变换器副边同步整流管的反复导通和关断。
3、在有源钳位反激变换器的一个工作周期内，根据同步整流器管的不同工作状态，对第一比较器分时复用，节省了硬件资源，降低了电路成本，简化了调试难度。
4、本发明提出的有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制方法，适用于原边功率管采用不同类型的元器件，并且能够检测出同步整流管开启状态。
附图说明
图1是本实施例采用的一种有源钳位反激变换器的拓扑结构图；
图2是有源钳位反激变换器副边电路及本发明提出的有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制***结构框图；
图3是第一比较器同相输入端的第一阈值Vt1和第二阈值Vt2的作用时间段及同步整流管状态检测时间的示意图；
图4是有源钳位反激变换器原边功率管采用Si器件时，副边同步整流管开启状态检测与控制的逻辑流程图；
图5是有源钳位反激变换器原边功率管采用GaN器件时，副边同步整流管开启状态检测与控制的逻辑流程图；
图6是有源钳位反激变换器副边同步整流管的关断状态检测及下一个周期导通时间控制的逻辑流程图；
图7是本发明提出的有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制方法的实施方案的开关波形效果图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：
如图1所示，是本实施例采用的一种有源钳位反激变换器的拓扑结构，包括：输入直流源VIN、变压器Tr、谐振电感Lr、励磁电感Lm、主功率管S1、钳位管S2、钳位电容Cclamp、副边同步整流管SR、输出滤波电容Cf、负载阻抗R，其中谐振电感Lr和励磁电感Lm可看做变压器Tr的一部分。
谐振电感Lr的一端、钳位电容Cclamp的一端和输入直流源VIN的正极端相连接，谐振电感Lr的另一端、励磁电感Lm的一端、和变压器Tr原边绕组的一端相连接于变压器Tr原边绕组Np的同名端；变压器Tr原边绕组的另一端、励磁电感Lm的另一端、主功率管S1的漏极和钳位管S2的源极相连接；主功率管S1的源极和输入直流源VIN的负极端相连接并接地；钳位管S2的漏极于钳位电容Cclamp的另一端相连接。
与变压器Tr原边绕组Np相对应的变压器Tr副边绕组Ns的同名端，与副边同步整流管SR 的漏端相连接；副边绕组Ns的另一端与输出滤波电容Cf和负载阻抗R相连接；输出滤波电容Cf的另一端、负载阻抗R的另一端和副边同步整流管SR的源端相连接并接地。
如图2所示，本发明提出了一种有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制***，包括采样及信号处理电路，以微控制器为核心的控制电路和栅驱动器。以微控制器为核心的控制电路包括第一比较器、第二比较器、计数器、寄存器、控制单元和PWM定时器。其中，第一比较器、第二比较器和PWM定时器为微控制器内部实际的硬件功能模块，计数器、寄存器和控制单元为以微控制器为硬件基础而实现的软件功能模块。
采样及信号处理电路的输入端接有源钳位反激变换器副边同步整流管SR的漏端；采样及信号处理电路的第一输出端输出信号VSR1接至第一比较器的反相输入端；采样及信号处理电路的第二输出端输出信号VSR2接至第二比较器的反相输入端。
第一比较器和第二比较器的同相输入端均接至控制单元。为提高硬件资源利用率，在同一个周期内第一比较器采用分时复用策略，控制单元根据有源钳位反激变换器副边同步整流管SR的工作状态，将第一比较器的同相输入端电压Vt设定为不同的阈值：当有源钳位反激变换器工作于SR开启状态检测时段内时Vt定义为第一阈值Vt1，当有源钳位反激变换器工作于SR关断状态检测时段内时Vt定义为第二阈值Vt2。第二比较器的同相输入电位由控制单元设置为固定阈值Vt3，用于有源钳位反激变换器副边同步整流管关断状态的判定。
第一比较器的输出信号A接至寄存器的输入端；第二比较器的输出信号B接至计数器的输入端；计数器用于记录第二比较器输出端信号B的高低电平变化次数N，计数器的输出信号N接至寄存器；寄存器的第一输出端和第二输出端均接至控制单元，控制单元输出的同步整流开关的PWM参数接至PWM定时器，PWM定时器的输出信号接至栅驱动器，栅驱动器的输出端接同步整流管SR的栅极。
具体实施例一：
本实施例结合图3对第一比较器同相输入端的第一阈值Vt1和第二阈值Vt2的作用时间段及同步整流管状态检测时间的示意图，第一比较器的分时复用于同步整流管状态检测的技术方案开展详细的说明，具体如下：
