CN108599395A - 谐振式无线充电***中的驱动电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种谐振式无线充电***中的驱动电路，包括第一芯片U1、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一二极管D1、第二二极管D2、第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、第三MOS管Q3、第四MOS管Q4和栅极驱动变压器GDT。与现有技术相比较，本发明的谐振式无线充电***中的驱动电路，能够提高***可靠性，降低***成本，简化电路板的布局。
Description
技术领域
本发明涉及无线充电技术领域，尤其涉及一种谐振式无线充电***中的驱动电路。
背景技术
无线充电技术，即Wireless charging technology，是指利用电磁感应原理，在充电器和用电装置之间通过磁场进行能量传输，无需用到电导线，其源于无线电能传输技术，根据传输原理主要分为三种：电磁感应耦合式无线充电技术、磁耦合谐振式无线充电技术和微波辐射式无线充电技术。磁耦合谐振式无线充电技术是在电磁感应耦合式原理的基础上加入了谐振的原理，即能量能够在两个具有相同谐振频率的物体之间进行高效地传递。它在电路的组成上与电磁感应耦合式无线电能传输方式类似，都是将整流后的直流电通过高频逆变转换为高频交流电，接收线圈接收到高频交流电后经过整流电路和直流变换电路给用电设备供电。不同的是在发射线圈和接收线圈上添加了谐振电容，通过改变谐振电容值来使***达到谐振状态，从而实现无线电能传输。
驱动电路作为控制电路和全桥电路的中间环节，将控制***所发出的信号进行放大，使其具有足够大的功率来驱动开关管工作。由于全桥拓扑中每路桥臂包含一个上臂开关管和下臂开关管，它们的源极并不共地，因此控制模块输出的PWM无法正常驱动开关管进行工作，必须通过驱动模块提高其驱动能力。
故，针对现有技术的缺陷，实有必要提出一种技术方案以解决现有技术存在的技术问题。
发明内容
有鉴于此，确有必要提供一种谐振式无线充电***中的驱动电路，能够提高***可靠性，降低***成本，简化电路板的布局。
为了解决现有技术存在的技术问题，本发明的技术方案如下：
一种谐振式无线充电***中的驱动电路，包括第一芯片U1、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一二极管D1、第二二极管D2、第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、第三MOS管Q3、第四MOS管Q4和栅极驱动变压器GDT，其中，所述第一芯片U1的第二引脚、第四引脚与控制电路输出的控制信号相连接，所述第一芯片U1的第一引脚、第八引脚、第六引脚与第一电容C1的一端相连共同与9V电源端相连接；所述第一芯片U1的第七引脚与第二电容C2的一端、第二MOS管Q2的栅极相连接，所述第一芯片U1的第五引脚与第六电容C6的一端、第四MOS管Q4的栅极相连接；所述第二电容C2的另一端与第一二极管D1的正端、第一电阻R1的一端、第一MOS管Q1的栅极相连接，所述第一二极管D1的负端与第一电阻R1的另一端、第三电容C3的一端、第一MOS管Q1的源极相连共同与24V电源端相连接；第一MOS管Q1的漏极与第二MOS管Q2的漏极、第四电容C4的一端、第五电容C5的一端、第二电阻R2的一端、第三电阻R3的一端相连接，第四电容C4的另一端与第五电容C5的另一端、第二电阻R2的另一端、第三电阻R3的另一端相连接与栅极驱动变压器GDT相连接；所述第六电容C6的另一端与第二二极管D2的正端、第四电阻R4的一端、第三MOS管Q3的栅极相连接，第二二极管D2的负端与第四电阻R4的另一端、第三MOS管Q3的源极、第七电容C7的一端相连共同与24V电源端相连接；第三MOS管Q3的漏极与第四MOS管Q4的漏极相连共同与栅极驱动变压器GDT相连接；所述第一芯片U1的第三引脚、第一电容C1的另一端、第三电容C3的另一端、第七电容C7的另一端、第二MOS管Q2的源极、第四MOS管Q4的源极相连共同与地端相连接；所述栅极驱动变压器GDT与全桥逆变电路相连接；
所述第一芯片U1采用UCC27423芯片。
与现有技术相比较，本发明的谐振式无线充电***中的驱动电路，能够提高***可靠性，降低***成本，简化电路板的布局。
