CN108604867A - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

具备：整流器(3)，将来自交流电源(1)的交流电力变换为直流电力；短路部(30)，经由电抗器(2)使交流电源(1)短路；以及控制部(20)，控制短路部(30)的短路动作。控制部(20)根据负载条件使交流电源输出波形的半周期中的短路动作的次数变化，并且，使得使短路动作的次数变化之后的交流电源输出波形的过零点至短路的延迟时间与使短路动作的次数变化之前的交流电源输出波形的过零点至短路的延迟时间不同。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及将交流电力变换为直流电力的电力变换装置。
背景技术
下述专利文献1所示的直流电源装置是如下结构：通过使开关单元在电源半周期中仅短路1次，使电流流过电抗器，抑制高次谐波电流来改善功率因数。但是，为了在使开关单元在电源半周期中仅短路1次的情况下抑制高次谐波，需要增大电抗器的电感值，并且在电感值变大时，电抗器中的发热变大。其原因为，在通过开关单元的动作使输入电流流过之后输入电流成为零时，不仅功率因数恶化，而且高次分量的高次谐波量反而比通常大。另外，其原因为，在仅1次的短路中，为了使输入电流不为零，需要在电抗器中积蓄大的能量。
在下述专利文献2的以往技术中，通过使开关单元在电源半周期中短路2次以上，能够减小电抗器的电感值、并且使发热降低。进而，在电感值小时，电抗器的外形也小，所以能够使电抗器小型化。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第2763479号公报
专利文献2：日本专利第3485047号公报
发明内容
当在以上述专利文献1、2为代表的以往技术中考虑功率因数、损耗、高次谐波、噪音或者设计负载这样的主要因素时，开关单元的电源半周期中的开关次数因负载条件而不同。因此，在考虑了这些主要因素的情况下，需要在运转中切换开关次数，但有时即使在切换开关次数时使短路时间变化，如果未适当地控制电源电压的零点至开关开始的延迟时间，则直流电压会急剧地变化，由于直流电压控制的不稳定化、过电压或者电压不足这样的保护，运转停止，对使用直流电压的负载造成恶劣影响。
本发明是鉴于上述而完成的，其目的在于提供一种即使在使得使交流电源短路的短路部的开关次数与负载对应地变化的情况下，也能够抑制直流电压的变动的电力变换装置。
为了解决上述课题并达成目的，本发明所涉及的电力变换装置具备：整流器，将来自交流电源的交流电力变换为直流电力；短路部，经由电抗器使交流电源短路；以及控制部，控制短路部的短路动作。控制部根据负载条件使交流电源输出波形的半周期中的短路动作的次数变化，并且，使得使短路动作的次数变化之后的交流电源输出波形的过零点至短路的延迟时间与使短路动作的次数变化之前的交流电源输出波形的过零点至短路的延迟时间不同。
根据本发明，起到即使在使得使交流电源短路的短路部的开关次数与负载对应地变化的情况下，也能够抑制直流电压的变动这样的效果。
附图说明
图1是示出实施方式1、2中的电力变换装置的结构例的图。
图2是示出包括电抗器、短路部、整流电路以及平滑电容器的简易电路的图。
图3是示出在交流电源的正极侧半周期中使短路元件短路1次时的电源电流的波形的图。
图4是示出在电源半周期中的开关次数从1次增加到2次、延迟时间未变化的情况下检测到的直流电压的变动的图。
图5是示出在电源半周期中的开关次数从1次增加到2次、延迟时间变化的情况下检测到的直流电压的变动的图。
图6是示出在电源半周期中的开关次数从2次减少到1次、延迟时间未变化的情况下检测到的直流电压的变动的图。
图7是示出在电源半周期中的开关次数从2次减少到1次、延迟时间变化的情况下检测到的直流电压的变动的图。
图8是示出在电源半周期中的开关次数从1次增加到2次、延迟时间和通电时间变化的情况下检测到的直流电压的变动的图。
图9是示出在电源半周期中的开关次数从1次增加到2次、延迟时间和通电时间变化的情况下检测到的直流电压的变动的图。
图10是示出在电源半周期中的开关次数从2次减少到1次、延迟时间和通电时间变化的情况下检测到的直流电压的变动的图。
图11是示出在电源半周期中的开关次数从2次减少到1次、延迟时间和通电时间变化的情况下检测到的直流电压的变动的图。
图12是示出在电源半周期中的开关次数从2次减少到1次、延迟时间变化的情况下检测到的直流电压的变动和电源电流的变化的图。
图13是示出在电源半周期中的开关次数从2次减少到1次、延迟时间变化的情况下检测到的直流电压的变动和电源电流的变化的图。
图14是示出实施方式3中的电力变换装置的结构例的图。
图15是脉冲控制用基准电压生成电路的第1结构图。
图16是脉冲控制用基准电压生成电路的第2结构图。
图17是示出第2脉冲分割部的结构例的图。
图18是示出在正极侧半周期以及负极侧半周期中将驱动信号分割为多个脉冲时的电源电流的波形的图。
图19是示出在电源半周期中使短路部开关1次的驱动信号的图。
图20是示出在电源半周期中使短路部开关多次的驱动信号的图。
图21是示出在第1脉冲分割部中利用的数据的制作步骤的流程图。
图22是示出由驱动信号生成部生成的驱动信号的接通时间、由脉冲分割部生成的驱动信号的接通时间以及由脉冲分割部生成的驱动信号的断开时间的图。
图23是示出在电源半周期中生成的N个驱动信号的接通占空比的经时变化的图。
图24是示出在电源半周期中生成的N个驱动信号的断开占空比的经时变化的图。
图25是示出本实施方式中的控制部的硬件结构的框图。
(符号说明)
1：交流电源；2：电抗器；3：整流器；4：整流电路；5：平滑电容器；6：直流电压检测部；7：电源电压检测部；8：电流检测部；9：电流检测元件；10：电流检测单元；11：负载；20：控制部；21：驱动信号生成部；22：脉冲传递部；23a：第1脉冲分割部；23b：第2脉冲分割部；23c：数据存储部；30：短路部；31：二极管桥；32：短路元件；50：驱动信号波形生成部；100：电力变换装置；200：CPU；202：存储器；204：接口。
具体实施方式
以下，根据附图，详细说明本发明的实施方式的电力变换装置。此外，本发明不限定于以下的实施方式。
实施方式1.
