CN108352816B - 分布式功率放大器 - Google Patents

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Abstract

公开了一种用于将输入信号放大成输出信号的功率放大器(100、200、500、800、1100)。所述功率放大器(100、200、500、800、1100)包括：输入端口(110)，其用于接收所述输入信号；以及输出端口(130)，其与输出传输线(140)耦接，用于提供所述输出信号。所述功率放大器(100、200、500、800、1100)进一步包括沿所述输出传输线分布的多组子放大器(150、160、170、180)，所述子放大器的输入端与所述输入端口耦接，所述多组子放大器的输出端与所述输出传输线耦接。针对所述多组子放大器(150、160、170、180)中的子放大器提供至少两个不同的电源电压。

Description

分布式功率放大器
技术领域
本文的实施例涉及用于将输入信号放大成输出信号的分布式功率放大器。具体而言，公开了包括沿输出传输线分布的多组子放大器的功率放大器。此外，公开了无线通信***中的无线网络节点和用户设备，以及一般包括分布式功率放大器的电子设备。
背景技术
功率放大器广泛用于例如无线通信***中的无线基站和用户设备。功率放大器通常将高频输入信号放大成准备进行无线传输的输出信号。一般需要高效的功率放大器设计以减少能耗量。此外，在诸如卫星或蜂窝电话或用户设备之类的许多应用中，由于电池供电而导致电力受限。功率放大器效率的提高可以增加这些应用在必须给电池充电或更换电池之前的操作时间。
传统的功率放大器(PA)(例如B类、AB类、F类)具有固定射频(RF)负载电阻和固定直流(DC)电压电源。B类或AB类PA的RF输出电流具有类似于脉冲串的形式，其具有半波整流正弦电流脉冲。由于DC电源电压是恒定的，因此DC电流以及DC功率很大程度上与RF输出电流幅度成正比。然而，输出功率与RF输出电流的平方成正比。因此，传统功率放大器的效率(即输出功率除以DC功率)也与RF输出电流幅度成正比。尽管放大器的效率在最高输出功率处可能很高，但在放大平均具有低功率或低信号幅度(与最大输入信号幅度相比)的输入信号时，平均效率较低。
对于具有高峰均比(PAR)的幅度调制输入信号，一些改进的B类RF功率放大器(例如在“A new high efficiency power amplifier for modulated waves(新型高效调制波功率放大器，Proc.IRE，第24卷，第9章，第1163-1182页，1936年9月)”中公开的Doherty型放大器，以及在“High power outphasing modulation(高功率移相调制，Proc.IRE，第23卷，第2章，第1370-1392页，1935年11月)”中公开的Chireix型功率放大器)通常比上述传统放大器更有效。然而，Chireix和Doherty型放大器本质上是窄带的，因为它们的操作取决于与频率密切相关的反应电路。
通常，RF功率放大器可通过所谓的退避操作来驱动。这意味着功率放大器在其最大输出功率下的某一水平(例如以分贝数(dB)表示)处工作。退避操作也可以指瞬时输出功率相对较低。在讨论功率放大器的操作时，一般使用术语“转变点”，这表示功率放大器在某一幅度点(即，转变点)处发生一些显著变化，例如工作模式、有源子放大器数量等方面的变化。在某些放大器(如Doherty型放大器)中，转变点也是效率图中的高效点。
宽带Doherty型放大器是很受关注的对象，并且已经尝试了许多方法来增加带宽和效率，但是这些方法还是存在一些缺点或缺陷。
例如，在D Gustafsson等人所著的题为“Theory and design of a novelwideband and reconfigurable high average efficiency amplifier(新型宽带可重配置高平均效率放大器的理论与设计，2012年发表于Proc.IMS)”的论文中，使用具有相同阻抗的四分之一波长传输线作为导致转变点处的宽带效率的负载。然而，转变点处的宽带效率是以牺牲最大功率处的效率和晶体管利用率来获得的，这既减小了高平均效率带宽，又增加了晶体管成本。
在由本发明申请人提交的专利申请WO2003/061115中，公开了具有100％相对带宽(即，高频带边缘和低频带边缘处的频率比率为3:1，并且退避操作时具有高效)的宽带放大器。这里公开的宽带放大器在不同频带中具有不同的工作模式，并且在中心频率附近具有宽瞬时带宽。然而，在不同工作模式之间跨频带边界工作是困难的。此外，转变点处的输出信号幅度在带宽内变化很大。
在M Naseri Ali Abadi等人所著的题为“An Extended Bandwidth DohertyPower Amplifier using a Novel Output Combiner(使用新型输出合成器的扩展带宽Doherty功率放大器，2014年发表于Proc.IMS)”的论文中，在输出节点处使用LC谐振器。在输出节点处使用LC谐振器或使用谐振支节(resonant stub)具有在全功率下减小输出功率带宽和效率带宽的缺点。