附图说明
图1为本发明中谐振式无线充电***的***框图。
图2为本发明驱动电路的原理框图。
图3为UCC27423芯片内部结构图。
图4为栅极驱动变压器的结构图。
如下具体实施例将结合上述附图进一步说明本发明。
具体实施方式
以下将结合附图对本发明提供的技术方案作进一步说明。
参见图1，所示为本发明提供的谐振式无线充电***的***框图，包括整流滤波模块、全桥逆变电路、驱动电路、控制电路、信号反馈单元、谐振发射单元以及谐振接收单元，其中，所述整流滤波模块与市电输入相连接，用于输出直流电压以为该***提供供电；
所述全桥逆变电路用于根据驱动电路的驱动信号将所述整流滤波模块输出的直流电压逆变为与所述谐振发射单元频率相匹配的交流电；
所述谐振接收单元与所述谐振发射单元工作在谐振状态，两者之间产生磁场耦合共振并以此实现能量的无线传输；
所述信号反馈单元与所述谐振发射单元相连接，用于向所述控制电路传输反馈信号；
所述控制电路用于根据反馈信号输出控制信号控制所述驱动电路。
其中，市电输入经过整流滤波得到直流电压，再经过全桥逆变电路为发射线圈提供特定频率的交流电，发射线圈和接收线圈分别与谐振电容构成两个LC谐振电路，通过设计两线圈的物理参数和谐振电容值，使得两线圈的固有频率等于***工作频率，***工作在谐振状态，发射线圈和接收线圈发生磁场耦合共振，产生高频交变磁场，交变的磁场辐射到接收线圈，从而产生感应电流，实现了能量的无线传输。
谐振电容主要作用是补偿线圈的感抗值，使***工作在谐振状态。***处于谐振状态时，回路中流过的电流可达上百安，同时需要承受上千伏的谐振电压，而且电压频率也很高。
在一种优选实施方式中，所述信号反馈单元采用互感器。
在一种优选实施方式中，所述谐振发射单元包括发射端谐振电容和发射线圈。
在一种优选实施方式中，所述谐振接收单元包括接收端谐振电容和接收线圈。
在一种优选实施方式中，本发明采用美国CDE电容，其具有超大容量、高耐压、高工作温度和超宽温度范围、低阻抗、低电感、高频率、高抑制纹波电流能力、超长寿命的特点，具有很好的谐振特性。本发明一种优选实施方式中中设定的***频率为30kHz，实际采用线圈电感为37.42μH，根据以下谐振频率公式可得谐振电容值为：
实际中将6个电容值为0.44μF，耐压值为3000V/70A的CDE电容采用三并两串的方式接入电路，能够使***工作在谐振条件。
在一种优选的实施方式中，整流滤波模块采用桥式整流电路，具体采用的是MDQ100-16整流模块。
参见图2，所示为本发明驱动电路的原理框图，包括第一芯片U1、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一二极管D1、第二二极管D2、第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、第三MOS管Q3、第四MOS管Q4和栅极驱动变压器GDT，其中，所述第一芯片U1的第二引脚、第四引脚与控制电路输出的控制信号相连接，所述第一芯片U1的第一引脚、第八引脚、第六引脚与第一电容C1的一端相连共同与9V电源端相连接；所述第一芯片U1的第七引脚与第二电容C2的一端、第二MOS管Q2的栅极相连接，所述第一芯片U1的第五引脚与第六电容C6的一端、第四MOS管Q4的栅极相连接；所述第二电容C2的另一端与第一二极管D1的正端、第一电阻R1的一端、第一MOS管Q1的栅极相连接，所述第一二极管D1的负端与第一电阻R1的另一端、第三电容C3的一端、第一MOS管Q1的源极相连共同与24V电源端相连接；第一MOS管Q1的漏极与第二MOS管Q2的漏极、第四电容C4的一端、第五电容C5的一端、第二电阻R2的一端、第三电阻R3的一端相连接，第四电容C4的另一端与第五电容C5的另一端、第二电阻R2的另一端、第三电阻R3的另一端相连接与栅极驱动变压器相连接；所述第六电容C6的另一端与第二二极管D2的正端、第四电阻R4的一端、第三MOS管Q3的栅极相连接，第二二极管D2的负端与第四电阻R4的另一端、第三MOS管Q3的源极、第七电容C7的一端相连共同与24V电源端相连接；第三MOS管Q3的漏极与第四MOS管Q4的漏极相连共同与栅极驱动变压器相连接；所述第一芯片U1的第三引脚、第一电容C1的另一端、第三电容C3的另一端、第七电容C7的另一端、第二MOS管Q2的源极、第四MOS管Q4的源极相连共同与地端相连接；所述栅极驱动变压器与全桥逆变电路相连接；