图1是示出实施方式1以及后述的实施方式2中的电力变换装置100的结构例的图。电力变换装置100如图1所示具有：整流器3，将来自作为电源部的交流电源1的交流电力变换为直流电力；电抗器2，连接于交流电源1与整流器3之间；电源电压检测部7，检测交流电源1的电源电压Vs；电流检测单元10，检测在电抗器2中流过的电源电流Is；短路部30，经由电抗器2使交流电源1短路；以及控制部20，在交流电源1的半周期中生成1次或者多次开关脉冲即驱动信号Sa，用所生成的驱动信号Sa控制短路部30的开闭动作。
电抗器2连接于比短路部30更靠交流电源1侧，在图示例中***于整流器3的一个输入端与交流电源1之间。另外，电流检测单元10构成为具有配置于电抗器2与整流器3之间的电流检测元件9和检测在电流检测元件9中流过的电流的电流检测部8。作为电流检测部8，例示放大器或者电平移位电路。作为电流检测元件9，例示电流互感器或者分流电阻。
整流器3构成为具有：整流电路4，包括组合有4个二极管的二极管桥；以及平滑电容器5，连接于整流电路4的输出端子之间，对从整流电路4输出的全波整流波形的电压进行平滑。
作为双向开关的短路部30构成为具有：二极管桥31，经由电抗器2与交流电源1并联地连接；以及短路元件32，与二极管桥31的两个输出端连接。在短路元件32是金属氧化膜半导体场效应晶体管的情况下，短路元件32的栅极是与控制部20的驱动信号波形生成部50连接且用来自驱动信号波形生成部50的驱动信号Sa使短路元件32接通断开的结构。在短路元件32被接通时，交流电源1经由电抗器2以及二极管桥31而短路。
控制部20包括微型计算机，具有驱动信号波形生成部50，该驱动信号波形生成部50根据直流电压Vdc以及电源电压Vs，生成用于控制短路元件32的开关脉冲即驱动信号Sa。
在驱动信号波形生成部50中，通过短路动作模式的电流开环控制，使短路部30在电源半周期中进行1次或者多次接通断开动作。以下，参照几个附图，说明短路部30的动作。
图2是示出包括电抗器2、短路部30、整流电路4以及平滑电容器5的简易电路的图。在图2中示出短路部30的接通或者断开时的电流路径。
图3是示出在交流电源1的正极侧半周期中使短路元件32短路1次时的主要部分波形的图。在图3中，从上段侧，示出正极侧的电源半周期中的电源电压Vs的波形、在电抗器2中流过的电源电流Is的波形以及使短路部30短路1次时的单脉冲即驱动信号Sa的波形。
Tdl表示从在电源电压Vs上升时的过零点T0至经过一定时间后的时间点处驱动信号Sa变成接通的延迟时间。Ton是在电源电压的正极侧半周期内生成的驱动信号Sa的接通时间。T表示从驱动信号Sa变成接通到变成断开的期间。此外，在图示例中，驱动信号Sa的脉冲数是1个，所以接通时间Ton和期间T是相同宽度。
通过在经过延迟时间Tdl的时间点处驱动信号Sa变成接通，短路部30被接通。此时，由交流电源1、电抗器2以及短路部30形成闭合回路，交流电源1经由电抗器2而短路。因此，在闭合回路中流过电源电流Is，在电抗器2中积蓄磁能。积蓄的能量在与短路部30被断开同时被释放到负载11侧，在整流电路4中整流，传送到平滑电容器5。通过该一连串的动作，在如图2所示的路径中流过电源电流Is。由此，与无功率因数改善的无源模式相比，能够扩大电源电流Is的通电角，能够改善功率因数。
在短路动作模式中，通过控制短路部30的延迟时间Tdl、接通时间Ton的宽度，能够控制在电抗器2中积蓄的能量，能够使直流电压Vdc无级地(steplessly)升压至特定的值。
在图3中示出使短路部30在电源半周期中开关1次的例子，但有如下情况：根据负载条件，以功率因数改善、高次谐波抑制或者直流电压的升压为目的，使开关次数增加。此外，开关是指短路部30的短路动作，开关次数是指短路部30的短路动作的次数。另外，负载条件是指，根据负载的动作轻或者重的观点决定的定性或者定量的条件。在定性地表现负载条件的情况下，例如，一般将使负载按照期望动作时的转矩电流相对地小的时候称为轻负载，将使负载按照期望动作时的转矩电流相对地大的时候称为重负载。
图4是示出在电源半周期中的开关次数从1次增加到2次时检测到的直流电压Vdc的变动的第1图。
在图4中，作为一个例子，示出2个周期量的电源电压Vs的波形、由直流电压检测部6检测到的直流电压Vdc的波形、由电流检测单元10检测出的在电抗器2中流过的电源电流Is的波形以及驱动信号Sa的波形。此外，在图4的动作例中，在电源电压的第1周期与第2周期之间切换开关次数，直流电压Vdc的值表示电源电压的第1周期中的平均值和电源电压的第2周期中的平均值。
电源电压的第1周期的正极侧半周期和负极侧半周期中的开关次数分别是1次。另一方面，电源电压的第2周期的正极侧半周期和负极侧半周期中的开关次数分别是2次。
Ton1是在电源电压的第1周期的正极侧以及负极侧的半周期内生成的驱动信号Sa的接通时间。T1是从该驱动信号Sa变为接通到变为断开的期间。接通时间Ton1和期间T1是相同宽度。另外，Tdl1是从电源电压的第1周期的电源电压Vs的过零点至驱动信号Sa变为接通的延迟时间。
Ton21是在电源电压的第2周期的正极侧以及负极侧生成的2个驱动信号Sa中的第1个驱动信号Sa的接通时间，Ton22是第2个驱动信号Sa的接通时间。另外，Toff是从第1个驱动信号Sa变为断开至第2个驱动信号Sa变为接通的短路部30的释放期间。T2是将从第1个驱动信号Sa变为接通至变为断开的时间、从第1个驱动信号Sa变为断开至第2个驱动信号Sa变为接通的时间以及从第2个驱动信号Sa变为接通至变为断开的时间加起来所得的时间。即，期间T2等于将接通时间Ton21、断开时间Toff以及接通时间Ton22加起来所得的时间。另外，Tdl2是从电源电压第2周期的电源电压Vs的过零点至第1个驱动信号Sa变为接通的延迟时间。
在图4的动作例中，设为期间T1和期间T2相等，延迟时间Tdl1和延迟时间Tdl2相等。在期间T1和期间T2相等的情况下，将接通时间Ton21和接通时间Ton22加起来所得的时间比接通时间Ton1相对小。
在着眼于直流电压Vdc时，可知在切换开关次数时，直流电压Vdc降低。在期间T1和期间T2相等且延迟时间Tdl1和延迟时间Tdl2未变化的条件下，在期间T2中开关进行2次，将接通时间Ton21和接通时间Ton22加起来所得的时间比Ton1小，开关次数增加之后的直流电压Vdc比开关次数增加之前的直流电压Vdc降低。
图5是示出在电源半周期中的开关次数从1次增加到2次时检测到的直流电压Vdc的变动的第2图。在图5中，开关次数增加前后的直流电压的变动小，为相等的值。直流电压Vdc的变动小的理由在于，尽管期间T1和期间T2相同，但延迟时间从Tdl1增大到Tdl2。在开关的期间相同的情况下，通过在电源电压Vs大的点即更接近电源电压的峰值的一侧进行开关，能够提高直流电压的升压率。
