CN108418429B - 开关调节器及其控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种开关调节器及其控制装置、以及电子设备。说明书所公开的控制装置成为具备输出开关和同步整流开关的开关调节器的控制主体，具有：合计部，其将与流过所述输出开关的电流对应的第一检测信号和与流过所述同步整流开关的电流对应的第二检测信号进行合计而生成合计检测信号；平滑部，其对所述合计检测信号进行平滑处理而生成平滑检测信号；以及开关驱动部，其通过与所述平滑检测信号对应的电流模式控制来互补地驱动所述输出开关和所述同步整流开关。

Description

开关调节器及其控制装置
技术领域
本发明涉及一种电流模式控制型开关调节器，尤其涉及一种能够排除当高侧晶体管和低侧晶体管的接通/断开时发生的振铃噪声的影响的电流模式控制型开关调节器。
背景技术
以往，在电流模式控制型开关调节器中，有检测流过低侧晶体管和高侧晶体管中的至少一者的电流而进行电流模式控制的开关调节器。
日本特开2016-67113号公报(以下，称专利文献1)提出了一种电流模式控制型开关电源装置。在专利文献1的图1中公开了检测流过低侧晶体管的电流的装置，图14中公开了检测流过高侧晶体管的电流的装置，另外，在图11中公开了检测流过两侧的晶体管的电流的装置。
日本特开2011-135629号公报(以下，称专利文献2)公开了能够进行避免振铃噪声的影响的电流检测的电动机控制装置。这样的电动机控制装置具备电流检测单元，其在上臂开关(高侧晶体管)和下臂开关(低侧晶体管)中占空比大的一侧的臂开关导通时的导通区间，由电流检测单元检测或推定流过无刷电动机的连接电路的电流值。
若参照专利文献2的段落0020(实施例3)，则示出了始终在上臂开关的导通侧和下臂开关的导通侧分别检测电动机电流，并将两个检测值的平均作为电流检测值的例子。若进一步参照0021段，则教导了通常在上臂开关导通时和下臂开关导通时反相位地发生振铃噪声。根据专利文献2，无需改变开关动作即可进行避免振铃噪声的影响的电流检测。
专利文献1公开了各种电流模式控制型开关调节器。然而，其目的在于提供一种当输出电压相对于输入电压的比值小时和比值大时这两种情况下均适合的电流模式控制型开关电源装置。目的并不旨在避免在开关调节器中产生的振铃的影响。
专利文献2教导了进行高侧晶体管和低侧晶体管的开关时发生振铃噪声，以及在为避免该振铃噪声的影响而使占空比大的一侧的臂开关导通的导通区间，通过电流检测单元检测流过上臂开关(高侧晶体管)或下臂开关(低侧晶体管)的电流值。但是，由于将用于运算占空比的占空比运算电路作为必需的构成要素，因而使电路结构变得复杂。另外，具体而言，由于电流检测单元采用分流电阻，而且是将该分流电阻连接于无刷电动机的线圈的电路结构，因而发生分流电阻上的耗电。另外，由于必须与逆变器的电路部独立地备置分流电阻，因而会发生电路规模增大的不足。
发明内容
本发明为克服上述缺陷而进行，其目的在于，提供一种能够通过简便的电路结构来避免振铃噪声的影响的电流模式控制型开关调节器。
本说明书所公开的控制装置成为具备输出开关和同步整流开关的开关调节器的控制主体，其是一种如下结构，即，具有：合计部，其将与流过所述输出开关的电流对应的第一检测信号和与流过所述同步整流开关的电流对应的第二检测信号进行合计而生成合计检测信号；平滑部，其对所述合计检测信号进行平滑而生成平滑检测信号；以及开关驱动部，其通过与所述平滑检测信号对应的电流模式控制来互补地驱动所述输出开关和所述同步整流开关。
此外，关于本发明的其他特征、要素、步骤、优点和特性，将通过以下待续的优选实施方式的详细说明或关于其的附图而变得更明确。
附图说明
图1A是示出本发明的第一实施方式的具备降压型电流模式控制型开关调节器的电子设备的电路结构图(晶体管内置型)。
图1B是本发明的第一实施方式的具备降压型电流模式控制型开关调节器的电子设备的电路结构图(晶体管外置型)。
图2是图1A和图1B中的主要节点的信号波形图。
图3A是示出在图1A和图1B中高侧晶体管的导通占空比低时主要信号、电压中包括的振铃噪声的示意图。
图3B是示出在图1A和图1B中高侧晶体管的导通占空比高时主要信号、电压中包括的振铃噪声的示意图。