采用图1所示的有源钳位反激变换器，定义其原边主功率管S1的栅驱动信号Vgs的占空比为D，并定义有源钳位反激变换器的一个工作周期为Ts，即主功率管S1的一个工作周期为 Ts，则主功率管S1的导通时间段表达为：Ton＝D×Ts；主功率管S1的关断时间段表达为：Toff＝(1-D)×Ts。原边主功率管S1的栅驱动信号Vgs如图3中实线所示，原边钳位管的栅驱动信号Vgs如图3中虚线所示。
第一阈值Vt1的作用时间段起始于主功率管S1的关断时刻，即Ton的结束时刻，以当前工作周期的起始时刻为0，则该时刻的表达式为D×Ts时刻；第一阈值Vt1的作用时间段结束于 Toff的中间时刻，即Toff的中间时刻，以当前工作周期的起始时刻为0，则该时刻的表达式为因此，第一阈值Vt1的作用时间段表达为在这一时间段内，第一比较器用于同步整流管开启状态的检测。
第二阈值Vt2的作用时间段起始于Toff的中间时刻，即第二阈值Vt2的作用时间段结束于Ts的结束时刻，即Ts。因此，第二阈值Vt2的作用时间段表达为在这一时间段内，第一比较器用于同步整流管关断状态的检测。
有源钳位反激变换器副边同步整流管SR的开启状态和关断状态的检测分别属于同一个工作周期内的两个不同时段，因此本发明提出通过不同的控制逻辑实现分时段使用相同的检测硬件实现不同的检测目标，即在一个工作周期内，对第一比较器分时复用，实现同步整流管的开启状态和关断过早状态的检测：当第一比较器同相输入端输入第一阈值Vt1时，即时间段，是有源钳位反激变换器副边同步整流管开启状态的状态检测时间段，因此第一比较器用于同步整流管开启状态的检测；当第一比较器同相输入端输入第二阈值Vt2时，即时间段，是有源钳位反激变换器副边同步整流管关断时刻的状态检测时间段，因此第一比较器用于同步整流管关断状态的检测。
具体实施例二：
本实施例对有源钳位反激变换器原边功率管采用Si器件时副边同步整流管开启状态检测与控制的逻辑流程，以及有源钳位反激变换器原边功率管采用GaN器件时副边同步整流管开启状态检测与控制的逻辑流程，开展详细的说明。
有源钳位反激变换器原边功率管采用Si器件时，在当前工作周期的时间段内，副边同步整流管开启状态检测与控制的逻辑流程如图4所示，详细说明如下：
步骤A-1、控制单元判定原边钳位管S2是否导通：原边钳位管S2导通，则进入步骤A-2；原边钳位管S2关断，则重复步骤A-1；
步骤A-2、原边钳位管S2导通状态下，采用第一比较器对第一感测电压VSR1和第一阈值 Vt1进行比较和逻辑判断：VSR1<Vt1时，第一比较器输出信号A为高电平，则进入步骤A-3； VSR1>Vt1时，第一比较器输出信号A为低电平，则重复步骤A-2；
步骤A-3、根据第一比较器输出信号A为高电平，判别出同步整流管SR处于导通状态。
步骤A-4、设定导通的最短时间Ton(min)，在该时间内不允许进行关断操作，避免因误触发而导致的反复导通关断操作；
当前工作周期结束后，进入下一个周期后，重复上述检测与控制的逻辑流程。
有源钳位反激变换器原边功率管采用GaN器件时，在当前工作周期的时间段内，副边同步整流管开启状态检测与控制的逻辑流程如图5所示，详细说明如下：
步骤B-1、控制单元判定原边主功率管S1是否关断：原边主功率管S1关断，则进入步骤 B-2；原边主功率管S1导通，则重复步骤B-1；
步骤B-2、原边主功率管S1关断状态下，采用第一比较器对第一感测电压VSR1和第一阈值Vt1进行比较和逻辑判断：VSR1<Vt1时，第一比较器输出信号A为高电平，则进入步骤B-3； VSR1>Vt1时，第一比较器输出信号A为低电平，则重复步骤B-2；
步骤B-3、根据第一比较器输出信号A为高电平，判别出同步整流管SR处于导通状态。
步骤B-4、设定导通的最短时间Ton(min)，在该时间内不允许进行关断操作，避免因误触发而导致的反复导通关断操作；
当前工作周期结束后，在下一个周期的时间段内，重复上述检测与控制的逻辑流程。
从具体实施例二可以看出，本发明提出的有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制方法，适用于原边功率管采用不同类型的元器件的场合。
具体实施例三：
本实施例结合图6，对有源钳位反激变换器副边同步整流管的关断状态检测及对下一个周期导通时间的控制逻辑，开展详细的说明，具体如下：
步骤C-1、在当前工作周期的时间段内，采用第一比较器对同步整流管关断后的第一感测电压VSR1和第二阈值Vt2进行比较和逻辑判断：当同步整流管关断后，第一感测电压信号VSR1小于第二阈值Vt2时，A为高电平；第一感测电压信号VSR1大于第二阈值Vt2时，A为低电平；