在图4以及图5中，说明了使开关次数从1次增加到2次的例子，但开关次数不限于此。即，关于在电源半周期中生成的驱动信号Sa，切换开关次数之后的数量比切换之前的数量多即可。
图6是示出在电源半周期中的开关次数从2次减少到1次时检测到的直流电压Vdc的变动的第1图。
在图6中，与图4以及图5同样地示出2个周期量的电源电压Vs和驱动信号Sa的波形，并且，示出在电源电压的第1周期与第2周期之间的定时开关次数从2次变化为1次时的直流电压Vdc和电源电流Is的波形的变化的样子。
在图6中，电源电压的第1周期的正极侧半周期和负极侧半周期中的开关次数分别是2次。另一方面，电源电压的第2周期的正极侧半周期和负极侧半周期中的开关次数分别是1次。
Ton11是在电源电压的第1周期的正极侧半周期内生成的2个驱动信号Sa中的第1个驱动信号Sa的接通时间，Ton12是第2个驱动信号Sa的接通时间。另外，Toff是从第1个驱动信号Sa变为断开至第2个驱动信号Sa变为接通的断开时间。T1是从第1个驱动信号Sa变为接通至第2个驱动信号Sa变为断开的期间。详细而言，期间T1是将从第1个驱动信号Sa变为接通至变为断开的时间、从第1个驱动信号Sa变为断开至第2个驱动信号Sa变为接通的时间以及从第2个驱动信号Sa变为接通至变为断开的时间加起来所得的时间。即，期间T1等于将接通时间Ton11、断开时间Toff以及接通时间Ton12加起来所得的时间。另外，Tdl1是从电源电压第1周期的电源电压Vs的过零点至第1个驱动信号Sa变为接通的延迟时间。
Ton2是在电源电压的第2周期的正极侧半周期内生成的驱动信号Sa的接通时间。T2是从该驱动信号Sa变为接通到变为断开的期间。接通时间Ton2和期间T2是相同宽度。另外，Tdl2是从电源电压的第2周期的电源电压Vs的过零点至驱动信号Sa变为接通的延迟时间。
在图6的动作例中，设为期间T1和期间T2相等，延迟时间Tdl1和延迟时间Tdl2相等。在期间T1和期间T2相等的情况下，接通时间Ton2比将接通时间Ton11和接通时间Ton12加起来所得的时间相对大。
在着眼于直流电压Vdc时，可知在切换开关次数时直流电压Vdc上升。详细而言，在期间T2和期间T1相等且延迟时间Tdl1和延迟时间Tdl2未变化的条件下，在期间T1中开关进行2次，所以将接通时间Ton11和接通时间Ton12加起来的时间比接通时间Ton2小，开关次数减少之后的直流电压Vdc比开关次数减少之前的直流电压Vdc上升。
图7是示出在电源半周期中的开关次数从2次减少到1次时检测到的直流电压的变动的第2图。在图7中，开关次数减少前后的直流电压Vdc的变动小，为相等的值。直流电压Vdc的变动小的理由在于，尽管期间T1和期间T2相同，但延迟时间从Tdl1减小到Tdl2。在开关的期间相同的情况下，通过在电源电压Vs小的点即更接近电源电压的过零点的一侧进行开关，能够抑制直流电压的升压率。
在图6以及图7中，说明了使开关次数从2次减少到1次的例子，但不限定于此。即，关于在电源半周期中生成的驱动信号Sa，切换开关次数之后的数量比切换之前的数量少即可。
在实施方式1的电力变换装置100中，在与负载条件对应地使开关次数变化时，与开关次数的变化的倾向匹配地适当地控制延迟时间Tdl1、Tdl2的大小，从而能够抑制直流电压的变动。因此，能够构筑稳定性高的***，能够在改善功率因数、抑制高次谐波的同时，升压至比以往的转换器高的电压。
另外，在实施方式1的电力变换装置100中，能够与开关次数的变化的倾向匹配地适合地控制延迟时间Tdl1、Tdl2的大小，所以控制参数少也可。因此，能够抑制与不需要的参数的调谐相伴的负载的增加。
此外，实施方式1的控制部20在开关次数切换的定时，控制使开关次数变化之后的从电源电压过零点至开关开始的延迟时间的大小，但只要是能够容许电压的变动的范围，则也可以是分成多个定时来控制的结构。
另外，也可以是在EEPROM等非易失性存储器中，将实施方式1的各Tdl、Ton、Toff这样的期间以及时间保持为每个开关次数的设定数据的结构。
另外，也可以是在EEPROM等非易失性存储器中，将实施方式1的时间Ton、Toff在期间T1、T2中所占的比例保持为每个开关次数的设定数据的结构。
也可以是实施方式1的开关次数即使在相同的输入负载条件下也根据电源电压Vs而变化的结构。
实施方式2.
在以上的实施方式1中，设为在开关次数变化的情况下仅使延迟时间Tdl变化而使直流电压Vdc稳定，但接下来说明在开关次数变化的情况下使接通时间Ton、期间T以及延迟时间Tdl变化的情况的动作。
图8是示出在开关次数从1次增加到2次时检测到的直流电压Vdc的图。在图8中，与图4不同，开关次数增加前后的直流电压Vdc的变动小，为相等的值。其原因为，通过使开关次数增加之后的接通期间T2大于开关次数增加之前的接通期间T1，能够抑制开关次数增加之后的直流电压Vdc的降低，进而通过使Tdl2大于延迟时间Tdl1，能够提高抑制直流电压Vdc的降低的效果。
图9是示出在开关次数从1次增加到2次时检测到的直流电压Vdc的图。在图9中，与图4不同，开关次数增加前后的直流电压Vdc的变动小，为相等的值。通过比图8更大幅度地使开关次数增加之后的接通期间T2大于开关次数增加之前的接通期间T1，具有开关次数增加之后的直流电压Vdc比开关次数增加前变高的效果，但同时通过使Tdl2小于延迟时间Tdl1，还能够得到使直流电压Vdc降低的效果。即，即使是接通时间Ton21和接通时间Ton22之和比通电期间T1大很多而直流电压Vdc上升的设定，通过使Tdl2小于延迟时间Tdl1，也得到使直流电压Vdc降低的效果，所以总体上能够在开关次数增加前后减小直流电压Vdc的变动而成为相等的值。
在图8、图9中，说明了使开关次数从1次增加到2次的例子，但不限定于此。即，关于在电源半周期中生成的驱动信号Sa，切换开关次数之后的数量比切换之前的数量多即可。
图10是示出在电源半周期中的开关次数从2次减少到1次时检测到的直流电压Vdc的变动的图。在图10中，与图6不同，开关次数减少前后的直流电压Vdc的变动小，为相等的值。其原因为，通过使开关次数减少之后的接通期间T2小于开关次数减少之前的接通期间T1，能够抑制开关次数减少之后的直流电压Vdc的上升，进而通过使Tdl2小于延迟时间Tdl1，能够提高抑制直流电压Vdc的上升的效果。