图4是在图1A和图1B中与图2所示的节点不同的节点的信号波形图。
图5是说明在图1A和图1B中分别从作为本发明的特征的合计单元8、低通滤波器10以及斜率信号生成电路11输出的电压、信号的信号波形图。
图6A是示出本发明的第二实施方式的具备升压型电流模式控制型开关调节器的电子设备的电路结构图(晶体管内置型)。
图6B是示出本发明的第二实施方式的具备升压型电流模式控制型开关调节器的电子设备的电路结构图(晶体管外置型)。
具体实施方式
(第一实施方式)
图1A和图1B是应用了本发明的具备降压型(降压式)电流模式控制型开关调节器的电子设备的电路结构图。此外，描绘于各图的一点划线框内的构成要素表示是集成于半导体集成电路装置的构成要素。下面参照附图对本发明的一实施方式进行说明。未图示的电池等直流电源的输出电压成为电流模式控制型开关调节器1的输入电压Vin。被施加输入电压Vin的输入端子IN连接至高侧晶体管TH1(＝相当于输出开关)的源极。高侧晶体管TH1的漏极和电感器L1以及低侧晶体管TL(＝相当于同步整流开关)的漏极在节点N1上共同地连接。低侧晶体管TL1的源极连接至接地电位GND。高侧晶体管TH1和低侧晶体管TL1基于从PWM(pulse width modulation，脉宽调制)控制电路13输出的高侧栅极信号GH和低侧栅极信号GL而重复接通/断开，来作为控制流过电感器L1的电感器电流Isw的开关晶体管而发挥功能。此外，在本说明书中，所谓的高侧晶体管，与降压型、升压型无关地，配置于电源电压侧的称为高侧晶体管，配置于接地电位GND侧的称为低侧晶体管。
此外，在图1A和图1B中，高侧晶体管TH1是P沟道MOS(metal oxidesemiconductor，金属氧化物半导体)场效应晶体管(以下，称pMOS晶体管)，低侧晶体管TL1是N沟道MOS场效应晶体管(以下，称nMOS晶体管)。另外，作为高侧晶体管TH1、低侧晶体管TL1，也可以采用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)等。另外，高侧晶体管TH1和低侧晶体管TL1也可以由双极晶体管构成。
电感器L1的一端连接至节点N1。电感器L1的另一端连接至节点N2。在节点N2连接有电阻R1的一端、平滑电容C1的一端以及输出端子OUT。平滑电容C1的另一端接地。在输出端子OUT连接有负载RL。负载RL例如是CPU。电阻R1的另一端在节点N3与电阻R2的一端共同地连接，电阻R2的另一端连接至接地电位GND。
反馈电压生成电路2由串联连接于节点N2与接地电位GND之间的电阻R1和R2构成，且向作为彼此共同连接点的节点N3输出反馈电压Vfb。
误差放大电路3将输入至反相输入端子的反馈电压Vfb和输入至非反相输入端子的基准电压Vt1进行比较，并输出其差分(差值，差量)的误差信号Verr。
相位补偿电路4为防止电流模式控制型开关调节器1的异常振荡而备置。相位补偿电路4由串联连接于误差放大电路3的输出端与接地端之间的电容(电容器)C2和电阻R3构成。
PWM比较器5对施加于反相输入端子的误差信号Verr和施加于非反相输入端子的斜率信号(slope signal，斜坡信号)Vsl进行比较，来生成复位信号Soff。PWM比较器5在误差信号Verr超过斜率信号Vsl的定时输出复位信号Soff。
高侧放大单元6(＝相当于第一放大部)例如由运算放大器构成，且放大施加于高侧晶体管TH1的源极的输入电压Vin和在漏极产生的开关电压Vsw之间的差分即高侧检测电压VH(＝相当于第一检测信号)，而输出高侧检测放大电压VHα(＝相当于第一放大检测信号)。此外，高侧放大单元6的电压放大度的大小用符号α表示。高侧放大单元6的非反相输入端子连接至高侧晶体管TH1的源极即输入端子IN，高侧放大单元6的反相输入端子连接至高侧晶体管TH1的漏极即节点N1。高侧检测电压VH与流过高侧晶体管TH1的高侧电流IH成正比。这是因为，若设高侧晶体管TH1的导通电阻为RonH，则高侧检测电压VH用VH＝RonH×IH表示。从而，高侧晶体管TH1的导通电阻RonH作为将高侧电流IH转换成高侧检测电压VH的电流-电压转换单元而发挥作用。亦即，高侧晶体管TH1的导通电阻RonH被用作本发明的高侧电压检测单元(＝相当于第一电流检测部)。但是，作为高侧电压检测单元，例如也可以另外采用几Ω至十几Ω的低电阻值的电阻元件。
