CN108565987A - 谐振式无线充电***中的全桥逆变电路 - Google Patents

谐振式无线充电***中的全桥逆变电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种谐振式无线充电***中的全桥逆变电路，包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9、第十二极管D10、第十一二极管D11、第十二二极管D12、第十三二极管D13、第十四二极管D14、第十五二极管D15、第十六二极管D16、第一IGBT管Q1、第二IGBT管Q2、第三IGBT管Q3、第四IGBT管Q4、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5和第一电感L1。与现有技术相比较，本发明的全桥逆变电路在大功率无线充电***中能够有效保护全桥。

Description

谐振式无线充电***中的全桥逆变电路
技术领域
本发明涉及无线充电技术领域，尤其涉及一种谐振式无线充电***中的全桥逆变电路。
背景技术
全桥逆变电路是磁耦合谐振式无线充电技术高频逆变电路的一种，它将经过整流滤波的直流电转化为特定频率的交流电，该电路需要具有效率高、损耗小和抗干扰能力强等优点。它是整个无线充电***的核心环节，直接影响着***的传输功率和效率。目前磁耦合谐振式无线充电技术的高频逆变方案主要有两种：一种是通过电子电力变换电路实现，另一种是通过功率放大器对高频信号进行放大实现。前者容易获得较大功率但频率一般不会太高，在几百kHz 以内；后者借助于信号发生器可以实现较高的频率，但设备成本高，实现较为困难。在电子电力变换电路中，常用于大功率高频逆变的电路有半桥结构和全桥结构两种逆变电路。
参见图1，所示为现有技术全桥逆变电路的原理框图，电路含有四个开关管，相比与其它拓扑增加了开关管上的损耗，但流经单个开关管的电压跟电流也随之减小，既拥有了推挽拓扑的电流特性，又保留了半桥拓扑的电压特性，所以常常用在大功率的开关电源设计中。可以把它看作是由两个半桥逆变电路组合而成，把对角线上的两个开关管看作是一对，四个桥臂组合成两队桥臂。在驱动信号的控制下，成对的桥臂同时导通，两对桥臂交替导通，输出就得到了交流信号，完成了直流到交流的转变。在大功率无线充电***中，***在工作时，电压会瞬间上升到很高，从而导致开关管被击穿或者瞬间的高压损坏全桥。
故，针对现有技术的缺陷，实有必要提出一种技术方案以解决现有技术存在的技术问题。
发明内容
有鉴于此，确有必要提供一种谐振式无线充电***中的全桥逆变电路，在大功率无线充电***中能够有效保护全桥。
为了解决现有技术存在的技术问题，本发明的技术方案如下：
一种谐振式无线充电***中的全桥逆变电路，包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9、第十二极管D10、第十一二极管D11、第十二二极管D12、第十三二极管D13、第十四二极管D14、第十五二极管D15、第十六二极管D16、第一IGBT管Q1、第二IGBT管Q2、第三IGBT 管Q3、第四IGBT管Q4、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻 R4、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5和第一电感L1，其中，所述第一电阻R1的一端与第一二极管D1的负端相连接作为输入1端，所述第一电阻R1的另一端与第一二极管D2的正端、第五二极管D5的负端、第一IGBT管Q1的栅极相连接，第五二极管D5的正端与第一 IGBT管Q1的漏极、第九二极管D9的正端、第二电容C2的一端、第十三二极管D13的正端、第一电感L1的一端、第二IGBT管Q2的源极、第十二极管D10 的负端、第三电容C3的一端、第十四二极管D14的负端相连接作为输入2端；第一IGBT管Q1的源极与第九二极管D9的负端、第二电容C2的另一端、第十三二极管D13的负端、第三IGBT管Q3的源极、第十一二极管D11的负端、第四电容C4的一端、第十五二极管D15的负端相连接；