步骤C-2、采用第二比较器对同步整流管关断后的第二感测电压VSR2和第三阈值Vt3进行比较并输出信号B：在同步整流管关断后，当VSR2<Vt3时，第二比较器输出信号B为高电平；当VSR2>Vt3时，第二比较器输出信号B为低电平；
步骤C-3、用计数器记录同步整流管关断后第二比较器的输出信号B的电平翻转次数N；
步骤C-4、判断N与2的逻辑关系：N大于等于2时，进入步骤C-11；N小于2时，进入步骤C-10；
步骤C-10、判断第一比较器输出信号A的大小：A为低电平，则进入步骤C-12；A为高电平，则进入步骤C-13；
步骤C-11、判断同步整流管SR关断过晚，进入步骤C-14；
步骤C-12、判断同步整流管SR关断过早，进入步骤C-15；
步骤C-13、判断同步整流管SR恰好关断，进入步骤C-16；
步骤C-14、下一个周期同步整流管SR的导通时间减少△T1，即
步骤C-15、下一个周期同步整流管SR的导通时间增加△T2，即
步骤C-16、下一个周期同步整流管SR的导通时间保持不变，即
当前工作周期结束后，进入下一个周期的时间段内，重复上述检测与控制的逻辑流程。
图7是本发明提出的有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制方法的实施方案的开关波形效果图。从图中可以看出，在每个工作周期内，Vds小于第一阈值电压Vt1的时刻就是同步整流管的开启状态，因此采用本发明提出的有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制方法可以检测出同步整流管的开启状态。结合图7，详细说明同步整流管的关断状态的自适应调节过程，在图中显示的第一个工作周期中，计数器的计数结果是N等于3，据此判断同步整流管关断“过晚”，则在下一个工作周期中将同步整流管的导通时间减少△T1；在图中显示的第二个工作周期中，计数器的计数结果是N等于2，据此判断同步整流管关断仍然“过晚”，则仍需在下一个工作周期中将同步整流管的导通时间减少△T1；在图中显示的第三个周期中，计数器的计数结果是N等于1，据此判断同步整流管没有关断过晚，进一步分析第一比较器的输出信号A的值，由图中可以看到Vds的波形已经低于第二阈值Vt2的波形了，即A为低电平，据此判断同步整流管关断过早，则需要在下一个工作周期中将同步整流管的导通时间增加△T2；在图中显示的的第四个周期中，计数器的计数结果是N等于1，并且A为高电平，据此判断同步整流管恰好关断，则下一个工作周期中同步整流管的导通时间保持不变。
通过本优化实施例可以看出，经过一段时间的调节，有源钳位反激变换器的副边同步整流管能够在正确的时间点开启，并且在恰当的时间点关断，减小了有源钳位反激变换器的波形振荡，显著提高变换器的效率，降低功耗，减小变换器工作干扰和噪声，提高了有源钳位反激变换器的工作性能。
以上所述仅是本发明的部分实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (9)

1.有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制***，其特征在于：包括采样及信号处理电路、以微控制器为核心的控制电路和栅驱动器，所述采样及信号处理电路的输入端接源钳位反激变换器副边同步整流管的漏极，采样及信号处理电路的第一输出端和第二输出端均接至以微控制器为核心的控制电路，以微控制器为核心的控制电路的输出端接至栅驱动器的输入端，栅驱动器的输出端接至有源钳位反激变换器副边同步整流管的栅极；其中，
所述以微控制器为核心的控制电路包括：第一比较器、第二比较器、计数器、寄存器、控制单元和PWM定时器，所述第一比较器、第二比较器和PWM定时器为微控制器内部实际的硬件功能模块，所述计数器、寄存器和控制单元为以微控制器为硬件基础而实现的软件功能模块，采样及信号处理电路的第一输出端所输出的第一感测电压信号接至第一比较器的反相输入端，采样及信号处理电路的第二输出端所输出的第二感测电压信号接至第二比较器的反相输入端，第一比较器和第二比较器的同相输入端均接至控制单元，第一比较器的输出信号A接至寄存器的第一输入端；第二比较器的输出信号B接至计数器的输入端，计数器记录第二比较器输出端信号B的高低电平变化次数N，计数器的输出信号N接至寄存器的第二输入端；寄存器的第一输出端和第二输出端均接至控制单元；控制单元的输出信号接至PWM定时器；PWM定时器的输出信号接至栅驱动器。