通过对高侧检测电压VH乘以电压放大度α即VH×α＝Ron×IH×α，表示从高侧放大单元6输出的高侧检测放大电压VHα，但本发明中的高侧放大单元6的输出作为检测输出电流i6而取出。这将在后面的描述中变得清楚，这是为了利用合计电阻R4对高侧检测放大电压VHα和低侧检测放大电压VLβ进行合计。
与高侧放大单元6同样地，低侧放大单元7(＝相当于第二放大部)例如由运算放大器构成，且放大低侧晶体管TL1的源极与漏极间的电压，即接地电位GND与显现于节点N1的开关电压Vsw之间的差分即低侧检测电压VL(＝相当于第二检测信号)，而输出低侧检测放大电压VLβ(＝相当于第二放大检测信号)。此外，低侧放大单元7的电压放大度的大小用符号β表示。低侧放大单元7的非反相输入端子连接至低侧晶体管TL1的源极所连接的接地电位GND，低侧放大单元7的反相输入端子连接至低侧晶体管TL1的漏极即节点N1。低侧检测电压VL与流过低侧晶体管TL1的低侧电流IL成正比。流过这是因为，若设低侧晶体管TL1的导通电阻为RonL，则低侧检测电压VL以VL＝RonL×IL表示。从而，低侧晶体管TL1的导通电阻RonL作为将低侧电流IL转换成低侧检测电压VL的电流-电压转换单元而发挥作用。亦即，低侧晶体管TL1的导通电阻RonL被用作本发明的低侧电压检测单元(＝相当于第二电流检测部)。
利用对低侧检测电压VL乘以电压放大度β即VL×β＝RonL×IL×β表示从低侧放大单元7输出的低侧检测放大电压VLβ，但本发明中的低侧放大单元7的输出作为检测输出电流i7而取出。这将在后面的描述中变得清楚，这是为了利用合计电阻R4容易地进行低侧检测放大电压VLβ和高侧检测放大电压VHα的合计。
从低侧放大单元7输出的低侧检测放大电压VLβ为VLBβ＝VL×β＝RonL×IL×β，从高侧放大单元6输出的高侧检测放大电压VHα为VHα＝VH×α＝RonH×IH×α，这一点同上述。在本发明的一实施方式中，优选设定为VHα＝VLβ，即RonH×IH×α＝RonL×IL×β。由此，能够检测电感器电流Isw的电流纹波。
合计单元8(＝相当于合计部)包括合计电阻R4，且通过对检测输出电流i6和检测输出电流i7的合计电流进行电压转换来生成合成电压Vsense(＝相当于合计检测信号)。这样，在合计单元8生成的合成电压Vsense成为对高侧检测放大电压VHα和低侧检测放大电压VLβ进行合计而得的电压。检测输出电流i6从高侧放大单元6的输出段输出，检测输出电流i7从低侧放大单元7的输出段输出。也可以说，检测输出电流i6和i7分别为高侧放大单元6和低侧放大单元7的电流输出信号。由于检测输出电流i6、i7从输出阻抗高的输出段输出，因而将与高侧检测电压VH和低侧检测电压VL对应的电流忠实地供给至合计电阻R4。由此，在合计电阻R4中，将能够无损失地对高侧检测电压VH和低侧检测电压VL进行加算。在合成电阻R4中，若对检测输出电流i6和i7进行合计，则其合计电流再次被转换成电压而生成合成电压Vsense。
为了将从前段的合计单元8输出的合计电压Vsense精确地传递至后段的低通滤波器10，而备置缓冲器9。缓冲器9的非反相输入端子连接至合计单元8，并输入有合计电压Vsense。缓冲器9的反相输入端子和输出端子共同地连接，且连接至后段的低通滤波器10。从缓冲器9输出缓冲器输出电压Vbuf。缓冲器输出电压Vbuf的大小与合计电压Vsense的大小相等。
低通滤波器10(＝相当于平滑部)对缓冲器输出电压Vbuf进行平滑处理。由此，缓冲器输出电压Vbuf中包括的振铃噪声得以平滑。低通滤波器10输出低通滤波器输出电压Vlpf(＝相当于平滑检测信号)。低通滤波器10可以由组合了熟知的运算放大器、电容和电阻的积分电路而构成。若积分电路的积分效果不充分，则残留振铃噪声，且耐振铃噪声特性下降。反之，若为了加大积分电路的积分效果，例如较大地设定CR时间常数，则电流模式控制型开关调节器的响应性下降。因此，通过兼顾二者来设定低通滤波器10的时间常数。