图11是示出在开关次数从2次减少到1次时检测到的直流电压Vdc的变动的图。在图11中，与图6不同，开关次数减少前后的直流电压Vdc的变动小，为相等的值。通过比图10更大幅度地使开关次数减少之后的接通期间T2小于开关次数减少之前的接通期间T1，具有开关次数减少之后的直流电压Vdc比开关次数减少前变低的效果，但同时通过使Tdl2大于延迟时间Tdl1，还能够得到使直流电压Vdc上升的效果。即，即使是接通时间Ton11与接通时间Ton12之和比通电期间T2小很多而直流电压Vdc降低的设定，通过使Tdl2大于延迟时间Tdl1，仍得到使直流电压Vdc上升的效果，所以总体上能够在开关次数增加前后减小直流电压Vdc的变动而成为相等的值。
图12是示出在开关次数从2次减少到1次时检测到的直流电压Vdc的变动以及电源电流Is的变化的第1图。在图12中，与图6不同，开关次数减少前后的直流电压Vdc的变动小而成为相等的值，但关于电源电流Is中的峰值，开关次数减少之后的峰值Is2peak比开关次数减少之前的峰值Is1peak更大。通过比图10更大幅度地使开关次数减少之后的接通期间T2小于开关次数减少之前的接通期间T1，开关次数减少之后的直流电压Vdc比开关次数减少前低，但同时通过使Tdl2大于延迟时间Tdl1，还能够得到使直流电压Vdc上升的效果。另外，通过使T2小于期间T1，具有电源电流Is峰值变小的效果，但在Tdl2大于Tdl1时，具有电源电流Is峰值变大的效果。在图12中总体上电流开关次数减少后比开关次数减少前更大。
图13是示出在开关次数从2次减少到1次时检测到的直流电压Vdc的变动以及电源电流Is的变化的第2图。在图13中，与图12不同，关于电源电流Is中的峰值，开关次数减少之前的峰值Is1peak和开关次数减少之后的峰值Is2peak的变化小而成为相等的值。其原因为，即使图12和图13的开关次数减少后的通电时间Ton2相同，通过使图13的延迟时间Tdl2小于图12的延迟时间Tdl2，具有使开关次数减少之后的峰值Is2peak降低的作用。电流增加率根据电源电压Vs的大小和通电时间Ton而变化，电源电压Vs越大电流增加率越大，并且，通电时间Ton越长电流增加率越大。另外，作为其他作用，相对图12，图13的情况下的第2周期的直流电压Vdc的平均值降低。在开关次数的切换时，根据目的切换通电时间Ton2和延迟时间Tdl2，从而能够实现高次谐波控制、母线电压的稳定化、电源电流峰值的降低。
如上所述，当在使开关次数变化时使接通时间和期间变化的情况下，同时还控制电源电压的过零点至开关开始的延迟时间，从而能够抑制直流电压的变动和电源电流的变化。因此，能够构筑稳定性高的***，能够在改善功率因数、抑制高次谐波的同时，升压至比以往的转换器高的电压。
另外，在交流电源1以及电抗器2、二极管桥31、短路元件32中流过使短路部30短路即输出驱动信号Sa的期间的电源电流。因此，即使在存在短路元件32等部件的额定的电流值的制约的情况下，如上所述在使开关次数变化时控制接通时间和期间、以及电源电压的过零点至开关开始的延迟时间，从而能够抑制电源电流峰值，降低零件所需的额定值。因此，能够选定成本比以往的转换器低的部件。
另外，在实施方式2的电力变换装置100中，能够与开关次数的变化的倾向匹配地适当地控制通电期间T1、T2以及延迟时间Tdl1、Tdl2的大小，所以控制参数少也可。因此，能够抑制与不需要的参数的调谐相伴的负载的增加。
此外，实施方式2的控制部20在开关次数切换的定时，控制使开关次数变化之后的从电源电压过零点至开关开始的延迟时间的大小，但只要是能够容许电压的变动的范围，则也可以是分成多个定时来控制的结构。
另外，也可以是在EEPROM等非易失性存储器中，将实施方式2的各Tdl、Ton、Toff这样的期间以及时间保持为每个开关次数的设定数据的结构。
另外，也可以是在EEPROM等非易失性存储器中，将实施方式2的时间Ton、Toff在期间T1、T2中所占的比例保持为每个开关次数的设定数据的结构。
也可以是实施方式2的开关次数即使在相同的输入负载条件下也根据电源电压Vs而变化的结构。
实施方式3.
图14是示出实施方式3中的电力变换装置100的结构例的图。
图14是更详细地示出图1所示的实施方式1、2的控制部20中的驱动信号波形生成部50的结构的图。在图14中，控制部20具有：驱动信号生成部21，根据直流电压Vdc及电源电压Vs，生成用于控制短路部30的短路元件32的开关脉冲即驱动信号Sa和基准电压Vref；脉冲分割部23，将来自驱动信号生成部21的驱动信号Sa分割为多个脉冲，将作为分割后的多个脉冲的驱动信号Sa1输出到脉冲传递部22；以及脉冲传递部22，将来自脉冲分割部23的驱动信号Sa1变换为驱动信号Sa2而传递给短路部30。利用这些驱动信号生成部21、脉冲传递部22以及脉冲分割部23，实现实施方式1、2中的驱动信号波形生成部50的功能。
基准电压Vref是作为限制电源电流Is的值的阈值的滞后(hysteresis)基准电压。在基准电压Vref中，有正极侧基准电压VrefH和负极侧基准电压VrefL。生成基准电压Vref的电路后述。此外，检测电源电流Is的电流检测单元10的输出值是电压值，所以在图14中将电源电流Is的检测值记载为电流检测电压Vis。
脉冲分割部23具有：第1脉冲分割部23a，利用软件处理将驱动信号Sa分割成作为多个脉冲的驱动信号Sa1；第2脉冲分割部23b，利用硬件处理将驱动信号Sa分割为多个驱动信号Sa1；数据存储部23c，储存第1脉冲分割部23a中的运算所需的数据；以及作为选择部的选择器23d，选择来自第1脉冲分割部23a的驱动信号Sa1或者来自第2脉冲分割部23b的驱动信号Sa1，并输出到脉冲传递部22。
在选择器23d的输入侧有2个端子，在内部接点与X侧端子连接时由第1脉冲分割部23a生成的驱动信号Sa1被输出到脉冲传递部22，在内部接点与Y侧端子连接时由第2脉冲分割部23b生成的驱动信号Sa1被输出到脉冲传递部22。
脉冲传递部22包括电平移位电路，进行电压电平移位以使得能够进行栅极驱动，将来自脉冲分割部23的驱动信号Sa1变换为作为栅极驱动信号的驱动信号Sa2而输出到短路部30。
图15是脉冲控制用基准电压生成电路的第1结构图，图16是脉冲控制用基准电压生成电路的第2结构图。图15的电路通过利用低通滤波器将作为驱动信号生成部21的端口输出Sb的脉冲宽度调制信号变换为直流值，生成基准电压Vref。在该情况下，通过控制脉冲宽度调制信号的占空比，能够使基准电压Vref的值连续地(seamless)可变。图16的电路通过用驱动信号生成部21的端口输出Sb驱动开闭器TR，以电阻Rb、Rc的分压比使基准电压Vref的值阶跃状地可变。此外，生成基准电压Vref的电路不限定于图15、16所示的电路，也可以用图15、16所示的电路以外的既知的电路生成，还可以使用在控制部20的外部生成的这些基准电压Vref。