所述第一芯片U1采用UCC27423芯片。
UCC27423是TI公司生产的电流放大芯片，其内部结构和引脚图如图3所示。它是一款双路高速低侧MOSFET驱动器，采用独特的双极型晶体管图腾柱和MOSFET图腾柱并联输出，具有更高的峰值输出电流驱动能力，最大可输出4A电流，添加了使能端可以更加灵活地控制输出电平，同时还具有更低的导通电流，在开、关状态下器件都有足够低的阻抗等优点。
其中，ENBA和ENBB为使能端，INA和INB为输入端，OUTA和OUTB为输出端。表1是UCC27423的真值表。
表1 UCC27423真值表
从图2可以看出UCC27423的两个使能端ENBA和ENBB都接上高电平，输入端INA和INB是是控制电路输出的一对互补的信号，通过内部反向器输出端OUTA和OUTB也是一对互补的信号。为了进一步增大驱动能力，输出端OUTA和OUTB都接上一个MOSFET图腾柱电路。利用两个晶体管构成推挽输出，提升电流的提供能力，从而提高驱动能力。为了减小驱动板面积，本发明采用了快捷半导体推出的MOSFET组件FDD8424H，其内部结构如图所示，它将一个P沟道高侧MOSFET和一个N沟道低侧MOSFET整合在一起，提供了良好的散热能力，有助于提高***可靠性，降低***成本，简化电路板的布局并缩短设计时间。
由于全桥逆变电路具有四个开关管，UCC27423的输出不能直接与IGBT栅极相连，否则会造成全桥的短路。需要采用隔离驱动，目前常用的隔离驱动电路有变压器隔离和光耦隔离。光耦隔离可能会因芯片响应延迟而出现驱动信号滞后现象，此外光耦芯片还需要外加辅助电源供电，供电电源也需要单独隔离，虽然光耦隔离的器件占用空间小，但是需要额外做隔离，操作复杂。所以本设计采用栅极驱动变压器(GDT)来起到隔离和浮地的作用，栅极驱动变压器(GDT)具有延时低，灵活性好等优点，，其结构如图4所示。
栅极驱动变压器的初级接驱动电路的图腾柱输出，次级分别与全桥四个开关管通过相同的数字一一对应连接。变压器采用直径为25mm的磁环，用线径为的漆包线按照1:1的比例绕制匝，共有5个绕组，一个原边绕组，四个副边绕组，同名端相同的接到同一桥臂的开关管上，实现对开关管的浮地驱动。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
Claims (1)
1.一种谐振式无线充电***中的驱动电路，其特征在于，包括第一芯片U1、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一二极管D1、第二二极管D2、第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、第三MOS管Q3、第四MOS管Q4和栅极驱动变压器GDT，其中，所述第一芯片U1的第二引脚、第四引脚与控制电路输出的控制信号相连接，所述第一芯片U1的第一引脚、第八引脚、第六引脚与第一电容C1的一端相连共同与9V电源端相连接；所述第一芯片U1的第七引脚与第二电容C2的一端、第二MOS管Q2的栅极相连接，所述第一芯片U1的第五引脚与第六电容C6的一端、第四MOS管Q4的栅极相连接；所述第二电容C2的另一端与第一二极管D1的正端、第一电阻R1的一端、第一MOS管Q1的栅极相连接，所述第一二极管D1的负端与第一电阻R1的另一端、第三电容C3的一端、第一MOS管Q1的源极相连共同与24V电源端相连接；第一MOS管Q1的漏极与第二MOS管Q2的漏极、第四电容C4的一端、第五电容C5的一端、第二电阻R2的一端、第三电阻R3的一端相连接，第四电容C4的另一端与第五电容C5的另一端、第二电阻R2的另一端、第三电阻R3的另一端相连接与栅极驱动变压器GDT相连接；所述第六电容C6的另一端与第二二极管D2的正端、第四电阻R4的一端、第三MOS管Q3的栅极相连接，第二二极管D2的负端与第四电阻R4的另一端、第三MOS管Q3的源极、第七电容C7的一端相连共同与24V电源端相连接；第三MOS管Q3的漏极与第四MOS管Q4的漏极相连共同与栅极驱动变压器GDT相连接；所述第一芯片U1的第三引脚、第一电容C1的另一端、第三电容C3的另一端、第七电容C7的另一端、第二MOS管Q2的源极、第四MOS管Q4的源极相连共同与地端相连接；所述栅极驱动变压器GDT与全桥逆变电路相连接；
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