为了生成对电流模式控制型开关调节器1进行PWM控制所需要的三角波电压或锯齿波电压等斜率信号Vsl，而备置斜率信号生成电路11。根据来自低通滤波器10的低通滤波器输出电压Vlpf而决定斜率信号Vsl的直流电平。
振荡器12例如由将熟知的CR振荡器、逆变器或差动放大器环状地连接而得的电路而构成。振荡器12以预定的振荡频率生成设定信号Son，并将其供给至后段的PWM控制电路13。此外，设定信号Son还经由节点N5被供给至斜率信号生成电路11，并成为用于生成斜率信号Vsl的基准信号。
PWM控制电路13接受从振荡器12输出的设定信号Son和从PWM比较器5输出的复位信号Soff，并输出高侧栅极信号GH和低侧栅极信号GL，并使高侧晶体管TH1和低侧晶体管T1L互补地进行接通/断开。在PWM控制电路13的内部具备有未图示的顺序电路，例如RS触发器，并向该RS触发器的设定端子施加在振荡器12生成的设定信号Son，向复位端子施加从PWM比较器5输出的复位信号Soff。
在PWM控制电路13中，为防止从高侧晶体管TH1流过低侧晶体管TL1的过大的贯通电流，设置有高侧栅极信号GH和低侧栅极信号GL均成为低电平的区间，即所谓的死区时间。死区时间的区间、高侧晶体管TH1和低侧晶体管TL1均成为断开(off)，并阻止贯通电流的电流路径。
进一步地，在PWM控制电路13中也具备未图示的根据异常保护信号强制地停止开关输出段的开关动作的功能(使从高侧晶体管TH1和低侧晶体管TL1输出的信号均设为低电平的功能)。
在图1A和图1B中，低侧晶体管TL1作为同步整流晶体管而与高侧晶体管TH1同步并互补地进行动作。低侧晶体管TL1在高侧晶体管TH1为断开时导通，并在高侧晶体管TH1为导通时断开。低侧晶体管TL1在低侧栅极信号GL为高电平时导通，并在低侧栅极信号GL为低电平时断开。
通过使高侧晶体管TH1和低侧晶体管TL1互补地接通/断开，在节点N1显现矩形波状的开关电压Vsw。通过用电感器L1和平滑电容C1对该开关电压Vsw进行平滑，向输出端子OUT取出输出电压Vout。
本构成例的电流模式型开关调节器1通过采用高侧晶体管TH1、低侧晶体管TL1、电感器L1以及平滑电容C1，形成对供给至输入端子IN的输入电压Vin进行降压而对输出端子OUT生成期望的输出电压Vout的开关输出段。此外，高侧晶体管TH1和低侧晶体管TL1可以如图1A那样内置于半导体集成电路装置，也可以如图1B那样外置于半导体集成电路装置。
另外，误差放大电路3、PWM比较器5、斜率信号生成电路11、振荡器12和PWM控制电路13作为通过与低通滤波器输出电压Vlpf对应的电流模式控制来互补地驱动高侧晶体管TH1和低侧晶体管TL1的开关驱动部，而集成于半导体集成电路装置。
图2示出了图1A和图1B所示的电流模式控制型开关调节器1的主要节点的信号波形。开关电压Vsw被输出至节点N1。开关电压Vsw如前述通过高侧晶体管TH1和低侧晶体管TL1的互补性的动作而生成。此外，就图2所示而言，为方便制图，示出高电平H的区间T1比低电平的区间T2长且占空比为65％左右。实际的占空比根据结合于输出端子OUT的负载RL的重(大)、轻(小)而变化。
在图2中，高侧电流IH是流过高侧晶体管TH1的电流。高侧电流IH在开关电压Vsw的高电平H的区间内渐渐增加。高侧电流IH的最大值例如为400mA左右。低侧电流IL是流过低侧晶体管TL1的电流。低侧电流IL承担了在开关电压Vsw为低电平L的区间、即高侧晶体管TH1为断开的区间，从接地电位GND侧向电感器L1供给电流的作用。如高侧电流IH同样地，低侧电流IL的最大值也是400mA左右。电感器电流Isw是流过电感器L1的电流。电感器电流Isw是高侧电流IH与低侧电流IL的合计电流。电感器电流Isw呈三角波状，并用符号ΔIsw表示其振幅值。振幅值ΔIsw例如为100mA左右。从作为合计单元8的输出的节点N4、即合计电阻R4而取出合计电压Vsense。合计电压Vsense的振幅值ΔVsense例如为1mV左右，是极小的值，但为便于制图，扩大而示出。