在由Piazzon等人所著的题为“A method for Designing Broadband DohertyPower Amplifiers(设计宽带Doherty功率放大器的方法，2014年发表于Progress inElectromagnetics Research，第145卷，第319-331页)”的论文中，或者在RGiofrè等人所著的题为“A Distributed Matching/Combining Network Suitable to Design DohertyPower Amplifiers Covering More than Octave Bandwidth(适于设计不只覆盖倍频带宽的Doherty功率放大器的分布式匹配/合成网络，2014年发表于Proc.IMS)”的论文中，公开了涉及使用多段支线耦接器的另一种技术，该技术在转变点和全功率处的都具有效率带宽限制，并且在全功率处具有输出功率带宽限制。
发明内容
文本的实施例的一个目标是提供一种在带宽、效率和输出信号上的脉动方面具有改进的性能的功率放大器。
根据一方面，该目标通过一种用于将输入信号放大成输出信号的功率放大器来实现。所述功率放大器包括：输入端口，其用于接收所述输入信号；以及输出端口，其与输出传输线耦接，用于提供所述输出信号。所述功率放大器进一步包括沿所述输出传输线分布的多组子放大器，所述子放大器的输入端与所述输入端口耦接，所述子放大器的输出端与所述输出传输线耦接。针对所述多组子放大器中的子放大器提供至少两个不同的电源电压。
根据文本的实施例，所述功率放大器包括沿所述输出传输线分布的多组子放大器。子放大器组的数量对应于退避操作中效率峰值的数量，并且每组中的子放大器的数量与带宽、输出信号上的脉动以及效率有关。因此，可以配置组数和每组中的子放大器的数量，以便能够实现大范围输入信号幅度上和较大相对带宽上的高效率，以及实现输出信号上的较低脉动。
此外，根据文本的实施例，针对所述多组子放大器中的子放大器提供至少两个不同的电源电压，因此可以降低提供给一些组或一些子放大器的电源电压以仅适应所述子放大器处的局部最大输出电压摆动。这将进一步提高效率。而且，根据文本的实施例，所述子放大器沿输出传输线分布。输出传输线可以被配置为针对不同子放大器组具有不同的特性阻抗，例如，均匀的传输线可以仅被用于一些分布式子放大器组，并且通过其它类型的传输线(锥形传输线或阶梯式传输线等)进行内插和外推。以这种方式，来自子放大器的RF输出电压和最大输出电流可以被配置为通过电源电压和输出传输线的特性阻抗的适当组合，最小化规定带宽上输出信号的脉动。
附图说明
根据以下具体实施方式和附图将容易理解本文公开的实施例的各个方面，包括其特定特征和优点，这些附图是：
图1是示出根据本文的实施例的分布式功率放大器的总体结构的示意性框图，
图2是示出根据本文的实施例的分布式功率放大器的第一示例的示意性框图，
图3是示出图2所示的分布式功率放大器中的子放大器的电源电压和最大输出电流的图，
图4a是示出图2所示的分布式功率放大器的电气行为和效率的图，
图4b是示出图2所示的分布式功率放大器的输出电压脉动的图，
图5是示出根据本文的实施例的分布式功率放大器的第二示例的框图，
图6是示出图5所示的分布式功率放大器中的子放大器的电源电压和最大输出电流的图，
图7a是示出图5所示的分布式功率放大器的电气行为的图，
图7b是示出图5所示的分布式功率放大器的效率的图，
图8是示出根据本文的实施例的分布式功率放大器的第三示例的框图，
图9是示出图8所示的分布式功率放大器中的子放大器的电源电压和最大输出电流的图，
图10a是示出图8所示的分布式功率放大器的电气行为的图，
图10b是示出图8所示的分布式功率放大器的效率的图，
图11是示出根据本文的实施例的分布式功率放大器的第四示例的框图，
图12a是示出图11所示的分布式功率放大器中的子放大器的电源电压和最大输出电流的图，
图12b是示出在图11所示的分布式功率放大器中实现的输出传输线的一个示例的图，
图13a是示出图5所示的功率放大器中的子放大器的电源电压和最大输出电流的图，
图13b示出根据本文的实施例的输出传输线的一个示例，
图14是示出根据本文的实施例的输出传输线的一个示例的图，
图15是示出电子设备的框图。
具体实施方式
在下面的通篇描述中，相似的参考标号用于在适用时表示相似的特征，例如元件、单元、模块、电路、节点、部件、项目等。
图1示出了用于将输入信号放大成输出信号的功率放大器100的总体结构。
功率放大器100包括：输入端口110，其用于接收所述输入信号；以及输出端口130，其与输出传输线140耦接或连接，用于提供所述输出信号。
功率放大器100进一步包括沿输出传输线140分布的多组子放大器150、160、170、180。
