CN108141129B - 配置为限制开关过电压的电力转换器 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及被配置用于限制开关过电压的电力转换器。该电力转换器包括底部换向单元，该底部换向单元包括底部电力电子开关和连接到底部寄生电感的底部补偿电路。底部补偿电路在底部电力电子开关的断开时将在底部寄生电感两端感应的电压样本施加到底部栅极驱动器的基准节点。电力转换器还包括顶部换向单元，其包括顶部电力电子开关和连接到底部寄生电感的顶部补偿电路。顶部补偿电路在顶部电力电子开关的断开时将在底部寄生发射器两端感应的电压的样本施加到顶部栅极驱动器的基准节点。顶部和底部换向单元是回路的一部分，连接在底部电力电子开关的集电极和顶部电力电子开关的发射极的连接点处。

Description

配置为限制开关过电压的电力转换器
技术领域
本公开涉及电力电子领域。更具体地，本公开涉及被配置用于限制开关过电压的电力转换器。
背景技术
换向单元通常用于需要电压源的转换的电子***，包括通常被称为逆变器的DC-DC转换器和DC-AC转换器。由于电力转换器电路(例如用于电和/或电混合汽车应用中的电力转换器电路)的有限空间，并且考虑到半导体的高成本，因此对这些换向单元的集成的需求增加。
减少电力转换器电路中的半导体所占用的空间的已知方式是提高其效率以允许降低冷却表面的尺寸。
存在于传统电力转换器电路中的电力电子开关中的损耗主要由两个源引起；传导损耗和开关损耗。减少开关损耗的一种方法通常是加速电力电子开关的接通和断开。然而，电力电子开关的快速断开会导致其高频回路的杂散电感中的过电压。因此通常需要减慢电力电子开关的断开以防止其过电压。这可能会严重影响传统电力转换器电路的整体效率。
图1是诸如在传统的电力转换器电路中使用的常规换向单元的理想化的电路图。换向单元10将来自电压源12(或来自电容器)的DC电压Vbus转换成电流源Iout(或电感)，其通常产生适合于连接到电压源12的正极极耳(positive tab)的负载14的电压Vout，负载14例如是电阻负载、电动机等。换向单元10包括续流二极管16和受控电力电子开关18，例如绝缘栅双极型晶体管(IGBT)。电容器20(Cin)用于限制电压源12的电压Vbus的变化，并且电感Lout32用于限制输出电流Iout的变化。栅极驱动器(图1中未示出，但在后面的图中示出)控制电力电子开关18的接通和断开。图1示出了换向单元10、负载14以及电压源12的配置，其中能量从电压源12流到负载14，即在图上从左到右。换向单元10也可以以能量沿相反方向流动的反向配置来使用，在该配置中，负载14连接在输出电感Lout 32和电压源12的负极极耳之间。
当接通(即，闭合)时，电力电子开关18允许电流通过其从其集电极22到达其发射器24；此时，电力电子开关18可以近似为闭合电路。当断开时(即，打开)时，电力电子开关18不允许电流从中通过并变成开路。
栅极驱动器在电力电子开关18的栅极26和发射极24之间施加可变控制电压。对于某些类型的电力电子开关，例如双极型晶体管，栅极驱动器可以充当电流源而不是电压源。通常，当施加在栅极26和发射极24之间的电压为“高”时，电力电子开关18允许电流从集电极22传递到发射极24。当施加在栅极26和发射极24之间的电压是“低”时，电力电子开关18阻止电流从其通过。更详细地说，栅极驱动器控制表示为Vge的栅极26和发射极24之间的电压差。当Vge大于电力电子开关18的阈值Vge(th)时，开关18接通并且集电极22和发射极24之间的电压Vce变为接近零。当Vge低于Vge(th)时，电力电子开关18断开，并且Vce最终达到Vbus。
当电力电子开关18接通时，电流Iout从电压源12(并瞬时地从电容器20)流过负载14并通过集电极22和发射极24。当电力电子开关18被断开时，电流Iout从负载14循环并通过续流二极管16。因此可以观察到电力电子开关18和续流二极管16串联工作。以高频率接通和断开电力电子开关18允许输出电感Lout 32中的电流Iout保持相当恒定。