图3A和图3B附随于图2，其示意性地示出开关电压Vsw中包括振铃噪声的状态。在高侧晶体管TH1和低侧晶体管TL1分别从断开(截止)状态转变为导通(接通)状态时反相位地发生振铃噪声。此外，在图3A和图3B中分别示意性地示出图1A和图1B的输出至节点N1的开关电压Vsw的占空比为例如10％左右的较低时和占空比为例如90％左右的较高时这两种状态下的电压和信号波形。
图3A示出了占空比低的情况，图3B示出了占空比高的情况。在图3A中，开关电压Vsw中包括随着时间的经过，振幅宽度和振幅值不规律地变化的振铃噪声nr。高侧检测电压VH表示高侧晶体管TH1的漏极与源极之间的电压。在本图中，表示高侧检测电压VH的高电平H的区间和从高电平H转变为低电平L之后立即显示振铃噪声nr的状态。开关电压Vsw的周期T越短，即频率越高，则振铃噪声nr的影响越大。
低侧检测电压VL表示低侧晶体管TL1的源极与漏极之间的电压。在本图中，示出低侧检测电压VL的低电平L的区间和从低电平L转变为高电平H之后立即发生振铃噪声nr的状态。开关电压Vsw的周期T越短，即频率越高，则振铃噪声nr的影响越大。
在图3A和图3B中，合计检测电压Vsense被输出至节点N4。合计检测电压Vsense是对高侧检测电压VH与低侧检测电压VL进行合计而得的电压。在本图中示出了，虽然合计检测电压Vsense中包括少量振铃噪声nr，但相比于高侧检测电压VH和低侧检测电压VL中包括的振铃噪声nr而言是衰减的状态。低通滤波器输出电压Vlpf从低通滤波器10而输出，但在本图中示出了由于振铃噪声nr被平滑而几乎不包括的状态。低通滤波器输出电压Vlpf决定在后段的斜率信号生成电路11生成的斜率信号Vsl的直流电平。在PWM比较器5中对被设定为预定的直流电平的斜率信号Vsl和误差信号Verr进行比较，并执行电流模式控制。
图4示出了与之前说明的图2～图3A和图3B不同的节点的电压、信号。
图4的(a)段示出了从节点N5即振荡器12输出的设定信号Son。设定信号Son成为PWM逻辑电路13的设定信号，另外，也成为用于生成斜率信号Vsl的基准信号。
图4的(b)段示出了从PWM比较器5输出的复位信号Soff。复位信号Soff成为PWM逻辑电路7的复位信号。
图4的(c)段是被输出至节点N1的开关电压Vsw，虽然与图2、图3A和图3B所示的开关电压Vsw相同，但对波形稍微进行整形而示出。开关电压SW在复位信号Soff的上升边缘由高电平H转变为低电平L。
图4的(d)段示出了从缓冲器9输出的缓冲器输出电压Vbuf和从低通滤波器12输出的低通滤波器输出电压Vlpf。缓冲器输出电压Vbuf与输出至节点N4的合计检测电压Vsense相同。
图4的(e)段示出了从误差放大器4输出的误差信号Verr、从低通滤波器10输出的低通滤波器输出电压Vlpf、以及从斜率信号生成电路11输出的斜率信号Vsl。斜率信号Vsl的直流电平由低通滤波器输出电压Vlpf而决定。此外，斜率信号Vsl和低通滤波器输出电压Vlpf的直流电平的关系，将在后述的图5中也示出。基于流过高侧晶体管TH1的高侧电流IH和流过低侧晶体管TL1的低侧电流IL的大小来转换低通滤波器输出电压Vlpf的直流电平。由此，控制斜率信号Vsl的直流电平，并在PWM比较器5转换(シフトする)与误差信号Verr的比较电平，而实现电流模式控制型的开关调节器1。低通滤波器输出电压Vlpf通过低通滤波器12对振铃噪声进行平滑而几乎作为直流输出电压而输出。此外，在误差信号Verr和斜率信号Vsl所交差的定时，图4的(b)段所示的复位信号Soff上升。另外，图4的(c)段所示的开关电压Vsw在斜率信号Vsl低于误差信号Verr的区间成为高电平H，在斜率信号Vsl高于误差信号Verr的区间成为低电平L。
图5是分别说明图1A和图1B中尤其从合计单元8输出的合成电压Vsense、从低通滤波器10输出的低通滤波器输出电压Vlpf以及从斜率信号生成电路11输出的斜率信号Vsl的生成过程的信号波形图。由于这些电压、信号的生成也与其他电压、电流、信号相关，因而对于一些信号等，将参照图1A和图1B对这些也进行简单说明。
负载电流Io是流过负载RL的电流。示出负载电流Io在时刻t1至t2是较小的负载电流Io1，而在时刻t2、t3和时刻t4转变为较大的负载电流Io2的状态。即，示出以时刻t2为分界线，向负载RL供给较大的负载电流Io2的状态。