2.根据权利要求1所述的有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制***，其特征在于：在每个工作周期的不同状态检测时间段内分时复用第一比较器：在每个工作周期的同步整流管开启状态检测时间段内，第一比较器用于有源钳位反激变换器副边同步整流管开启状态的检测；在每个工作周期的同步整流管关断状态的检测时间段内，第一比较器和第二比较器共同用于有源钳位反激变换器副边同步整流管关断状态的检测。
3.根据权利要求2所述的有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制***，其特征在于：在每个工作周期的同步整流管开启状态检测时间段内，第一比较器的同相输入信号为控制单元提供的第一阈值Vt1，反相输入信号为采样及信号处理电路提供的第一感测电压信号VSR1。
4.根据权利要求2所述的有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制***，其特征在于：在每个工作周期的同步整流管关断状态的检测时间段内，第一比较器的同相输入信号为控制单元提供的第二阈值Vt2，反相输入信号为采样及信号处理电路提供的第一感测电压信号VSR1；第一比较器的输出信号为A；
在每个工作周期的同步整流管关断状态的检测时间段内，第二比较器的同相输入信号为控制单元提供的第三阈值Vt3，反相输入信号为采样及信号处理电路提供的第二感测电压信号VSR2；第二比较器的输出信号为B；该信号B作为计数器的输入信号，计数器输出信号B的电平翻转次数N。
5.有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制方法，通过根据权利要求1所述的***实现，其特征在于：在每个工作周期的同步整流管开启状态检测时间段内，对有源钳位反激变换器副边同步整流管当前周期的开启状态进行检测和逻辑判断，具体如下：
当第一感测电压信号VSR1小于第一阈值Vt1时，第一比较器的输出信号A为高电平，据此判断有源钳位反激变换器副边同步整流管当前处于开启状态；
当第一感测电压信号VSR1大于等于第一阈值Vt1时，第一比较器的输出信号A为低电平，据此判断有源钳位反激变换器副边同步整流管当前处于关断状态。
6.根据权利要求5所述的有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制方法，其特征在于：在每个工作周期的同步整流管关断状态的检测时间段内，对有源钳位反激变换器当前周期副边同步整流管关断后的状态进行检测和逻辑判断，并根据检测结果对下一个工作周期内所述同步整流管的导通时间进行控制，具体如下：
当同步整流管关断后，第一感测电压信号VSR1小于第二阈值Vt2时，A为高电平；第一感测电压信号VSR1大于第二阈值Vt2时，A为低电平；寄存器锁存同步整流管关断后A的值；
当同步整流管关断后，第二感测电压信号VSR2小于第三阈值Vt3时，B为高电平；第二感测电压信号VSR2大于第三阈值Vt3时，B为低电平；计数器记录同步整流管关断后第二比较器的输出信号B的电平翻转次数N；
所述关断状态检测判别顺序如下：
步骤A-1：比较N与2的大小关系：当N大于等于2时，进入步骤A-2；当N小于2时，进入步骤A-3；
步骤A-2：根据N大于等于2，判断同步整流管SR关断过晚，下一个周期同步整流管SR的导通时间减少△T1，即
步骤A-3：根据N小于2，判断同步整流管SR非关断过晚，则比较A的大小：当A为高电平时，进入步骤A-4；当A为低电平时，进入步骤A-5；
步骤A-4：根据N小于2，且A为低电平，判断同步整流管SR关断过早，下一个周期同步整流管SR的导通时间增加△T2，即
步骤A-5：根据N小于2，且A为高电平，判断同步整流管SR恰好关断，下一个周期同步整流管SR的导通时间保持不变，即
7.根据权利要求5所述的有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制方法，其特征在于：每个工作周期的时间段为有源钳位反激变换器副边同步整流管开启状态的检测时间段；每个工作周期的时间段为有源钳位反激变换器副边同步整流管关断状态检测时间段。
8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于：设定导通的最短时间和关断的最短时间；有源钳位反激变换器副边同步整流管导通之后在导通的最短时间Ton(min)内不会进行关断操作，所述导通最短时间的时长是有源钳位反激变换器关断时间的四分之一；有源钳位反激变换器副边同步整流管关断之后在关断的最短时间内不会进行导通操作，所述关断最短时间的时长是有源钳位反激变换器从钳位管关断到主功率管开启的死区时间。