应该注意的是，在其他电力电子开关类型，例如双极型晶体管的情况下，术语“栅极”可以用“基极”来代替，基极由电流控制而不是由电压控制的栅极。本领域技术人员熟知的这些区别不会改变换向单元10的整体操作原理。
图2是图1的传统换向单元的另一电路图，示出了寄生(杂散)电感。与图1的理想化模型相比，实际换向单元的组件之间的连接限定了寄生电感。尽管寄生电感分布在换向单元10内的各个位置，但图2中呈现的合适模型示出代表整个寄生电感的两(2)个不同电感，包括电力电子开关18的发射极电感30和代表围绕由续流二极管16、电力电子开关18和电容器20形成的高频回路36的所有其他寄生电感(除了发射极电感30)的电感34。高频回路36是其中一旦开关电源电子开关18时电流发生显著变化的路径。应当指出，输出电感Lout 32不是高频回路36的一部分，因为其电流在换向周期内保持相当恒定。
图3是进一步示出栅极驱动器40的常规换向单元的电路图。为了简化说明，换向单元10的一些元件未在图3中示出。图3示出具有正电源电压42、负电源电压44和经由栅极电阻器Rg连接到电力电子开关18的栅极26的输出46的栅极驱动器40。栅极驱动器40的正电源电压42具有表示为+Vcc的值，例如高于接地基准(在稍后的图中示出)+15伏，而负电源电压44具有表示为-Vdd的值，例如低于接地基准的-5伏。栅极驱动器40的接基准连接到电力电子开关18的发射极24；图3中未示出该连接。栅极驱动器40的输入端50连接到换向单元10的控制器(未示出)，如本领域所公知的那样。栅极驱动器40的输出端46处的电压上升到+Vcc并下降到-Vdd，以便控制栅极26处的电压。栅极26到发射极的输入电阻可能非常高，特别是在电子开关18是IGBT的情况。然而，存在于栅极26和发射极24之间的寄生电容Cge(在稍后图中示出)以及存在于栅极26和集电极22之间的寄生米勒电容Cgc(未示出)，用于总栅极等效电容器Cies，当栅极驱动器40在+Vcc和-Vdd之间交替时，引起一些电流从输出端46流出。选择栅极电阻器的值Rg作为寄生电容Cies和电力电子开关18的所需开关速率的函数，以使栅极26处的电压以适合于所需开关速率的速率变化。
在图3上，当电力电子开关18闭合时，流过电力电子开关18并通过发射极寄生电感30的电流Iigbt基本上等于Iout，并且当电力电子开关18断开时快速减小到基本为零。
当电力电子开关18接通或断开时，流过其中的电流Iigbt以快速率增加或减小。根据众所周知的等式(1)，表示为di/dt的Iigbt的这些变化会感应在电感30和34两端的电压：
Figure BDA0001629431250000031
其中VL是在电感两端感应的电压，并且L是电感值。
在寄生电感34两端感应电压VLs，并在发射极寄生电感30两端感应出电压VLe。在图2和3上，当Iigbt电流迅速减小时，在包括发射极电感30的高频回路36的电感上示出的极性反映电力电子开关18断开时获得的电压，di/dt因此取负值。在电力电子开关18接通时，包括发射极电感30的高频回路36的电感两端的电压处于相反的方向。
这些电压VLs和VLe与来自电压源12的Vbus串联。当电力电子开关18断开时，集电极22至发射极24电压增加，直到续流二极管16导通。此时，Vbus、VL和VLe的加入导致施加在电力电子开关18的集电极22和发射极24之间的重要的过电压。虽然电力电子开关被额定用于在某个过电压水平下操作，但是极端过电压可能减小任何电力电子开关的使用寿命，从而导致其过早失效。
图4是具有跨越寄生(杂散)发射极电感而连接的电阻分压器、形成补偿电路的IGBT支路的电路图。在2014年10月9日公开的Jean-Marc Cyr等人的国际专利公开号WO2014/161080 A1中引入了图4的电路，其公开内容通过引用结合于此。