接下来，说明第2脉冲分割部23b的结构和动作。
图17是示出第2脉冲分割部23b的结构例的图。第2脉冲分割部23b具有：正极侧滞后比较器HCH，利用用下述的(1)式计算的正极侧上限阈值、用下述的(2)式计算的正极侧下限阈值和正极侧基准电压VrefH的关系，确定与正极侧的电流控制范围对应的滞后，控制电流检测电压Vis的波形；以及负极侧滞后比较器HCL，利用用(1)式计算的负极侧上限阈值、用(2)式计算的负极侧下限阈值和负极侧基准电压VrefL的关系，确定与负极侧的电流控制范围对应的滞后，控制电流检测电压Vis的波形。另外，第2脉冲分割部23b具有：“非”(NOT)逻辑IC3，使正极侧滞后比较器HCH的输出反转；“与”(AND)逻辑IC2’，对“非”逻辑IC3的输出和驱动信号Sa进行“与”运算，输出正极侧驱动信号SaH；“与”逻辑IC2，对负极侧滞后比较器HCL的输出和驱动信号Sa进行“与”运算，输出负极侧驱动信号SaL；以及“与”逻辑IC4，对正极侧驱动信号SaH和负极侧驱动信号SaL进行“与”逻辑运算，输出作为“与”逻辑的结果的驱动信号Sa1。电流控制范围是指交流电源1的电源电流Is的目标控制范围，上限阈值是指限定在短路部30变为接通时流过的短路电流的上限的阈值，下限阈值是指设定为比上限阈值小的值的阈值。此外，(1)式的Vd表示低压系电源，(2)式的VOL表示运算放大器的输出饱和电压。
[式1]
[式2]
图14所示的电流检测部8具有设置于电流检测元件9的输出级的电平移位电路以及放大器，使图17所示的低压系电源Vd的一半的值与0安培相当，将由电流检测元件9检测出的交流的电流波形变换为仅正侧的电流波形而输出。由此，在第2脉冲分割部23b中，无论电流极性如何，都能够生成驱动信号Sa1。
通过使用包括多个滞后比较器的第2脉冲分割部23b，无论电流极性如何，都能够生成驱动信号Sa1。通过用驱动信号Sa1控制电源电流Is即电流检测电压Vis的波形，能够在抑制在短路部30变为接通时流过的短路电流的峰值的同时，使直流电压Vdc升压。
另外，滞后比较器通过使电阻R1、R1’、R2、R2’、R3、R3’的电阻值变化，能够变更滞后的宽度。作为一个例子，通过对电阻R2或者电阻R2’并联地连接开关和电阻的串联电路并使开关开闭，能够切换合成电阻值。通过用滞后比较器进行控制部20中的处理的一部分，控制部20中的运算负载被减轻，能够用廉价的中央处理单元制作电力变换装置100。
图18是示出在正极侧半周期以及负极侧半周期中将驱动信号Sa分割为多个脉冲时的电源电流的波形的图。在图18中示出由驱动信号生成部21生成的驱动信号Sa。在实施方式3中，设为驱动信号Sa在电源半周期中生成1次，将从驱动信号Sa变为接通到变为断开的期间设为接通时间Ton而进行说明。
另外，在图18中示出第2脉冲分割部23b进行分割动作时的正极侧驱动信号SaH、负极侧驱动信号SaL、正极侧上限阈值VTHH(H)、正极侧下限阈值VTHH(L)、负极侧上限阈值VTHL(H)、负极侧下限阈值VTHL(L)。
通过在交流电源1的正极侧和负极侧进行脉冲分割动作，正极侧的电源电流Is的峰值收敛于以正极侧基准电压VrefH为中心值的电流控制范围W内，负极侧的电源电流Is的峰值收敛于以负极侧基准电压VrefL为中心值的电流控制范围W内。
此外，在开关频率比较高的情况下，有时开关所致的损失的增加、辐射噪声以及噪声端子电压成为问题。在谋求解决这样的问题的情况下，通过以基准电压Vref为中心值加宽电流控制范围W，驱动信号Sa1的开关次数降低。因此，开关频率被低频化，能够抑制损失的增加、辐射噪声以及噪声端子电压。
另一方面，在开关频率比较低的情况下，有时可听频带的噪声成为问题的情况。在谋求解决这样的问题的情况下，通过以基准电压Vref为中心值缩减电流控制范围W，驱动信号Sa1的开关次数上升。因此，开关频率被高频化，能够抑制噪声。
接下来，说明第1脉冲分割部23a的结构。在使用第1脉冲分割部23a来进行短路部30的开关的情况下，需要确定短路部30的接通断开定时。为此，需要确定驱动信号Sa的上升时间Ta、驱动信号Sa的下降时间Tb。
图19是示出在电源半周期中使短路部30开关1次的驱动信号的图，图20是示出在电源半周期中使短路部30开关多次的驱动信号的图。
将在从过零点T0经过接通开始时间后的时间点处驱动信号Sa上升的时间设为T1a，将驱动信号Sa下降的时间设为T1b。作为一个例子，如果将从过零点T0至T1a的时间和从过零点T0至T1b的时间作为数据保存，则能够确定短路部30的接通断开定时。通过利用这些时间数据，能够利用第1脉冲分割部23a如图19所示在电源半周期中使短路部30开关1次。
另一方面，在如图20所示在电源半周期中使短路部30开关N次的情况下，将在从过零点T0经过接通开始时间后的时间点处第n个驱动信号Sa上升的时间设为Tna，将第n个驱动信号Sa下降的时间设为Tnb。N是2以上的整数。
在该情况下，为了确定短路部30的接通断开定时，需要保有与n的值成比例的数据量，伴随开关次数的增加，控制参数增加。根据直流电压指令、负载的大小、负载的种类这样的运转条件，控制参数的设计变得复杂，在开关次数增加时，数据的可靠性验证或者评价需要大量的时间。
在使用由硬件构成的第2脉冲分割部23b的情况下，不需要数据的可靠性验证或者评价，但在为了对应于运转条件而需要变更硬件结构的情况下，有时由于尺寸上的制约或者成本上的制约，结构变更是困难的。
本申请发明者着眼于以使电源电流Is的峰值收敛于电流控制范围W内的方式在电源半周期中生成的多个驱动信号Sa1的接通时间以及断开时间的经时变化的倾向，实现得到一种抑制控制参数的增加、减轻可靠性验证或者评价所需的时间以及负担、不会导致成本大幅增加而实现高效化的同时可靠性高的电力变换装置100。
图21是示出用于第1脉冲分割部23a的数据的制作步骤的流程图。在此，说明使用由图14所示的第2脉冲分割部23b生成的多个驱动信号Sa1来求出储存到数据存储部23c的数据的例子。
(步骤S1)
将图14所示的选择器23d的内部接点切换到Y侧输入端子。由此，能够使用由驱动信号生成部21生成的驱动信号Sa来自动地得到驱动信号Sa1。
(步骤S2)
对驱动信号生成部21设定运转条件。
(步骤S3)
调整电源电流Is的电流限制水平以及电流控制范围W。电流限制水平由正极侧基准电压VrefH和负极侧基准电压VrefL确定，电流控制范围W由图17所示的电阻R1、R1’、R2、R2’、R3、R3’的电阻值确定。使用这些限定的参数来调整电流限制水平以及电流控制范围W，以能够获得期望的升压性能、电源功率因数或者高次谐波电流。