每组中的子放大器的输入端经由输入传输线121、122或任何其它手段(未示出)与输入端口110耦接或连接。每组中的子放大器的输出端与输出传输线140耦接。
为了最大化或提高功率放大器100的效率，针对多组子放大器150、160、170、180中的子放大器提供至少两个不同的电源电压。
将参考落入图1所示的功率放大器100的总体结构中的不同示例和实施方式来详细讨论功率放大器100的功能、特征、优点。
图2示出功率放大器100的第一示例，现在表示为功率放大器200。功率放大器200包括两组子放大器：第一组子放大器150和第二组子放大器160。第一组子放大器150包括设置在输出传输线的起点处的一个单个子放大器151，现在表示为输出传输线的第一部分141。第二组子放大器160包括沿输出传输线的第一部分141分布的至少两个子放大器161、162。输出传输线的第一部分141具有均匀的特性阻抗，并端接于相同值的负载电阻RL。负载电阻RL可以表示与输出端口130耦接的天线、传输线、隔离器或/和滤波器等的阻抗。
图3示出了子放大器的示例性电源电压和最大RF输出电流。Y轴表示具有从0到1的相对值的电源电压和最大RF输出电流，其中圆圈符号表示最大RF输出电流，星形符号表示电源电压，X轴表示沿输出传输线分布的子放大器，这些子放大器由其参考标号151、161-165指示。
为了最大化或提高效率，提供给某些子放大器的电源电压与正常最大电源电压相比或者与提供给其它子放大器的电源电压相比降低(被称为“降低的电源电压”)，以仅适应这些子放大器处的局部最大值输出电压摆动。这些被降低的电源电压通常在沿输出传输线朝向输出端口130的前向方向上增大。
在本实施例中，第一电源电压(即提供给子放大器151的电源电压)与提供给第二子放大器中的子放大器的第二电源电压相比是不同的。例如，与提供给第二组子放大器的电源电压相比，提供给子放大器151的电源电压被降低，以适应子放大器151处的局部最大输出信号电压摆动。如图3所示，第一子放大器151的最大值RF输出电流幅度和电源电压均为0.5，其是使用具有相同负载电阻和输出功率的单个晶体管构建的传统功率放大器的值的一半。提供给第二组中的子放大器的电源电压也不同并且被配置为在沿输出传输线的第一部分141朝向输出端口130的前向方向上逐渐增大。在该示例中，第二组子放大器160中包括5个子放大器161、162、163、164、16，这些子放大器沿输出传输线的第一部分141等距分布。相邻子放大器之间的距离与功率放大器100的工作频带的中心频率处的四分之一波长的电气长度对应。以此方式，第二组子放大器中的子放大器161、162、163、164、165的最大RF输出电流被加权，通常具有类似高斯的“钟形”形状，其中来自子放大器163的贡献最大，如图3所示。该钟形加权后的输出电流在输出端口130处并且针对规定带宽上的子放大器的RF输出电压幅度产生低脉冲。通过其各自的驱动信号的适当定时，子放大器对RF输出电压摆动的贡献在沿输出传输线朝向输出端口的前向方向上在时间方面(即，在相位方面)同步相加。后向行波具有时间差异，使得来自所述子放大器的输出电压的总和呈现为被低通滤波，并且仅像工作频率带宽内的输入信号的最大输出电压幅度中的小脉动一样出现。
图4a示出了在带宽内的频率处的根据本文的实施例的功率放大器200的理论电气行为，其中示出了RF输出电流、输出电压和效率与输入信号幅度，在图4a中的Y轴和X轴上示出的所有值为相对值。在图4a的左侧，RF输出电流幅度在上部窗格中示出，所有子放大器的RF输出电压幅度在下部窗格中示出。在图4a的右侧，示出了带宽上的效率。
第一子放大器151单独工作，在转变点(例如，最大输入信号幅度的0.5处)以下，RF输出电流基本上线性增大，在该转变点以上，RF输出电流基本恒定。由于缺少在沿输出传输线141朝向输出端口130的前向方向上行进的波的反射，该子放大器151将理想地看到恒定的宽带负载。因此，当在转变点以下单独工作时，理论上能够完全无脉动。第二组子放大器160中的子放大器161、162、163、164、165在转变点以上是活动的，并且来自这些子放大器的RF输出电流在转变点以上从零开始线性地分段增大。
由于输出传输线141具有均匀的特性阻抗，因此所有子放大器151、161、162、163、164、165处的RF输出电压幅度在转变点以下基本相同，并且只有位于输出传输线141的起点处的子放大器151是活动的。在转变点以上，对于更靠近输出传输线141末端的子放大器，相对输出电压增加更大。RF电压沿输出传输线增加，在很大程度上与子放大器的RF输出电流幅度成正比。图3所示的子放大器的电源电压遵循最大RF输出电压幅度，如图4a所示。