所述第二电阻R2的一端与第二二极管D2的负端相连接作为输入3端，所述第二电阻R2的另一端与第二二极管D2的正端、第六二极管D6的负端、第二IGBT管Q2的栅极相连接，所述第六二极管D6的正端与第二IGBT管Q2的漏极、第十二极管D10的正端、第三电容C3的另一端、第十四二极管D14的正端、第八二极管D8的正端、第四IGBT管Q4的漏极、第十二二极管D12的正端、第五电容C5的一端、第十六二极管D16的正端相连接作为输入4端或输入8端；
所述第三电阻R3的一端与第三二极管D3的负端相连接作为输入5端；所述第三电阻R3的另一端与所述第三二极管D3的正端、第七二极管D7的负端、第三IGBT管Q3的栅极相连接，所述第七二极管D7的正端与第三IGBT管Q3 的漏极、第十一二极管D11的正端、第一电容C1的一端、第四IGBT管Q4的源极、第十二二极管D12的负端、第四电容C4的另一端、第五电容C5的另一端、第十五二极管D15的正端、第十六二极管D16的负端相连接作为输入6 端；所述第一电容C1的另一端与所述第一电感L1的另一端相连接；
所述第四电阻R4的一端与第四二极管D4的负端相连接作为输入7端，所述第四电阻R4的另一端与第四二极管D4的正端、第八二极管D8的负端、第四IGBT管Q4的栅极相连接；
输入1端、输入5端、输入3端、输入7端分别与驱动电路的输出端相连接；输入2端、输入6端、输入4端、输入8端分别与整流滤波模块输出的直流电压相连接；
所述第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8采用瞬态抑制二极管P6KE18CA；所述第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4采用肖特基二极管IN5819；所述第十三二极管D13、第十四二极管D14、第十五二极管D15、第十六二极管D16采用瞬态抑制二极管 1.5KE440CA。
与现有技术相比较，本发明的谐振式无线充电***中的全桥逆变电路，在大功率无线充电***中能够有效保护全桥。
附图说明
图1为现有技术全桥逆变电路的原理框图。
图2为本发明中谐振式无线充电***的***框图。
图3为本发明全桥逆变电路的原理框图。
如下具体实施例将结合上述附图进一步说明本发明。
具体实施方式
以下将结合附图对本发明提供的技术方案作进一步说明。
参见图2，所示为本发明提供的谐振式无线充电***的***框图，包括整流滤波模块、全桥逆变电路、驱动电路、控制电路、信号反馈单元、谐振发射单元以及谐振接收单元，其中，所述整流滤波模块与市电输入相连接，用于输出直流电压以为该***提供供电；
所述全桥逆变电路用于根据驱动电路的驱动信号将所述整流滤波模块输出的直流电压逆变为与所述谐振发射单元频率相匹配的交流电；
所述谐振接收单元与所述谐振发射单元工作在谐振状态，两者之间产生磁场耦合共振并以此实现能量的无线传输；
所述信号反馈单元与所述谐振发射单元相连接，用于向所述控制电路传输反馈信号；
所述控制电路用于根据反馈信号输出控制信号控制所述驱动电路。
其中，市电输入经过整流滤波得到直流电压，再经过全桥逆变电路为发射线圈提供特定频率的交流电，发射线圈和接收线圈分别与谐振电容构成两个 LC谐振电路，通过设计两线圈的物理参数和谐振电容值，使得两线圈的固有频率等于***工作频率，***工作在谐振状态，发射线圈和接收线圈发生磁场耦合共振，产生高频交变磁场，交变的磁场辐射到接收线圈，从而产生感应电流，实现了能量的无线传输。
谐振电容主要作用是补偿线圈的感抗值，使***工作在谐振状态。***处于谐振状态时，回路中流过的电流可达上百安，同时需要承受上千伏的谐振电压，而且电压频率也很高。
在一种优选实施方式中，所述信号反馈单元采用互感器。
在一种优选实施方式中，所述谐振发射单元包括发射端谐振电容和发射线圈。
在一种优选实施方式中，所述谐振接收单元包括接收端谐振电容和接收线圈。
在一种优选实施方式中，本发明采用美国CDE电容，其具有超大容量、高耐压、高工作温度和超宽温度范围、低阻抗、低电感、高频率、高抑制纹波电流能力、超长寿命的特点，具有很好的谐振特性。本发明一种优选实施方式中中设定的***频率为30kHz，实际采用线圈电感为37.42μH，根据以下谐振频率公式可得谐振电容值为：