(步骤S4)
利用在步骤S2中设定的运转条件和在步骤S3中调整的参数，收集由驱动信号生成部21生成的驱动信号Sa的上升时间以及下降时间，并且使用步骤S3的参数，收集由第2脉冲分割部23b生成的多个驱动信号Sa1的上升时间以及下降时间。通过解析或者实际设备，进行数据收集。
(步骤S5)
使用在步骤S4中收集到的数据，测量驱动信号Sa的接通时间Ton、各驱动信号Sa1的接通时间Ton、各驱动信号Sa1的断开时间Toff。
图22是示出由驱动信号生成部21生成的驱动信号Sa的接通时间Ton、由脉冲分割部23生成的驱动信号Sa1的接通时间Ton以及由脉冲分割部23生成的驱动信号Sa1的断开时间Toff的图。
在图22中示出在电源电压Vs的正极侧半周期和负极侧半周期中分别生成1次的驱动信号Sa和在驱动信号Sa的接通时间Ton中生成的N个驱动信号Sa1。N是2以上的整数。
在从电源电压Vs上升时的过零点T0经过接通开始时间Tdl后的时间点，驱动信号Sa和第1个驱动信号Sa1都变为接通。Ton(1)表示在正极侧半周期内生成的第1个驱动信号Sa1的接通时间、即第1个驱动信号Sa1上升的时间点至下降的时间。Ton(2)表示在正极侧半周期内生成的第2个驱动信号Sa1的接通时间，Ton(N)表示在正极侧半周期内生成的第N个驱动信号Sa1的接通时间。
同样地，在从电源电压Vs下降时的过零点经过接通开始时间后的时间点，驱动信号Sa和第1个驱动信号Sa1都变为接通。Toff(1)表示在负极侧半周期内生成的第1个驱动信号Sa1与第2个驱动信号Sa1之间的断开时间、即第1个驱动信号Sa1下降的时间点至第2个驱动信号Sa1上升的时间。Toff(2)表示在负极侧半周期内生成的第2个驱动信号Sa1与第3个驱动信号Sa1之间的断开时间，Toff(N-1)表示在负极侧半周期内生成的第N-1个驱动信号Sa1与第N个驱动信号Sa1之间的断开的时间。
利用在步骤S4中收集到的驱动信号Sa的上升时间以及下降时间和第1个至第N个的各个驱动信号Sa1的上升时间以及下降时间，求出图22所示的驱动信号Sa的接通时间Ton、各驱动信号Sa1的接通时间Ton以及各驱动信号Sa1的断开时间Toff。进而，利用收集到的各驱动信号Sa1的顺序，求出各驱动信号Sa1的脉冲编号和邻接的驱动信号Sa1之间的脉冲间编号。
(步骤S6)
接下来，使用在步骤S5中得到的各驱动信号Sa1的接通断开时间，求出各驱动信号Sa1的接通时间Ton相对驱动信号Sa的接通时间Ton的接通占空比和各驱动信号Sa1的断开时间Toff相对驱动信号Sa的接通时间Ton的断开占空比。
在着眼于如上所述在电源半周期中生成的多个驱动信号Sa1的接通时间以及断开时间的经时的变化的倾向时，能够在接通占空比和断开占空比中发现规则性。以下，具体地进行说明。
在接通占空比和断开占空比的计算时，定义以下的函数。
[式3]
[式4]
(3)式是电源半周期中的第x个驱动信号Sa1的接通时间Ton(x)相对驱动信号Sa的接通时间Ton的接通占空比。N是在电源半周期中生成的驱动信号Sa1的总数。
(4)式是电源半周期中的第x个驱动信号Sa1与第x-1个驱动信号Sa1之间的断开时间Toff(y)相对驱动信号Sa的接通时间Ton的断开占空比。N是在电源半周期中生成的驱动信号Sa1的总数。
图23是示出在电源半周期中生成的N个驱动信号Sa1的接通占空比的经时的变化的图。横轴表示在电源半周期中生成的N个驱动信号Sa1中的作为第2个至第N个驱动信号Sa1的编号的脉冲编号x，纵轴表示针对用(3)式求出的第2个至第N个驱动信号Sa1的接通占空比。
在着眼于第2个至第N个驱动信号Sa1的脉冲列时，可知如图18所示电源电流Is的峰值收敛于电流控制范围W内时的接通占空比描绘向下突的抛物线，具有呈现比较平缓的梯度的特征。
图24是示出在电源半周期中生成的N个驱动信号Sa1的断开占空比的经时的变化的图。横轴表示作为在电源半周期中生成的各驱动信号Sa1之间的编号的脉冲间编号y，纵轴表示针对用(4)式求出的第1个至第N个驱动信号Sa1的断开占空比的值。
在着眼于第1个至第N个驱动信号Sa1的脉冲列时，可知如图18所示电源电流Is的峰值收敛于电流控制范围W内时的断开占空比描绘向上突的抛物线，具有呈现比接通占空比更陡峭的梯度的特征。
(步骤S7)
这样在电源半周期中生成的多个驱动信号Sa1的接通占空比和断开占空比经时地变化且变化的倾向不同。本申请发明者设计了用近似式表示在电源半周期中生成的多个驱动信号Sa1中的特定区域的驱动信号Sa1的接通占空比以及断开占空比的方法。
接通占空比具有呈现比较平缓的梯度的特征。因此，(3)式的接通占空比能够用(5)式所示的2次式来近似。其中，A1、B1、C1表示近似式的各常数。
[式5]
on_duty(x)＝A1·x2+B1·x+C1{1≤x≤N} …(5)
(4)式的断开占空比虽然也能够用2次式来近似，但断开占空比具有呈现与接通占空比相比更陡峭的梯度的特征。在实施方式3中，为了提高占空比设定的自由度，如(6)式所示用4次式来近似。其中，A2、B2、C2、D2、E2表示近似式的各常数。
[式6]
off_duty(y)＝A2·y4+B2·y3+C2·y2+D2·y+E2{1≤y≤(N-1)}
…(6)
此外，关于作为特定区域以外的脉冲的第1个驱动信号Sa1的接通占空比，能够用(7)式表示。N是在电源半周期中生成的驱动信号Sa1的总数。这样，关于第1个驱动信号Sa1的接通时间，通过不进行接通占空比的设定而使用(7)式，也能够吸收近似式的误差。
[式7]
这样，求出在电源半周期中生成的多个驱动信号Sa1中的特定区域的驱动信号Sa1的接通占空比的近似式、在电源半周期中生成的多个驱动信号Sa1的断开占空比的近似式以及特定区域以外的驱动信号Sa1的接通占空比。
(步骤S8)
将在步骤S7中求出的接通占空比和脉冲编号关联起来并函数化，对在步骤S7中求出的断开占空比和脉冲间编号进行函数化，将函数化的这些数据和近似式的常数数据储存到数据存储部23c。
第1脉冲分割部23a通过测量来自驱动信号生成部21的驱动信号Sa的接通时间Ton，对从数据存储部23c读出的接通占空比以及断开占空比乘以驱动信号Sa的接通时间Ton，确定电源半周期中的第1个至第N个驱动信号Sa1的接通断开时间。
在此，说明根据负载条件使开关次数变化的情况。在当负载从轻负载迁移到重负载时需要使开关次数增加的情况下，为了在实现电流峰值的抑制、功率因数的改善以及高次谐波的抑制的同时，实现升压，需要增大输入到第1脉冲分割部23a以及第2脉冲分割部23b的驱动信号Sa的接通时间Ton。