开关电压Vsw从节点N1输出。开关电压Vsw向电感器L1供给电磁能量。
开关电流Isw流过电感器L1。示出了开关电流Isw呈锯波状或三角波状，并与负载电流Io连动，以时刻t2为分界线，平均电平从is1上升至is2的状态。
高侧检测电压VH是在高侧晶体管TH1的源极和漏极间之间发生的电压，且追随于开关电流Isw，在时刻t1～t2的区间是较小的电压VH1，而在时刻t3～t4的区间成为较大的电压VH2。
低侧检测电压VL是在低侧晶体管TL1的漏极和源极之间生成的电压，且与高侧检测电压VH同样地追随于开关电流Isw，其在时刻t1～t2的区间是较小的电压VL1，而在时刻t3～t4的区间成为较大的电压VL2。
合成电压Vsense从合计单元8输出。合成电压Vsense是合成高侧检测电压VH与低侧检测电压VL而得的电压。从结果而言，追随于开关电流Isw，但电压的波形也变得与开关电流Isw几乎相同。从而，以时刻t2、t3为分界线，平均电平vse1上升至平均电平vse2。
低通滤波器输出电压Vlpf从低通滤波器10输出。低通滤波器输出电压Vlpf是与合成电压Vsense(更准确而言，缓冲器输出电压Vbuf)相比其高频信号成分被低通滤波器10过滤而得的电压，而实际上追随于合成电压Vsense的转变，从时刻t3开始渐渐上升。低通滤波器输出电压Vsense被供给至后段的斜率信号生成电路11。
斜率信号Vsl在斜率信号生成电路11生成。斜率信号Vsl呈锯齿波状、三角波状。斜率信号Vsl是对未图示的电容器以例如恒定电流进行充电或放电而生成的。斜率信号Vsl的下限的电平由低通滤波器输出电压Vlpf而决定。从而，由于斜率信号Vsl的下限的电平追随于低通滤波器输出电压Vlpf的电平，因而从时刻t3开始渐渐上升。此外，时刻t1～t2的斜率信号Vsl的上限值至下限值的振幅值Vsl1和自时刻t3之后的振幅值Vsl2不变，且被设定为Vsl1＝Vsl2。此外，在前述的图4的(e)段也示出了斜率信号Vsl和滤波器输出电压Vlpf之间的直流电平的关系。
(第二实施方式)
图6A和图6B是示出适用本发明的具备升压型电流模式控制型开关调节器的电子设备的实施方式的电路结构图。此外，描绘于各图的一点划线框内的构成要素表示是集成于半导体集成电路装置的构成要素。升压型电流模式控制型开关调节器1a对输入电压Vin进行升压而将输出电压Vout取出至输出端子。在图6A和图6B的电流模式控制型开关调节器1a中，在被供给输入电压Vin的输入端子IN连接有电感器L2的一端，电感器L2的另一端连接至低侧晶体管TL2(＝相当于输出开关)的漏极。低侧晶体管TL2的漏极和高侧晶体管TH2(＝相当于同步整流开关)的源极共同地连接。这些共同的连接点用节点N1表示。低侧晶体管TL2的源极连接至接地电位GND。基于从PWM控制电路13输出的高侧栅极信号GH和低侧栅极信号GL分别对高侧晶体管TH2和低侧晶体管TL2重复接通/断开，来发挥作为控制流过电感器L2的电感器电流Isw的开关晶体管而发挥功能。
此外，高侧晶体管TH2是pMOS晶体管，低侧晶体管TL2是nMOS晶体管。另外，作为高侧晶体管TH2、低侧晶体管TL2，也可以采用IGBT等。另外，高侧晶体管TH2和低侧晶体管TL2也可以由双极晶体管构成。
在图6A和图6B中，节点N2与输出端子OUT共同地连接。在节点N2连接有电阻R1的一端和平滑电容C1的一端。平滑电容C1的另一端连接至接地电位GND。在输出端子OUT连接有负载RL。负载RL例如是CPU。电阻R1的另一端在节点N3与电阻R2的一端共同地连接，电阻R2的另一端连接至接地电位GND。
反馈电压生成电路2由串联连接于节点N2与接地电位GND之间的电阻R1和R2构成，且向彼此共同连接点即节点N3输出反馈电压Vfb。反馈电压Vfb连接至误差放大电路3的反相输入端子。在误差放大电路3的非反相输入端子连接有基准电压Vt1。并且，误差放大电路3的输出端子连接至相位补偿电路4。
与图1A和图1B同样地，高侧放大单元6例如由运算放大器构成，且检测流过高侧晶体管TH2的高侧电流IH2。对于高侧电流IH2，检测高侧晶体管TH2的源极与漏极之间的电压下降而进行。由于这样的检测方法与图1A和图1B的降压型电流模式控制型开关调节器1相同，因而省略说明。低侧放大单元7例如由运算放大器构成，且检测流过低侧晶体管TL2的低侧电流IL2。对于低侧电流IL2，检测低侧晶体管TL2的源极与漏极之间的电压降下而进行。由于这样的检测方法也与图1A和图1B的降压型电流模式控制型开关调节器1相同，因而省略说明。