9.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于：有源钳位反激变换器原边功率管采用Si器件时，第一比较器检测出有源钳位反激变换器副边同步整流器开关的开启状态；有源钳位反激变换器原边功率管采用GaN器件时，第一比较器检测出有源钳位反激变换器副边同步整流器开关的开启状态。
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Cited By (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110601540A (zh) * 2019-08-21 2019-12-20 杰华特微电子（杭州）有限公司 有源钳位反激电路及其控制方法
WO2020015189A1 (zh) * 2018-07-18 2020-01-23 东南大学 有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制***及控制方法
CN110912411A (zh) * 2019-12-02 2020-03-24 刘业瑞 非对称异型上、下管有源钳位反激变换器
CN111262444A (zh) * 2020-02-20 2020-06-09 连云港杰瑞电子有限公司 副边谐振有源钳位反激的同步整流控制***及控制方法
CN111355392A (zh) * 2018-12-24 2020-06-30 东南大学 Llc谐振变换器的自适应同步整流控制***及方法
CN111865094A (zh) * 2020-08-18 2020-10-30 上海新进芯微电子有限公司 一种反激式开关电源及其同步整流驱动电路
CN111934403A (zh) * 2020-10-10 2020-11-13 深圳英集芯科技有限公司 采样电阻短路保护电路和方法，以及快充充电器
CN111953186A (zh) * 2020-08-12 2020-11-17 安徽省东科半导体有限公司 一种开关电源控制电路
CN111953211A (zh) * 2019-05-16 2020-11-17 东南大学 准谐振反激变换器的同步整流控制***及方法
CN112271926A (zh) * 2020-09-27 2021-01-26 东南大学 一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模控制方法
WO2021042812A1 (zh) * 2019-09-05 2021-03-11 深圳南云微电子有限公司 有源钳位反激变换器的控制方法及电路
CN112491403A (zh) * 2020-12-15 2021-03-12 南京工业职业技术大学 一种GaN HEMT器件应用于高频电路中的俘获效应消除方法
CN114094832A (zh) * 2021-07-31 2022-02-25 华为数字能源技术有限公司 一种变换器及变换器的控制方法
TWI764703B (zh) * 2021-05-03 2022-05-11 力林科技股份有限公司 電源轉換裝置及其同步整流控制器
CN115664225A (zh) * 2022-12-29 2023-01-31 中南大学 一种有源钳位隔离双向谐振型变换器及其调制方法

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103501112A (zh) * 2013-10-12 2014-01-08 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 同步整流控制方法与控制电路以及开关型电压调节器
CN106787776A (zh) * 2015-11-23 2017-05-31 池州学院 一种混合控制的llc谐振变换器
CN107086793A (zh) * 2017-06-19 2017-08-22 浙江大学 一种用于同步整流功率变换器的动态补偿控制电路
CN107210678A (zh) * 2015-02-06 2017-09-26 德州仪器公司 软切换回扫转换器
CN107425728A (zh) * 2017-02-28 2017-12-01 东南大学 一种llc全桥变换器同步整流的数字优化控制方法及其***
CN107508473A (zh) * 2017-07-13 2017-12-22 苏州博创集成电路设计有限公司 同步整流转换器