通常，图4示出具有并联连接的一对换向单元的电力转换器，每个换向单元包括电力电子开关和栅极驱动器。电力转换器可以例如是包括连接到栅极驱动器的补偿电路的IGBT支路90，其以降低IGBT上的过电压的配置。IGBT支路90可以例如形成驱动来自电池12的电动机(未示出)的三相交流(AC)电源的三分之一。IGBT支路90经由电感Lout将电流源Iout馈送通过连接在顶部和底部电力电子开关之间的相位标签(phase tab)(未示出)，相位标签具有寄生电感L phase。图4介绍了使用跨发射极寄生电感的电阻分压器优化IGBT上的过电压的补偿电路。
IGBT支路90包括顶部换向单元，该顶部换向单元包括顶部IGBT Q2和底部续流二极管D1。顶部IGBT Q2由经由电阻器R4连接到顶部IGBT Q2的栅极64的栅极驱动器62驱动。顶部补偿电路包括导通二极管D4和电阻器R5和R6。在IGBT支路90中，底部换向单元包括底部IGBT Q1和顶部续流二极管D2。底部IGBT Q1由经由电阻器R1连接到底部IGBT Q1的栅极26的栅极驱动器60驱动。底部补偿电路包括导通二极管D3和电阻器R2和R3。当Iout为正(在图4所示的方向上)时，顶部换向单元工作，而当Iout在相反方向时底部换向单元工作。
IGBT支路90的组件被放置在具有连接到+Vbus的正电压标签、连接到-Vbus(也未示出)的负电压标签以及连接到Lout的相电压标签的电力模块(未示出)上。这些组件之间的连接产生许多寄生电感，包括寄生正电压标签L+Vbus、寄生顶部集电极电感Lc-high、寄生顶部发射极电感Le-high、寄生底部集电极电感Lc-low、寄生底部发射极电感Le-low、寄生负电压标签电感L-Vbus和输入电容器电感Lc。两个换向单元与电压源12的输入电容Cin结合以形成IGBT支路90的高频回路92。
讨论图4的IGBT支路90的底部换向单元，底部IGBT Q1的栅极26经由电阻器R1连接到其栅极驱动器60。栅极驱动器60的接地基准52(GND低)连接到具有包括两个电阻器R2和R3以及导通二极管D3的电阻分压器电路的底部补偿电路，其通过保持底部IGBT Q1的发射极电压不低于接地基准52允许接通不受电阻分压器影响。导通二极管D3在接通底部IGBT Q1时导通，因为其电流方向为正。相反，由于在di/dt期间在发射极电感两端感应的电压在导通二极管D3上施加负电压，所以导通二极管D3在断开底部IGBT Q1时不导通。
在图4的电路中，电阻器R2和R3的值根据在底部IGBT Q1上允许的可接受的过电压电平来选择。R2与R3的比率增加以降低过电压。等效栅极电阻器的值由这两个并联电阻器R2和R3设置，与栅极驱动电阻器R1串联。根据适当的换向行为以常规方式调整栅极驱动器电阻器R1的值。
换言之，通过将电阻分成两个电阻器(包括R1与并联连接的R2和R3串联)，并通过调整它们的比值来限制发射极电感对di/dt的影响，可以修改常规做法，该常规做法包括在栅极驱动器的接地连接中使用电阻器R1以当顶部IGBT Q2截止时限制在保护底部IGBT Q1的栅极驱动器60不成为负电压的二极管中的电流。等效电阻器值可能保持不变，但分压器会给出期望的发射极电感权重，以将过电压限制在所需的电平。
通过正确设置补偿电路的电阻器的值，可以减小发射极电感的影响，以获得允许的最大过电压，从而提高效率。
出于效率的原因，可以尽可能地优化过电压以达到最大的IGBT额定值，同时保持di/dt的速度。这是通过与连接到电力标签的电阻器R3的值相比减小连接到IGBT发射极的电阻器R2的值来实现的。发射极电感两端的电压因此分为两部分，只有R2两端的电压部分施加在栅极驱动电路中，以限制栅极电压降。
电阻器R2和R3的值根据Q1上允许的过电压点评来选择。图5是示出图4的底部IGBT的截止波形的图。更详细地，图5示出了针对在500Vdc的总线电压Vbus处的操作而优化的电阻分压器的结果。R2与R3之比可以被增加以降低过电压。并联的两个电阻器R2和R3的等效值被设置与R1串联，R1根据底部IGBT Q1的适当换向行为进行调整。通过正确设置电阻器值，可以降低发射极电感的影响，以获得底部IGBT Q1允许的最大过电压，从而提高效率。