详细而言，能够通过如(8)式所示对驱动信号Sa的接通时间Ton乘以校正系数Kc来实现。Kc是1以上的整数，与开关次数的切换条件对应地设定即可。通过在开关次数的切换时对接通时间Ton乘以校正系数Kc，能够抑制直流电压Vdc的变动而得到稳定的直流电压Vdc。
[式8]
Ton＝Ton·Kc …(8)
当在负载从重负载迁移到轻负载时需要使开关次数减少的情况下，为了在实现电流峰值的抑制、功率因数的改善以及高次谐波的抑制的同时，实现升压，需要减小输入到第1脉冲分割部23a以及第2脉冲分割部23b的驱动信号Sa的接通时间Ton。
详细而言，能够通过如(9)式所示对驱动信号Sa的接通时间Ton乘以校正系数Kc的倒数来实现。Kc是1以上的整数，与开关次数的切换条件对应地设定即可。通过在开关次数的切换时对接通时间Ton乘以校正系数Kc的倒数，能够抑制直流电压Vdc的变动来得到稳定的直流电压Vdc。
[式9]
通过以上，实施方式3所涉及的短路部30的接通断开定时唯一地确定，能够在该接通断开定时将驱动信号Sa分割为多个驱动信号Sa1。
通过这样使用用占空比表示脉冲列配置的函数，即使开关次数增加，也不会导致在数据存储部23c中储存的控制参数增加，而能够确定短路部30的接通断开定时。
此外，在实施方式3中，为了生成驱动信号Sa1，检测电源电压Vs、电源电流Is以及直流电压Vdc，但在用储存于数据存储部23c的数据使第1脉冲分割部23a动作时无需一定检测电源电流Is，根据构筑的***规格选择是否需要检测电源电流即可。
另外，在实施方式3中，示出了对占空比进行函数化的例子，但也可以将对接通时间以及断开时间进行函数化而得到的数据、或者用2次以上的近似式来表示接通时间和断开时间的数据储存到数据存储部23c而用于脉冲分割动作。
另外，在实施方式3中，示出了使用近似式来生成脉冲的一个例子，但也可以是在电源半周中生成的驱动信号Sa1的数量比较少的情况下，代替近似式而储存在步骤S6中求出的各占空比的数据，或者，储存在步骤S5中求出的各脉冲的接通时间和脉冲之间的断开时间的数据并使用这些数据来生成驱动信号Sa1的结构。即使这样构成，也能够用第1脉冲分割部23a进行脉冲分割，能够抑制与控制部20的改良相伴的成本增加。
另外，第1脉冲分割部23a和第2脉冲分割部23b既可以仅使用一方，也可以根据运转条件来切换使用。在由于尺寸上的制约或者成本上的制约而控制部20的结构变更困难的情况下，将选择器23d的内部接点连接到X侧端子而仅使用第1脉冲分割部23a。在虽然成本上的制约不高但为了用于各种规格环境而需要提高电源电流Is的波形生成的精度的情况下，将选择器23d的内部接点连接到Y侧端子而仅使用第2脉冲分割部23b。在一边提高波形生成精度一边在特定的运转条件下为了应对噪音需要无论电源电流如何都输出特定的脉冲图案的情况下，与运转条件对应地将选择器23d的内部接点切换到X侧端子或者Y侧端子来并用第1脉冲分割部23a和第2脉冲分割部23b。
另外，在实施方式3中，说明了使用由第2脉冲分割部23b生成的驱动信号Sa1来求出储存于数据存储部23c的数据的例子，但不限于此，也可以在事先的解析中，根据如在驱动信号Sa的接通时间Ton内电源电流Is的峰值收敛于电流控制范围W内的各驱动信号Sa1的接通断开时间，求出将各驱动信号Sa1的接通占空比和脉冲编号对应起来的函数和将各驱动信号Sa1的断开占空比和脉冲间编号对应起来的函数，将函数化的这些数据和近似式的常数数据储存到数据存储部23c。
另外，在实施方式3中，说明了通过将基准电压Vref的值设为恒定来生成矩形波状的电源电流Is的动作例，但也可以是通过使基准电压Vref经时地变化来生成矩形波以外的形状的电源电流Is的结构。
另外，在实施方式3中，以使电源电流Is的峰值收敛于电流控制范围W内的方式进行控制，但在高次谐波发生量不成为问题的范围内，即使电源电流Is的峰值脱离电流控制范围W，也没有问题。具体而言，多个驱动信号Sa1中的1个驱动信号Sa1的脉冲宽度大，所以即使在如电源电流Is的峰值超过电流限制水平的情况下，也没有问题。
此外，在实施方式1～3中，电抗器2***于交流电源1与整流电路4之间，整流电路4经由电抗器2与交流电源1连接，但电力变换装置100能够经由电抗器2进行电源的短路和开路即可，所以整流电路4、电抗器2以及短路部30的位置关系不限定于图示例的结构。即，电力变换装置100是在短路时电源电流Is按照交流电源1、电抗器2、短路部30、交流电源1的顺序流过的结构即可，作为一个例子，也可以是在交流电源1与电抗器2之间***整流电路4，电抗器2经由整流电路4与交流电源1连接的结构。
另外，实施方式1～3是检测电源电压Vs的过零点，将过零点作为基点，实现与电源电压Vs的同步的结构，但不限定于此。作为一个例子，控制部20也可以是检测电源电压Vs的峰值，将该峰值作为基点，实现与电源电压Vs的同步的结构。
另外，实施方式1～3中的电力变换装置100与用电源电压检测部7检测出的电源电压同步地控制短路部30的短路动作的次数，但也可以是代替电源电压检测部7，而使用检测与交流电源1的交流电压同步的同步信号的同步信号检测部来与同步信号同步地控制短路部30的短路动作的次数的结构。
根据以上说明的实施方式1～3所涉及的电力变换装置，能够提出以下的概念。即，实施方式1～3所涉及的电力变换装置具备：整流器，将来自交流电源的交流电力变换为直流电力；短路部，经由电抗器使交流电源短路；以及控制部，控制短路部的短路动作，控制部进行控制，以使得根据负载条件使开关次数即短路部中的交流电源输出波形的半周期中的短路动作的次数变化，并且，使得使短路动作的次数变化之后的交流电源输出波形的过零点至短路的延迟时间与使短路动作的次数变化之前的交流电源输出波形的过零点至短路的延迟时间不同。通过该控制，首先，得到即使在使得使交流电源短路的短路部的开关次数与负载对应地变化的情况下，也能够抑制直流电压的变动这样的效果。另外，通过该控制，还得到即使在使得使交流电源短路的短路部的开关次数与负载对应地变化的情况下，也能够抑制电源电流的过剩的增加这样的效果。
此外，在使交流电源输出波形的半周期中的短路动作的次数增加时，不论使短路动作的次数增加之后的延迟时间大于还是小于使短路动作的次数增加之前的延迟时间都能够实现。即，本发明的要旨在于，在使交流电源输出波形的半周期中的短路动作的次数增加时，使得使短路动作的次数增加之后的延迟时间从使短路动作的次数增加之前的延迟时间起变化。
另外，在使交流电源输出波形的半周期中的短路动作的次数减少时，不论使短路动作的次数减少之后的延迟时间大于还是小于使短路动作的次数增加之前的延迟时间都能够实现。即，本发明的要旨还在于，在使交流电源输出波形的半周期中的短路动作的次数减少时，使得使短路动作的次数减少之后的延迟时间从使短路动作的次数减少之前的延迟时间起变化。