在转变点以上的输入信号幅度处，每个子放大器在带宽上的最大RF输出电压方面有一些变化。这在图4b中可见，其中X轴表示带宽内的相对频率，Y轴表示输出电压幅度，并且不同的迹线表示不同子放大器的最大RF输出电压，例如，最高迹线(即迹线6)表示最靠近输出端口130并具有最高的最大RF输出电压的子放大器165的最大RF输出电压。如上所述，当在转变点以下单独工作时，子放大器151在理论上可以是完全无脉动的，这可以从最下面的迹线(即迹线1)看出，该迹线与其它迹线相比几乎没有脉动。由迹线2表示的子放大器161的最大RF输出电压上的脉动也相对较小。对于子放大器162、163、164、165，脉动相对较大。对于这些子放大器162、163、164、165，大部分脉动是后向行波之间的干扰。来自后向行波的整个钟形加权响应的脉动相当低，但来自截断响应(即，仅后向行波的钟形加权响应的一部分)的脉动相对较高。由于在这些子放大器162、163、164、165处仅看到后向行波的钟形加权响应的一部分，所以脉动相对较大。例如，除了其自身的贡献和整组后向行波的反射响应之外，子放大器163还将看到来自子放大器164和165的后向行波。
输出传输线的阻抗均匀的结果是对于第一子放大器151没有阻抗脉动。因此在转变点以下，在该子放大器或输出端口130处没有阻抗脉动导致的电气脉动。在转变点以上，输出电压脉动随着幅度的增加而增大，因为来自其余子放大器的后向行波在第一子放大器处被反射并返回到输出端口130。
再次转到图4a，下部窗格示出了3:1(即从中心频率的0.5倍到1.5倍)带宽上的效率。可以看出，在转变点以下，当忽视其它带宽限制效应时，效率是均匀的，即效率在转变点以下没有变化。在转变点以上，随着输入信号幅度的增加，“效率波动”会增大。
图5示出功率放大器100的第二示例，现在表示为功率放大器500。功率放大器500具有与功率放大器200类似的结构，但是增加了多组子放大器，并且每组子放大器具有不同数量的子放大器。如图5所示，功率放大器500包括3组子放大器：第一组子放大器150、第二组子放大器160以及第三组子放大器170。第一组子放大器150包括设置在输出传输线的第一部分141的起点处的一个单独的子放大器151。第二组子放大器160包括沿输出传输线的第一部分141分布的四个子放大器161、162、163、164，并且第三组子放大器170还包括沿输出传输线的第二部分142分布的四个子放大器171、172、173、174。输出传输线的第一部分和第二部分141、142具有均匀的特性阻抗，并且输出传输线的第二部分142端接于与输出传输线142的特性阻抗匹配的负载电阻RL。
根据本实施例，功率放大器500以两个转变点(全输出或输入信号幅度的0.25和0.5)进行操作，并且具有2:1带宽，其中在输出电压幅度上具有低脉动。相邻子放大器之间的距离对应于中心频率处的四分之一波长。
图6中示出了子放大器151、161-164、171-174的电源电压和最大RF输出电流。第一子放大器151的最大RF输出电流幅度和电源电压都是0.25。第二和第三组160、170的最大RF输出电流都被进行基本为“钟形”的加权。钟形RF输出电流的精确值通过优化获得。另外，一个简单但有点不太理想的低整数加权系数例如可以是3(用于子放大器151)、1-2-2-1(用于子放大器161-164)以及2-4-4-2(用于子放大器171-174)。提供给第二和第三组160、179中的子放大器的电源电压被配置为在沿输出传输线的第一和第二部分141、142朝向输出端口130的前向方向上逐渐增大。
图7a示出了功率放大器500在带宽的上频率边缘处的电气行为，其中RF输出电流幅度在上部窗格中示出，RF输出电压幅度在下部窗格中示出。
第一子放大器151再次在第一转变点0.25以下单独工作，并且在第一转变点以上具有恒定的RF输出电流。第一组中的4个子放大器161-164的RF输出电流在第一转变点以上增大，并且在第二转变点以上恒定。第三组中的4个子放大器171-174的RF输出电流在第二转变点以上增大并且一直到达全输出功率。
诸如脉动和效率之类的其它行为与上述功率放大器200类似。例如，在第一个转变点以下的输出电压幅度上没有脉动，在第一个转变点以上，脉动随着输出电压幅度的增大而增大。此外，在第一转变点以下，效率没有变化。由于存在两组分布式子放大器，每组都与转变点相关联，因此存在两个效率峰值，一个出现在第一转变点0.25处，另一个出现在第二转变点0.5处，如图7b所示。
根据本文的一些实施例，功率放大器200、500中的子放大器151可以是任何类型的功率放大器，或者是使用单个或多个晶体管构建的传统功率放大器，或者是随着时间的推进开发的任何新的功率放大器。此外，可以包括更多组子放大器，并且每组子放大器可以与转变点相关联。每组子放大器可以具有不同数量的子放大器，并且这些子放大器优选地被配置为具有钟形RF输出电流贡献。
图8示出了功率放大器100的第三示例，现在表示为功率放大器800。功率放大器800包括4组子放大器：第一组子放大器150、第二组子放大器160、第三组子放大器170以及第四组子放大器180。每组子放大器包括七个子放大器。例如，第一组子放大器150包括沿输出传输线的第一部分141分布的七个子放大器151-157。第二组子放大器160包括沿输出传输线的第二部分142分布的七个子放大器161-167，第三组子放大器170包括沿输出传输线的第三部分143分布的七个子放大器171-177。第四组子放大器180包括沿输出传输线的第四部分144分布的七个子放大器181-187。