CN107888092A (zh) * 2016-09-29 2018-04-06 登丰微电子股份有限公司 电源转换装置
CN107979288A (zh) * 2016-10-25 2018-05-01 万国半导体(开曼)股份有限公司 强迫式零电压开关反激变换器

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6995991B1 (en) 2004-07-20 2006-02-07 System General Corp. PWM controller for synchronous rectifier of flyback power converter
US20130329464A1 (en) * 2012-06-06 2013-12-12 System General Corp. Digital power control circuit for power converter and control circuit for power converter
KR20150095181A (ko) * 2014-02-11 2015-08-20 페어차일드코리아반도체 주식회사 공진형 컨버터 및 그 구동 방법
CN104300795B (zh) * 2014-10-11 2017-08-11 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器及其控制方法
CN104539163B (zh) * 2014-12-19 2018-01-19 广州金升阳科技有限公司 反激变换器的同步整流控制方法及其控制模块
US10992234B2 (en) * 2018-01-23 2021-04-27 Semiconductor Components Industries, Llc Adaptive control of synchronous rectifier switching device
CN109067181B (zh) 2018-07-18 2019-11-22 东南大学 有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制***及控制方法

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103501112A (zh) * 2013-10-12 2014-01-08 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 同步整流控制方法与控制电路以及开关型电压调节器
CN107210678A (zh) * 2015-02-06 2017-09-26 德州仪器公司 软切换回扫转换器
CN106787776A (zh) * 2015-11-23 2017-05-31 池州学院 一种混合控制的llc谐振变换器
CN107888092A (zh) * 2016-09-29 2018-04-06 登丰微电子股份有限公司 电源转换装置
CN107979288A (zh) * 2016-10-25 2018-05-01 万国半导体(开曼)股份有限公司 强迫式零电压开关反激变换器
CN107425728A (zh) * 2017-02-28 2017-12-01 东南大学 一种llc全桥变换器同步整流的数字优化控制方法及其***
CN107086793A (zh) * 2017-06-19 2017-08-22 浙江大学 一种用于同步整流功率变换器的动态补偿控制电路
CN107508473A (zh) * 2017-07-13 2017-12-22 苏州博创集成电路设计有限公司 同步整流转换器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
SHEN XU, XINPENG KOU, CHONG WANG, QINSONG QIAN AND WEIFENG SUN: ""New digital control method for improving dynamic response of"", 《2018 IEEE APPLIED POWER ELECTRONICS CONFERENCE AND EXPOSITION(APEC)》 *

Cited By (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020015189A1 (zh) * 2018-07-18 2020-01-23 东南大学 有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制***及控制方法