此外，控制部也可以具有：驱动信号生成部，生成作为与期间的长度对应的宽度的接通信号的驱动信号；以及脉冲分割部，将驱动信号分割为多个开关脉冲。脉冲分割部使用将多个开关脉冲的接通时间、多个开关脉冲的断开时间以及多个开关脉冲的编号对应起来的数据，将驱动信号分割为多个开关脉冲。通过该结构，得到无需在使用驱动信号Sa来生成多个驱动信号Sa1时的复杂的运算、并且不会导致对控制部设定的数据的设计负载的增加这样的效果。
另外，脉冲分割部也可以使用用基于多个开关脉冲的编号的函数表示所述多个开关脉冲的接通时间相对所述驱动信号的接通时间的接通占空比和多个开关脉冲的断开时间相对驱动信号的接通时间的断开占空比的数据来分割为多个开关脉冲。通过使用这样的数据的分割动作，得到如下效果：即使开关次数增加，也能够确定短路部的接通断开定时，并且由于储存于数据存储部的控制参数少也可，所以无需使用昂贵的存储器。另外，能够减轻数据的可靠性验证或者评价所需的时间以及负担，所以得到能够抑制设计或者验证所需的成本的增加这样的效果。
另外，也可以具备检测与交流电源同步的电源电压的电源电压检测部，控制部与由电源电压检测部取得的电源电压同步地进行使得使短路动作的次数变化之后的期间与使短路动作的次数变化之前的期间不同的控制。通过与电源电压同步地控制，能够使短路部在适当的定时进行开关，能够有效地实现功率因数的提高和高次谐波的抑制。另外，还能够根据交流电源电压的频率的变动校正短路动作的次数，能够构筑鲁棒性高的***。
最后，说明控制部20的硬件结构。图25是示出本实施方式中的控制部20的硬件结构的框图。在用软件实现本实施方式所涉及的控制部20的主要部分功能的情况下，如图25所示，能够构成为包括进行运算的CPU(Central Processing Unit：中央处理装置)200、保存由CPU200读取的程序的存储器202以及进行信号的输入输出的接口204。此外，CPU200也可以是被称为运算装置、微型处理器、微型计算机、处理器、或者DSP(Digital SignalProcessor，数字信号处理器)等的部件。另外，存储器202是指，例如，RAM(Random AccessMemory，随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory，只读存储器)、闪存存储器、EPROM(Erasable Programmable ROM，可擦可编程只读存储器)、EEPROM(Electrically EPROM，电可擦可编程只读存储器)等非易失性或者易失性的半导体存储器、磁盘、软盘、光盘、紧凑盘、迷你盘、DVD(Digital Versatile Disc，数字多功能盘)、BD(Blu-ray(注册商标)Disc，蓝光盘)等相当。
具体而言，在存储器202中储存有执行控制部20中的驱动信号波形生成部50的功能的程序。CPU200执行图21所示的流程图的处理，并且，执行(1)式～(9)式所示的运算处理。CPU200经由接口204接收由直流电压检测部6检测到的直流电压Vdc、由电源电压检测部7检测到的交流电源1的电源电压Vs以及由电流检测单元10检测到的在电抗器2中流过的电源电流Is。CPU200将生成的驱动信号Sa2经由接口204输出到短路部30。
此外，鉴于CPU200以及接口204的性能也飞跃发展的当前的状况，关于说明为用硬件实现的第1脉冲分割部23a，也能够用使用微型计算机的软件处理来实现。通过将基于模拟信号的处理置换为基于数字信号的处理来实现。
另外，以上的实施方式所示的结构示出本发明的内容的一个例子，既能够与其他公知的技术组合，也能够在不脱离本发明的要旨的范围内省略或者变更一部分的结构。

Claims (7)

1.一种电力变换装置，其特征在于，具备：
整流器，将来自交流电源的交流电力变换为直流电力；
短路部，经由电抗器使所述交流电源短路；以及
控制部，控制所述短路部的短路动作，
所述控制部根据负载条件使交流电源输出波形的半周期中的所述短路动作的次数变化，并且，使得使所述短路动作的次数变化之后的所述交流电源输出波形的过零点至短路的延迟时间与使所述短路动作的次数变化之前的所述交流电源输出波形的过零点至短路的延迟时间不同。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述控制部在使所述交流电源输出波形的半周期中的所述短路动作的次数增加时，使得使所述短路动作的次数增加之后的所述第1延迟时间从使所述短路动作的次数增加之前的所述第2延迟时间起变化。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述控制部在使所述交流电源输出波形的半周期中的所述短路动作的次数减少时，使得使所述短路动作的次数减少之后的所述延迟时间从使所述短路动作的次数减少之前的所述延迟时间起变化。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
所述控制部具有：
驱动信号生成部，生成与所述期间的长度对应的宽度的接通信号即驱动信号；以及
脉冲分割部，将所述驱动信号分割为多个开关脉冲，
所述脉冲分割部使用将所述多个开关脉冲的接通时间、所述多个开关脉冲的断开时间以及所述多个开关脉冲的编号对应起来的数据，将所述驱动信号分割为多个开关脉冲。
5.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
所述控制部具有：
驱动信号生成部，生成与所述期间的长度对应的宽度的接通信号即驱动信号；以及
脉冲分割部，将所述驱动信号分割为多个开关脉冲，
所述脉冲分割部使用数据来分割为所述多个开关脉冲，该数据是用基于所述多个开关脉冲的编号的函数表示所述多个开关脉冲的接通时间相对所述驱动信号的接通时间的接通占空比和所述多个开关脉冲的断开时间相对所述驱动信号的接通时间的断开占空比的数据。
6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
具备电源电压检测部，该电源电压检测部检测与所述交流电源同步的电源电压，
所述控制部与由所述电源电压检测部取得的所述电源电压同步地使得使所述短路动作的次数变化之后的所述延迟时间与使所述短路动作的次数变化之前的所述延迟时间不同。
7.根据权利要求1至6中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
所述控制部包括微型计算机。
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