输出传输线的所有四个部分141-144均具有均匀的特性阻抗，并且输出传输线的第四部分144端接于与输出传输线的特性阻抗匹配的负载电阻RL。
在该示例中，输出传输线上的后向行波由输出传输线的第一部分141的起点处的匹配阻性负载RT端接，该负载电阻位于后向方向上的任意距离处，因此，后向行进波不会反射回输出端口130。相邻子放大器之间的距离与工作频率的中心频率处的四分之一波长的电气长度对应。
图9示出了每个子放大器的电源电压和最大RF输出电流。提供给每组中的子放大器的电源电压被配置为在沿输出传输线的与该子放大器对应的一部分的前向方向逐渐增大。钟形加权后的RF输出电流贡献和每组子放大器的数量仅影响效率和高效带宽。这是因为来自后向行波的附加RF电压需要较高的电源电压，并且该附加的电压脉动仅在规定带宽内保持较低。
图10a示出了功率放大器800在带宽的上频率边缘处的电气行为，其中RF输出电流幅度在上部窗格中示出，RF输出电压幅度在下部窗格中示出。
根据本实施例，功率放大器800以三个转变点(全输出或输入信号幅度的0.25、0.5和0.75)进行操作，并且具有4:1的带宽，其中输出电压幅度上具有低脉动。在第一转变点0.25以下，仅第一组子放大器150是活动的，第一组中的子放大器151-157的RF输出电流在第一转变点0.25以下增加，并且在第一转变点0.25以上恒定。由于对称性，来自子放大器151-153和子放大器155-157的RF输出电流是成对相等的，因此它们的电流曲线彼此重叠，除了中间的子放大器(即子放大器154)以外，如图10a中的参考标号所示。在第二转变点0.5处，第一和第二组子放大器150、160都是活动的。第二组中的子放大器161-167的RF输出电流在第一转变点0.25以上增加，并且在第二转变点0.5以上恒定。第三组中的子放大器171-177的RF输出电流在第二转变点0.5以上增加，并且在第三转变点0.75以上恒定。第四组中的子放大器181-187的RF输出电流在第三转变点0.75以上增加，并且一直到达全输出功率。可以看出，不同子放大器组的行为存在一定相似性。
由于输出传输线141-144具有均匀的特性阻抗，因此来自每组子放大器150-180的RF输出电压幅度都具有相似的行为，如图10a的下部窗格中所示，其中示出了由子放大器的参考标号指示的四组曲线。例如，来自子放大器151-157的RF输出电压幅度是相同的，并且在第一转变点以下线性增加，在转变点，这些子放大器变得活动。在该转变点以上，对于更靠近其输出传输线141的末端的子放大器，相对RF输出电压幅度增加更大。在下一转变点以上，RF输出电压幅度基本恒定。
对于所有子放大器，最大输出电压上的脉动幅度是相似的，但是当更多组子放大器处于活动状态或涉及更多组子放大器时，每组子放大器的带宽上的脉动数变得更高。这是因为后向行波的总脉冲响应的持续时间更长。
图10b示出了跨功率放大器800的4：1带宽的效率曲线。可以看出，存在三个效率峰值，它们分别位于第一转变点0.25、第二转变点0.5以及第三转变点0.75处。尽管所有子放大器组的电流相同，但第一组子放大器150的效率低于最后一组。这是因为与其它组相比，第一组的电源电压较低，但电压脉动相似。因此，容纳脉动的裕量是第一组子放大器的总电源电压的较大部分。由于DC电力与电源电压成正比，因此这会更多地降低第一组的效率。
根据本文的一些实施例，与不同子放大器组相关联的不同输出传输线部分可具有不同的特性阻抗。图11示出了具有与图5所示的功率放大器500类似的结构的功率放大器1100。在该实施例中，第一组子放大器150仅包括一个子放大器151，之后是两组分布式子放大器，其中第二组160具有沿输出传输线的第一部分141分布的7个子放大器，第三组170具有沿输出传输线的第二部分142分布的9个子放大器。
在图12a中，示出了所有子放大器的电源电压和最大输出电流。图12b示出了输出传输线的形状。可以看出，输出传输线的第一部分141是阶梯式锥形传输线，即输出传输线的第一部分141在起点处具有较高阻抗，并且朝向输出端口阻抗减小，输出传输线的第二部分142是具有均匀阻抗的传输线。提供给第一子放大器151和第二组子放大器161-167的电源电压相等，但是第三组170的电源电压在沿输出传输线朝向输出端口的前向方向上增大，如由星形符号指示的上部曲线所示。由来自第二组和第三组子放大器中的每个子放大器的最大RF输出电流形成的图案也像每个分布组那样呈钟形，如由小圆圈符号指示的下部曲线所示。输出传输线上侧结点处所示的放大器符号的步长和宽度对应于位于该结点处的子放大器的最大RF输出电流。