实际中将6个电容值为0.44μF，耐压值为3000V/70A的CDE电容采用三并两串的方式接入电路，能够使***工作在谐振条件。
在一种优选的实施方式中，整流滤波模块采用桥式整流电路，具体采用的是MDQ100-16整流模块。
参见图3，所示为本发明全桥逆变电路的原理框图，包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管 D6、第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9、第十二极管D10、第十一二极管D11、第十二二极管D12、第十三二极管D13、第十四二极管D14、第十五二极管D15、第十六二极管D16、第一IGBT管Q1、第二IGBT管Q2、第三 IGBT管Q3、第四IGBT管Q4、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容 C5和第一电感L1，其中，所述第一电阻R1的一端与第一二极管D1的负端相连接作为输入1端，所述第一电阻R1的另一端与第一二极管D2的正端、第五二极管D5的负端、第一IGBT管Q1的栅极相连接，第五二极管D5的正端与第一IGBT管Q1的漏极、第九二极管D9的正端、第二电容C2的一端、第十三二极管D13的正端、第一电感L1的一端、第二IGBT管Q2的源极、第十二极管 D10的负端、第三电容C3的一端、第十四二极管D14的负端相连接作为输入2 端；第一IGBT管Q1的源极与第九二极管D9的负端、第二电容C2的另一端、第十三二极管D13的负端、第三IGBT管Q3的源极、第十一二极管D11的负端、第四电容C4的一端、第十五二极管D15的负端相连接；
所述第二电阻R2的一端与第二二极管D2的负端相连接作为输入3端，所述第二电阻R2的另一端与第二二极管D2的正端、第六二极管D6的负端、第二IGBT管Q2的栅极相连接，所述第六二极管D6的正端与第二IGBT管Q2的漏极、第十二极管D10的正端、第三电容C3的另一端、第十四二极管D14的正端、第八二极管D8的正端、第四IGBT管Q4的漏极、第十二二极管D12的正端、第五电容C5的一端、第十六二极管D16的正端相连接作为输入4端或输入8端；
所述第三电阻R3的一端与第三二极管D3的负端相连接作为输入5端；所述第三电阻R3的另一端与所述第三二极管D3的正端、第七二极管D7的负端、第三IGBT管Q3的栅极相连接，所述第七二极管D7的正端与第三IGBT管Q3 的漏极、第十一二极管D11的正端、第一电容C1的一端、第四IGBT管Q4的源极、第十二二极管D12的负端、第四电容C4的另一端、第五电容C5的另一端、第十五二极管D15的正端、第十六二极管D16的负端相连接作为输入6 端；所述第一电容C1的另一端与所述第一电感L1的另一端相连接；
所述第四电阻R4的一端与第四二极管D4的负端相连接作为输入7端，所述第四电阻R4的另一端与第四二极管D4的正端、第八二极管D8的负端、第四IGBT管Q4的栅极相连接；
输入1端、输入5端、输入3端、输入7端分别与驱动电路的输出端相连接；输入2端、输入6端、输入4端、输入8端分别与整流滤波模块输出的直流电压相连接；
所述第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8采用瞬态抑制二极管P6KE18CA；所述第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4采用肖特基二极管IN5819；所述第十三二极管D13、第十四二极管D14、第十五二极管D15、第十六二极管D16采用瞬态抑制二极管 1.5KE440CA。