概括而言，与图1A和图1B所示的降压型电流模式型开关调节器1相比，图6A和图6B所示的升压型电流模式型开关调节器1a在输入端子IN、高侧晶体管TH2、低侧晶体管TL2以及电感器L2之间的电路连接上不同，但由于其他电路结构和电路连接相同，因而省略说明。此外，高侧晶体管TH2和低侧晶体管TL2可以如图6A那样内置于半导体集成电路装置，也可以如图6B那样外置于半导体集成电路装置。
<概括>
下面对截至目前所说明的各种实施方式进行总体性说明。
本说明书所公开的电流模式控制型开关调节器的一实施方式具备以下构成要素。
(a)开关单元，其具备将输入电压转换成预定的输出电压而输出的高侧晶体管和低侧晶体管；
(b)电感器，其通过所述开关单元的开关动作来切换能量的积蓄和释放；
(c)平滑单元，其接收从所述电感器释放的能量，并对所述输出电压进行平滑处理；
(d)输出端子，其输出从所述平滑单元取出的所述输出电压；
(e)误差信号电压生成电路，其生成所述输出电压或其所对应的反馈电压与预定的基准电压之间的差所对应的误差信号电压；
(g)高侧电压检测单元和低侧电压检测单元，其将分别流过所述高侧晶体管和所述低侧晶体管的电流转换成电压；
(h)高侧检测电压放大单元和低侧检测电压放大单元，其分别对从所述高侧电压检测单元和低侧电压检测单元输出的检测电压进行放大；
(i)检测电压合计单元，其对从所述高侧检测电压放大单元和所述低侧检测电压放大单元输出的放大输出电压进行合计；
(j)低通滤波器，其对从所述检测电压合计单元输出的合计电压进行平滑处理；
(k)PWM比较器，其对所述低通滤波器的输出电压和斜率信号进行比较，并生成脉冲占空比被控制后的PWM信号；以及
(l)PWM控制电路，其通过所述PWM比较器的PWM输出信号使所述高侧晶体管和低侧晶体管开关。
进一步地，在本说明书所公开的电流模式控制型开关调节器的另一实施方式中，所述高侧电压检测单元是所述高侧晶体管的导通电阻，所述低侧电压检测单元是所述低侧晶体管的导通电阻。
进一步地，在本说明书所公开的电流模式控制型开关调节器的另一实施方式中，当设流过所述高侧晶体管的电流为IH，所述高侧晶体管的所述导通电阻为RonH，所述高侧检测电压放大单元的电压放大度为α，流过所述低侧晶体管的电流为IL，所述低侧晶体管的导通电阻为RonL，所述低侧检测电压放大单元的电压放大度为β时，设定为IH×RonH×α＝IL×RonL×β。
进一步地，在本说明书所公开的电流模式控制型开关调节器的另一实施方式中，在所述高侧放大单元和所述低侧放大单元被放大后的电压被转换成电流而从所述高侧放大单元和所述低侧放大单元的输出段分别输出。
进一步地，在根据本发明的电流模式控制型开关调节器的另一实施方式中，在所述合计单元设置有结合于所述高侧放大单元和所述低侧放大单元的输出段的合计电阻。
进一步地，在本说明书所公开的电流模式控制型开关调节器的另一实施方式中，所述合计信号经由缓冲器施加于所述低通滤波器。
根据本说明书所公开的各种实施方式，尽管是较简便的电路结构，但对高侧晶体管和低侧晶体管的接通/断开时发生的振铃噪声进行合计，进而通过低通滤波器对合计后的噪声成分进行抑制而控制电流模式型的开关调节器，因而能够提供一种避免振铃噪声的影响的电流模式控制型的开关调节器。
工业上的可利用性
从以上说明中可明确，尽管本发明的电流模式控制型开关调节器是简便的电路结构，但能够排除振铃噪声的影响，因而工业上的可利用性极高。

Claims (18)

1.一种控制装置，成为具备输出开关和同步整流开关的开关调节器的控制主体，其特征在于，
所述控制装置具有：
合计部，其将与流过所述输出开关的电流对应的第一检测信号和与流过所述同步整流开关的电流对应的第二检测信号进行合计而生成合计检测信号；
低通滤波器，其对所述合计检测信号进行平滑处理而生成平滑检测信号；以及
开关驱动部，其通过与所述平滑检测信号对应的电流模式控制，来互补地驱动所述输出开关和所述同步整流开关，