根据本文的一些实施例，任何子放大器组都可以沿具有均匀阻抗和降低的电源电压的输出传输线的一部分分布，或者可以沿具有锥形形状和恒定电源电压的输出传输线的一部分分布。在任何一组子放大器内，也可以将变化的阻抗和不同程度降低的电源电压相合并。图13a示出了图5所示的功率放大器500的所有子放大器的电源电压和最大输出电流，其中第一子放大器151之后是两组子放大器160、170，每组具有4个子放大器。图13b示出了阻抗朝向输出端口逐步减小的输出传输线。传输线在具有均匀电介质厚度的衬底上的导纳很大程度上与传输线的宽度成正比。因此，在这种情况下，输出传输线在起点时具有高阻抗，并且阻抗朝向输出端口减小。因此，阻抗和电源电压都将沿输出传输线变化。每个分布式组的最大RF输出电流在此也呈钟形。电源电压、RF输出电流和局部特性阻抗在本示例中只是它们在“纯”实现中的值的几何平均值，即以对数方式的中间插值。例如，第一子放大器151的电源电压是纯锥形阻抗实现的值的一半，但是是纯均匀阻抗实现的值的两倍。其它插值点也是可能的。
具有相同子放大器通常具有优势，因为这样只需简单地制造较少种类的放大器芯片，并且在生产芯片或子放大器方面产生规模经济效应。例如，通过制造具有等长等宽晶体管的子放大器，可以使子放大器相同或具有相等大小。然后通过在放大器组中间沿输出传输线以彼此更紧密的方式设置子放大器，可以获得分布式子放大器组的局部RF输出电流密度的钟形形状。图14示出了等大小的子放大器沿输出传输线的非等距布置，其中输出传输线的局部斜率表示子放大器的局部密度，即斜率越陡，子放大器越紧密。在该示例中，145个完全相同的子放大器沿输出传输线非等距分布。借助提供给以相同方式分布的子放大器的输入驱动信号的定时，每个子放大器对RF输出电压摆动的贡献将在沿输出传输线朝向输出端口的前向方向上在时间方面同步地相加。由于分布式组中的每个子放大器的RF输出电压摆动朝向输出端口几乎等量增加，因此每组中的子放大器的电源电压沿输出传输线朝向输出端口线性增大。使用少量的裕量来容纳来自后向行波的脉动。
具有两个或更多个不同类型的子放大器来替代仅一个子放大器可具有优势，因为如果不这样，沿输出传输线的起点分布的子放大器将不必要地具有高击穿电压，从而牺牲其它所需特性，并付出额外成本。此外，具有太多电源电压也可能是一个问题。次优解决方案是使用一组缩减的电压，例如如果每个子放大器需要自己的电压，则令所有子放大器共享7或10个电源电压，而不是具有本示例中的145个电源电压。
根据本文的一些实施例，输出传输线的任何部分可以在输出传输线的起点具有低阻抗，并且朝向输出端口具有较高或增加的阻抗。接近输出传输线的起点的子放大器的电源电压将低于沿均匀阻抗传输线分布的子放大器的电源电压。备选地，输出传输线的任何部分可以在输出传输线的起点具有高阻抗，并且朝向输出端口具有较低或降低的阻抗。然后，对于输出传输线的起点处的子放大器，电源电压将更高，但其电流将更小。降低阻抗/电压的变型和增加阻抗/电压的变型都具有潜在的优势，一般通过允许使用针对所需频率范围具有更好性能的其它晶体管技术来实现这些优势。
在下文中，将参考本文的实施例讨论一些实现方面。取决于所需的带宽、效率和脉动，功率放大器100、200、500、800、1100可以按照每组或每个分布式群组通过少量或大量子放大器来实现。来自沿输出传输线的分布式子放大器的RF输出电流针对每组子放大器形成钟形使得传输线的总物理长度变短，并且同样使得传输时间变短。如果每长度损失较大，或者物理空间对于给定规格有限，则通常需要使传输线的物理长度保持较短，否则不必如此。RF输出电流的呈钟形主要是为了让后向行波的频率响应的旁瓣电平在工作带宽的下频率边缘以上的频率处保持为低，因为这决定了多少后向行波电力被转储到端接电阻器中，以及子放大器RF输出电压的脉动幅度的一部分。窗函数可以给出很好的初始钟形，这些窗函数例如包括Dolph-Chebyshev、Gaussian、Binomial、Hamming、Blackman等。增加相对带宽、减少脉动或提高效率的总体解决方案是使用分布于更长传输线上的更多但更小的子放大器。传输线(或等效电路)的总长度保持较短通常较好，因为传输线的每单位长度始终有损耗。对于不同的实现技术，具有更长传输线的肯定方面和否定方面之间的权衡是不同的。
为了达到最佳效率，子放大器需要不同但通常固定的DC电源电压。通常可以通过使几个子放大器具有相同的电源电压来减少不同电压的数量，此时效率损失很小且不影响低脉动和大带宽的优势。例如，电源电压可以由同一组或不同组中的子放大器共享。如图3、6和9所示，提供给下一组中的第一子放大器的电源电压可接近提供给上一组中的最后一个子放大器的电源电压或与之相同。与使用仅包含单个DC电压的DC-DC变换器相比，切换DC-DC变换器(能够仅借助一个电感器提供多个并发DC电压)能够减小尺寸并且降低提供这些DC电源电压的成本。
当不同子放大器中的晶体管的漏极端子具有不同电源电压时，这些DC电源电压需要由电容器防止通过传输线的短路。这在某些实现中可能是个问题，因为这些隔直流电容器与最低支持频率成反比。晶体管的漏极端子从电路角度来看是敏感的，因为漏极端子具有RF输出电压摆动。因此，有利的做法是使不同的子放大器具有不同的源极端子DC电压，同时使漏极端子直接耦接到输出传输线。