***在工作时，电压会瞬间上升到很高，为了保护开关管不被击穿以及防止瞬间的高压损坏全桥，用到了瞬态抑制二极管P6KE18CA和1.5KE440CA，瞬态抑制二极管能在极短的时间内承受很高的反向电压冲击，使两极间的电压钳位于特定电压，避免后续的电路受到反向电压的冲击，常用于过压保护。 P6KE18CA最高可吸收600W的浪涌功率，将其连接在每个开关管的栅极和源极之间，如图中D5-D8。1.5KE440CA最高可吸收1500W的浪涌功率，将其并联在每个开关管上，如图中D13-D16，同时并联了吸收电容C2-C5。栅极上串联的电阻是为了改变控制脉冲的前后沿陡度和防止震荡；为了加速IGBT关断，在电阻上并联了肖特基二极管IN5819。
IGBT是绝缘栅双极型晶体管，它是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组合而成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，具有开关速度快、高输入阻抗、通态压降低，耐压高、大电流的优点。虽然其开关速度不及MOS管，但是其导通时的饱和压降要比MOS管低。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (1)

1.一种谐振式无线充电***中的全桥逆变电路，其特征在于，包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9、第十二极管D10、第十一二极管D11、第十二二极管D12、第十三二极管D13、第十四二极管D14、第十五二极管D15、第十六二极管D16、第一IGBT管Q1、第二IGBT管Q2、第三IGBT管Q3、第四IGBT管Q4、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5和第一电感L1，其中，所述第一电阻R1的一端与第一二极管D1的负端相连接作为输入1端，所述第一电阻R1的另一端与第一二极管D2的正端、第五二极管D5的负端、第一IGBT管Q1的栅极相连接，第五二极管D5的正端与第一IGBT管Q1的漏极、第九二极管D9的正端、第二电容C2的一端、第十三二极管D13的正端、第一电感L1的一端、第二IGBT管Q2的源极、第十二极管D10的负端、第三电容C3的一端、第十四二极管D14的负端相连接作为输入2端；第一IGBT管Q1的源极与第九二极管D9的负端、第二电容C2的另一端、第十三二极管D13的负端、第三IGBT管Q3的源极、第十一二极管D11的负端、第四电容C4的一端、第十五二极管D15的负端相连接；
所述第二电阻R2的一端与第二二极管D2的负端相连接作为输入3端，所述第二电阻R2的另一端与第二二极管D2的正端、第六二极管D6的负端、第二IGBT管Q2的栅极相连接，所述第六二极管D6的正端与第二IGBT管Q2的漏极、第十二极管D10的正端、第三电容C3的另一端、第十四二极管D14的正端、第八二极管D8的正端、第四IGBT管Q4的漏极、第十二二极管D12的正端、第五电容C5的一端、第十六二极管D16的正端相连接作为输入4端或输入8端；
所述第三电阻R3的一端与第三二极管D3的负端相连接作为输入5端；所述第三电阻R3的另一端与所述第三二极管D3的正端、第七二极管D7的负端、第三IGBT管Q3的栅极相连接，所述第七二极管D7的正端与第三IGBT管Q3的漏极、第十一二极管D11的正端、第一电容C1的一端、第四IGBT管Q4的源极、第十二二极管D12的负端、第四电容C4的另一端、第五电容C5的另一端、第十五二极管D15的正端、第十六二极管D16的负端相连接作为输入6端；所述第一电容C1的另一端与所述第一电感L1的另一端相连接；
所述第四电阻R4的一端与第四二极管D4的负端相连接作为输入7端，所述第四电阻R4的另一端与第四二极管D4的正端、第八二极管D8的负端、第四IGBT管Q4的栅极相连接；
输入1端、输入5端、输入3端、输入7端分别与驱动电路的输出端相连接；输入2端、输入6端、输入4端、输入8端分别与整流滤波模块输出的直流电压相连接；
所述第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8采用瞬态抑制二极管P6KE18CA；所述第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4采用肖特基二极管IN5819；所述第十三二极管D13、第十四二极管D14、第十五二极管D15、第十六二极管D16采用瞬态抑制二极管1.5KE440CA。
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