US11081967B2 (en) 2018-07-18 2021-08-03 Southeast University Self-adaptive synchronous rectification control system and method of active clamp flyback converter
CN111355392A (zh) * 2018-12-24 2020-06-30 东南大学 Llc谐振变换器的自适应同步整流控制***及方法
CN111953211B (zh) * 2019-05-16 2022-03-11 东南大学 准谐振反激变换器的同步整流控制***及方法
CN111953211A (zh) * 2019-05-16 2020-11-17 东南大学 准谐振反激变换器的同步整流控制***及方法
CN110601540A (zh) * 2019-08-21 2019-12-20 杰华特微电子（杭州）有限公司 有源钳位反激电路及其控制方法
WO2021042812A1 (zh) * 2019-09-05 2021-03-11 深圳南云微电子有限公司 有源钳位反激变换器的控制方法及电路
CN110912411A (zh) * 2019-12-02 2020-03-24 刘业瑞 非对称异型上、下管有源钳位反激变换器
CN111262444A (zh) * 2020-02-20 2020-06-09 连云港杰瑞电子有限公司 副边谐振有源钳位反激的同步整流控制***及控制方法
CN111262444B (zh) * 2020-02-20 2021-06-01 连云港杰瑞电子有限公司 副边谐振有源钳位反激的同步整流控制***及控制方法
CN111953186B (zh) * 2020-08-12 2024-03-29 东科半导体(安徽)股份有限公司 一种开关电源控制电路
CN111953186A (zh) * 2020-08-12 2020-11-17 安徽省东科半导体有限公司 一种开关电源控制电路
CN111865094B (zh) * 2020-08-18 2024-05-31 上海新进芯微电子有限公司 一种反激式开关电源及其同步整流驱动电路
CN111865094A (zh) * 2020-08-18 2020-10-30 上海新进芯微电子有限公司 一种反激式开关电源及其同步整流驱动电路
CN112271926A (zh) * 2020-09-27 2021-01-26 东南大学 一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模控制方法
CN111934403B (zh) * 2020-10-10 2021-01-12 深圳英集芯科技有限公司 采样电阻短路保护电路和方法，以及快充充电器
CN111934403A (zh) * 2020-10-10 2020-11-13 深圳英集芯科技有限公司 采样电阻短路保护电路和方法，以及快充充电器
CN112491403B (zh) * 2020-12-15 2021-11-09 南京工业职业技术大学 一种GaN HEMT器件应用于高频电路中的俘获效应消除方法
CN112491403A (zh) * 2020-12-15 2021-03-12 南京工业职业技术大学 一种GaN HEMT器件应用于高频电路中的俘获效应消除方法
TWI764703B (zh) * 2021-05-03 2022-05-11 力林科技股份有限公司 電源轉換裝置及其同步整流控制器
CN114094832A (zh) * 2021-07-31 2022-02-25 华为数字能源技术有限公司 一种变换器及变换器的控制方法
CN115664225A (zh) * 2022-12-29 2023-01-31 中南大学 一种有源钳位隔离双向谐振型变换器及其调制方法

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SE01 Entry into force of request for substantive examination
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GR01 Patent grant
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