可以通过在输出传输线的起点具有端接电阻器来实现后向行波的终止，如图1和8所示。也可以通过在分布式组各自的输出传输线段之间设置带宽足够的隔离器(即，隔离器可以设置在输出传输线的某些部分或每个部分之间)，执行分布式组之间的后向端接。
根据本文的实施例的功率放大器100、200、500、800、1100的高效率能够通过使用高效率波形来实现，例如，功率放大器被驱动为以B类、C类或F类操作。具有极大带宽的功率放大器可能需要特殊设计，例如子放大器中的推挽式耦合晶体管。在一些这样的情况下，根据本文的实施例的功率放大器100、200、500、800、1100也可以有差分地实现，其中输入端口110处具有巴伦器件(balun)以提供差分输入信号，并且子放大器可以是完全差分的。其它实施方式也是可行的，带宽和其它要求可能需要使用特定电路技术。
通过将输入传输线121、122上的子放大器之间的传播时间与输出传输线141、142、143、144上的子放大器之间的传播时间进行匹配来实现提供给每个子放大器的驱动信号的正确定时。驱动信号的非线性幅度成形可以以不同的方式执行。获得不同幅度导通点的一种方法是使用在AB类中偏置的单晶体管放大器和以不同方式偏置的C类放大器。此方法可以在子放大器晶体管处直接实现，也可以在驱动器级中实现。幅度上限、幅度钳位可以通过子放大器或驱动器级中的饱和来实现。获得幅度上限的另一种方法是从上偏置放大器的RF输出信号减去下偏置放大器的RF输出信号。通过这种方式，可以获得在一定范围内具有陡峭幅度并且在该范围以上具有平坦幅度的信号。另一种方法是通过乘法器、调制器或混合器在模拟域或数字域中对信号幅度进行成形。
提供给一组子放大器的驱动信号可以在不同的点以不同的方法被分割。一个考虑因素是分配驱动信号的方法具有足够带宽，使得晶体管的栅极处的电压幅度是正确的，并且提供给不同子放大器的驱动信号的定时差与输出传输线上的时间延迟相匹配。根据一些实施例，提供与减小导纳输入传输线的导纳步骤相匹配的子放大器输入端处的电阻输入阻抗。根据一些实施例，可优选地使用宽带分频器加上各个输入传输线。为了实现最佳的增益带宽积，可以考虑多组分布式子放大器中的晶体管输入电容并将其吸收到合成传输线中，例如吸收到输入传输线121、122中。
子放大器中的晶体管输出端处的寄生电抗可以用许多方式处理。晶体管输出节点处的纯电容通常可以被吸收到输出传输线中，使得输出传输线可以包括具有该电容的合成传输线和具有较高阻抗的较短传输线段。备选地，输出传输线除了晶体管电容以外可以仅包括串联电感，或者包括电感和传输线的组合。此外，通过使用负变压器作为传输线中串联电感的一部分，可以抵消引线电感。通常，提高高频性能要求在子放大器中使用更多但更小的晶体管，和/或使用大部分合成传输线，即传输线的大部分电容由晶体管的电容来提供。
尽管已经描述了各个方面的实施例，但是对于本领域的技术人员而言，所述实施例的许多不同的改变、修改等将变得显而易见。例如，根据本文的实施例的功率放大器可以具有不同的子放大器组并且每组可以具有不同数量的子放大器，可以包括具有不同形状和特性阻抗的输出传输线，可以具有不同的电源电压配置、最大输出电流和转变点等。因此，所描述的实施例并非旨在限制本公开的范围。
根据上述实施例可以总结出一些优点。例如，根据本文的实施例描述的技术和方法可以用于在宽幅度范围内和在任意大的相对带宽上高效地构建功率放大器。根据本文的实施例的功率放大器可以被设计为在单个宽带模式下以均匀的驱动信号进行操作。根据本文的实施例的功率放大器可以用对应于退避操作中的效率峰值数的几组或许多组子放大器来实现。通过子放大器组的某些特性，能够建立级联组以获得任意数量的效率峰值。根据本文的实施例的功率放大器可以通过每组中的几个或许多个子放大器来实现，其中考虑更多的子放大器以实现更宽的带宽、更低的脉动或更高的效率，或这三者的任意组合。通过端接后向行波，理论上输出信号在所有输出幅度和所有频率下无脉动。根据本文的实施例的功率放大器可以取决于不同的要求借助等距或非等距的子放大器以及等尺寸或非等尺寸的子放大器来实现。根据本文的实施例的功率放大器可以具有其它变体，其中包括仅对于一些分布式子放大器组使用均匀传输线，使用其它类型传输线(例如锥形或阶梯式传输线)的内插和外推，使用四分之一波长、非等长和连续的锥形传输线，以及使用中间传输线阻抗分布和“部分降低”的电源电压。此外，本文的功率放大器的实施例可以与许多其它放大器技术组合并且可以实现改进的高频操作。
根据本文的实施例的功率放大器100、200、500、800、1100可以用于各种电子设备。图15示出了电子设备1500的框图，电子设备1500例如可以是无线通信***中的射频收发机、无线通信设备、用户设备、移动设备、基站或无线网络节点等，或者是需要功率放大器的任何通用电子电路或设备。电子设备1500可以包括其它单元，其中示出了处理单元1510。
当使用词语“包含”或“包括”时，其应被解释为非限制性的，即意味着“至少由......组成”。