所述开关驱动部包括：
斜率信号生成电路，其接受设定信号的输入而生成与所述平滑检测信号对应的斜率信号；
振荡器，其以预定的振荡频率生成所述设定信号；
误差放大电路，其生成所述开关调节器的输出电压或该输出电压所对应的反馈电压与预定的基准电压之间的差所对应的误差信号；
PWM比较器，其将所述斜率信号与所述误差信号进行比较而生成复位信号；以及
PWM控制电路，其根据所述设定信号和所述复位信号生成所述输出开关和所述同步整流开关各自的驱动信号，
所述平滑检测信号不向所述PWM比较器输入而向所述斜率信号生成电路输入。
2.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，
所述控制装置还具有：
第一放大部，其放大所述第一检测信号而生成第一放大检测信号；以及
第二放大部，其放大所述第二检测信号而生成第二放大检测信号，
其中，所述合计部将所述第一放大检测信号和所述第二放大检测信号进行合计而生成所述合计检测信号。
3.根据权利要求2所述的控制装置，其特征在于，
所述第一放大检测信号和所述第二放大检测信号皆为电流信号。
4.根据权利要求2所述的控制装置，其特征在于，
所述合计部包括：合计电阻，其将所述第一放大检测信号和所述第二放大检测信号的合计电流进行电压转换而生成所述合计检测信号。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的控制装置，其特征在于，
所述控制装置还具有：
缓冲器，其将所述合计检测信号传递至所述低通滤波器。
6.根据权利要求1至4中任一项所述的控制装置，其特征在于，
在所述误差放大电路的输出端连接有相位补偿电路。
7.一种开关调节器，其特征在于，
该开关调节器具有：
开关输出段，其具备将输入电压转换成预定的输出电压而输出的所述输出开关、以及所述同步整流开关；以及
进行所述开关输出段的驱动控制的根据权利要求1至6中任一项所述的控制装置。
8.根据权利要求7所述的开关调节器，其特征在于，
所述开关输出段还包括：
电感器，其通过所述输出开关和所述同步整流开关的开关动作来切换能量的积蓄和释放；以及
平滑单元，其接受从所述电感器释放的能量并对所述输出电压进行平滑处理。
9.根据权利要求7或8所述的开关调节器，其特征在于，
该开关调节器还具有：
第一电流检测部和第二电流检测部，其分别检测流过所述输出开关和所述同步整流开关的电流而生成所述第一检测信号和所述第二检测信号。
10.根据权利要求9所述的开关调节器，其特征在于，
所述第一电流检测部是所述输出开关的导通电阻，所述第二电流检测部是所述同步整流开关的导通电阻。
11.根据权利要求7或8所述的开关调节器，其特征在于，
当设流过所述输出开关的电流为IH，所述输出开关的导通电阻为RonH，放大所述第一检测信号的第一放大部的放大度为α，流过所述同步整流开关的电流为IL、所述同步整流开关的导通电阻为RonL，且放大所述第二检测信号的第二放大部的电压放大度为β时，设定为IH×RonH×α＝IL×RonL×β。
12.根据权利要求7或8所述的开关调节器，其特征在于，
所述输出电压低于所述输入电压。
13.根据权利要求12所述的开关调节器，其特征在于，
所述输出开关是p沟道MOS场效应晶体管，所述同步整流开关是n沟道MOS场效应晶体管。
14.根据权利要求7或8所述的开关调节器，其特征在于，
所述输出电压高于所述输入电压。
15.根据权利要求14所述的开关调节器，其特征在于，
所述输出开关是n沟道MOS场效应晶体管，所述同步整流开关是p沟道MOS场效应晶体管。
16.根据权利要求7或8所述的开关调节器，其特征在于，
所述输出开关和所述同步整流开关内置于集成有所述控制装置的半导体集成电路装置中。
17.根据权利要求7或8所述的开关调节器，其特征在于，
所述输出开关和所述同步整流开关外置于集成有所述控制装置的半导体集成电路装置。
18.一种电子设备，其特征在于，
该电子设备具有：
根据权利要求7至17中任一项所述的开关调节器；以及
负载，其从所述开关调节器接受电力供给。
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