集电极到发射极过电压可以尽可能地被优化以达到底部IGBT Q1的最大额定电压。这是通过与连接到电力标签的电阻器R3的值相比减少连接到底部IGBT Q1的逻辑发射极的电阻器R2的值来实现的。发射极电感Le-low上的电压单独或与负电压标签电感L-Vbus一起被分成两部分，并且只有在电阻器R2两端的电压施加在栅极驱动器60的基准52处以限制在底部IGBT Q1的栅极26处的电压降。
图5示出了在图4的底部IGBT Q1的截止期间的电流Iigbt、栅极至发射极电压Vge以及集电极至发射极电压Vce。值得注意的是，Vce在平稳状态80处达到峰值，其值根据底部IGBT Q1的最大额定电压被调整。通过从寄生电感Le-low和L-Vbus***电压样本，出现平稳状态80，同时Vge的下降速率包含在区域82。
图6是其中修改图4的补偿电路以影响IGBT的导通的电路图。在2015年6月23日提交的Jean-Marc Cyr等人的序列号为62/183,437的美国临时专利申请中引入了图6的电路的变体，其公开内容通过引用结合于此。
通常，图6示出了经修改的IGBT支路95，其中接地基准52(GND低)现在经由与电阻器RD3串联放置的导通二极管D3电连接到底部IGBT Q1的发射极24。当底部IGBT Q1的发射极电压高于接地基准52的电压时，导通二极管D3被极化而变短。接地基准52也经由电阻器R2和R3电连接穿过寄生电感Le-low和L-Vbus两者。电阻器R2与导通二极管D3和电阻器RD3的串联组合并联放置。如果电阻器RD3被短路代替，则在接通时没有补偿，并且至少对于底部补偿电路来说，IGBT支路95变得等同于IGBT支路90。在导通二极管D3的存在下，为电阻器RD3选择合适的值允许独立于其截止而微调底部IGBT Q1的导通，底部补偿电路形成RD3与R2并联之间的电阻分压器，该并联组合与R3串联。
接地基准54(GND高)经由与电阻器RD4串联放置的导通二极管D4电连接到顶部IGBTQ2的发射极。当顶部IGBT Q2的发射极电压高于接地基准54的电压时，导通二极管D4被极化为短路。接地基准54还通过电阻器R6电连接到底部IGBT Q1的集电极22。电阻器R5与导通二极管D4和电阻器RD4的串联组合并联。在导通二极管D4存在的情况下，为电阻器RD4选择适当的值允许独立于其断开而独立地微调顶部IGBT Q2的导通，顶部补偿电路形成RD4与R5并联之间的电阻分压器，该并联组合与R6串联。
考虑图4的IGBT支路90和图6的IGBT支路95，顶部和底部补偿电路以类似的方式操作。然而，在典型的实施方式中，顶部IGBT Q2的发射极电感Le-high小于底部IGBT Q1的发射极电感Le-low。尽管底部IGBT Q1的集电极电感Lc-low可以与顶部IGBT Q2的发射极电感Le-high相结合，图4和6示出了电阻器R6连接在顶部IGBT Q2的发射极电感Le-high和底部IGBT Q1的集电极电感Lc-low之间，该组合仍然小于负电压标签电感L-Vbus与发射极电感Le-low的组合。为此，虽然IGBT支路90和95的顶部和底部换向单元以相同的方式构造，但它们的行为有些不同。虽然上述技术对于底部IGBT Q1工作良好，但发射极电感Le-high通常太小而不能适当地箝位其上的电压，而不增加栅极电阻器R4以保护器件。事实上，实际上，与底部IGBT Q1的集电极电感Lc-low串联的顶部IGBT Q2的发射极电感Le-high通常过低，以致不能用于将在顶部IGBTQ2处的过电压限制在期望的水平。
因此，需要对能够降低在开关电力转换器时发生的过电压的电路进行改进。
发明内容
根据本公开，提供了一种被配置用于限制开关过电压的电力转换器。该电力转换器包括底部换向单元，该底部换向单元包括具有底部栅极的底部电力电子开关、底部栅极驱动器和连接到底部寄生电感的底部补偿电路。底部补偿电路在底部电力电子开关的断开时将底部寄生电感两端感应的电压的样本施加到底部栅极驱动器。该电力转换器还包括顶部换向单元，该顶部换向单元包括具有顶部栅极的顶部电力电子开关、顶部栅极驱动器和连接到底部寄生电感的顶部补偿电路。顶部补偿电路在顶部电力电子开关的断开时将在底部寄生电感两端感应的电压的样本施加到顶部栅极驱动器。顶部和底部换向单元是回路的一部分，连接在底部电力电子开关的集电极和顶部电力电子开关的发射极的连接点处。