本文中的实施例不限于上述实施例。可以使用各种替代物、修改物和等同物。因此，上述实施例不应被视为限制由所附权利要求限定的本发明的范围。

Claims (14)

1.一种用于将输入信号放大成输出信号的功率放大器(100、200、500、800、1100)，其中所述功率放大器(100、200、500、800、1100)包括：
输入端口(110)，其用于接收所述输入信号；
输出端口(130)，其与输出传输线(140)耦接，用于提供所述输出信号；以及
多组子放大器(150、160、170、180)，其沿所述输出传输线(140)分布，其中所述多组子放大器(150、160、170、180)的输入端与所述输入端口(110)耦接，并且所述多组子放大器(150、160、170、180)的输出端与所述输出传输线(140)耦接，并且其中针对所述多组子放大器(150、160、170、180)中的子放大器提供至少两个不同的电源电压；
其中，所述多组子放大器中的第一组子放大器、第二组子放大器或第三组子放大器中的任何一组或多组中的子放大器沿所述输出传输线的具有均匀阻抗的第一部分和/或第二部分和/或第三部分非等距分布。
2.根据权利要求1所述的功率放大器(100、200、500、800、1100)，其中，所述多组子放大器(150、160、170、180)中的第一组子放大器(150)包括设置在所述输出传输线(140、141)的起点处的一个子放大器(151)，所述多组子放大器(150、160、170、180)中的第二组子放大器(160)包括沿所述输出传输线的第一部分(141)分布的至少两个子放大器(161、162)，并且提供给所述第一组子放大器中的所述一个子放大器(151)的第一电源电压不同于提供给所述第二组子放大器中的子放大器的第二电源电压。
3.根据权利要求1所述的功率放大器(800)，其中，所述多组子放大器(150、160、170、180)中的第一组子放大器(150)包括至少两个子放大器(151、152、153、154、155)，并且其中所述至少两个子放大器(151、152、153、154、155)沿所述输出传输线的第一部分(141)分布。
4.根据权利要求2至3中任一项所述的功率放大器(800)，其中，所述输出传输线的所述第一部分(141)具有均匀阻抗。
5.根据权利要求4所述的功率放大器(100)，其中，提供给所述第一组子放大器(150)中的所述至少两个子放大器(151、152、153、154、155)的电源电压或提供给所述第二组子放大器(160)中的所述至少两个子放大器(161、162)的电源电压被进一步配置为在沿所述输出传输线的所述第一部分(141)朝向所述输出端口(130)的前向方向上逐渐增大。
6.根据权利要求3中所述的功率放大器(100、200、500、800、1100)，其中，所述多组子放大器(150、160、170、180)中的第二组子放大器(160)包括沿所述输出传输线的第二部分(142)分布的至少两个子放大器(161、162、163、164、165)。
7.根据权利要求2至3中任一项所述的功率放大器(100、200、500、800、1100)，其中，所述多组子放大器(150、160、170、180)中的第三组子放大器(170)包括沿所述输出传输线的第三部分(143)分布的至少两个子放大器(171、172、173、174、175)。
8.根据权利要求6所述的功率放大器(100、200、500、800、1100)，其中，所述输出传输线的所述第二部分和/或第三部分(142、143)具有均匀阻抗。
9.根据权利要求6所述的功率放大器(100、200、500、800、1100)，其中，提供给所述第二组子放大器和/或第三组子放大器中的所述子放大器的电源电压被配置为在沿所述输出传输线的所述第二部分和/或第三部分朝向所述输出端口的前向方向上逐渐增大。
10.根据权利要求2至3、6中任一项所述的功率放大器(100、200、500、800、1100)，其中，所述输出传输线的所述第一部分和/或第二部分和/或第三部分在所述起点处具有高阻抗，并且阻抗朝向所述输出端口减小。
11.根据权利要求2至3、6中任一项所述的功率放大器(100、200、500、800、1100)，其中，所述输出传输线的所述第一部分和/或第二部分和/或第三部分在所述起点处具有低阻抗，并且阻抗朝向所述输出端口增大。
12.根据权利要求1至3中任一项所述的功率放大器(100、200、500、800、1100)，其中，所述输出传输线(140、141)在所述输出传输线(140、141)的起点处由阻性负载端接。
13.根据权利要求1至3中任一项所述的功率放大器(100、200、500、800、1100)，其中，隔离器被设置在所述输出传输线的某些部分或每个部分(141、142、143)之间。
14.一种电子设备(400)，包括根据权利要求1至13中任一项所述的功率放大器(100、200、500、800、1100)。
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