通过阅读以下仅以示例的方式仅参考附图给出的说明性实施例的非限制性描述，前述和其他特征将变得更加明显。
附图说明
将仅通过参考附图的示例来描述本公开的实施例，其中：
图1是例如在常规电力转换器电路中使用的那些的常规换向单元的理想化电路图；
图2是图1的传统换向单元的另一电路图，示出了寄生(杂散)电感；
图3是进一步示出栅极驱动器的传统换向单元的电路图；
图4是具有连接在寄生(杂散)发射极电感上的电阻分压器、形成补偿电路的IGBT支路的电路图；
图5是示出图4的底部IGBT的断开波形的图；
图6是其中修改图4的补偿电路以影响IGBT的导通的电路图；和
图7是根据一个实施例的具有串联安装的截止二极管的IGBT支路的电路图。
相似的数字在各个附图上表示相似特征。
具体实施方式
本公开的各个方面通常解决与在电力转换器中的开关时发生的过电压有关的一个或多个问题。
国际专利公开号WO2013/082705A1、WO2014/043795A1、WO2014/161080A1、WO2015/061901A1、WO2015/070347A1和WO2015/139132A1以及美国临时申请号62/183,437中描述了可操作用于限制换向单元中的过电压的电路，尤其是在IGBT的截止时，所有这些都由Jean-Marc Cyr等人撰写，这些公开内容通过引用结合于此。本技术提供了在换向单元的电力电子开关的断开时的过电压和开关损耗的控制。本文呈现的电路和方法通常与这些其他解决方案的至少一些方面兼容以限制电力电子开关的断开时的过电压。
在换向单元中，电力电子开关的断开时的di/dt在换向单元的高频回路的寄生(杂散)电感两端感应出电压。除了向换向单元提供电力的总线电压之外，该电压存在于电力电子开关两端。这些电压的总和可能超过电力电子开关的最大额定电压。上文描述的解决方案基于跨越换向单元的寄生电感出现的过电压的样本应用到电力电子开关的栅极驱动器。当一对电力电子开关串联连接以形成支路时，由于这种支路中通常使用的电路配置，存在于“顶部”换向单元中的寄生电感可能不足以提供足够的电压采样以控制顶部电力电子开关上存在的过电压。在下文中详细描述的改进包括补偿电路，该补偿电路被配置为对在一个换向单元的寄生电感两端感应的电压进行采样，以在另一换向单元的断开时控制过电压。根据该解决方案，在具有最大寄生电感的换向单元中获取电压样本，并在两个换向单元的断开时施加电压样本。
这里公开的技术将主要结合使用绝缘栅极双极晶体管(IGBT)来描述。在下面的描述中提及IGBT是为了说明的目的而做出的，并不意味着限制本公开。相同的技术同样可以应用于使用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、双极晶体管和类似电力电子开关构造的换向单元。
贯穿本公开内容使用以下术语：
换向单元：连接到电压源的电子部件的组件，其交替地将来自电压源的电压和零电压施加到连接到负载的电流源。
电力转换器：被配置为转换来自第一类型能量源的能量、提供不同类型的能量的电路。
支路：形成电力转换器的一对换向单元的组合。
过电压：超过来自电源的电压的、电子元件两端的电压。
电力电子开关：换向单元的有源开和关可开关元件。
底部、顶部：在本公开的上下文中，术语“顶部”和“底部”不涉及电力转换器的任何元件的物理特性，而是涉及它们在各种附图中示出的电路图上的布置。
补偿电路：被配置为提供电力电子开关上的过电压的测量作为反馈以控制和/或降低过电压的电路。
寄生电感：通常不由分立元件形成的电感，而是通过连接两个或更多个元件(例如电力电子开关和电路板之间的连接)而形成的电感；也称为杂散电感。
电压采样：从电路部件获得的电压，例如来自寄生电感的电压，所获得的电压被电压增益减小。
电阻增益适配器：提供电压增益的电阻器的组合。
导通二极管：补偿电路的二极管，其在该补偿电路中的电力电子开关接通期间导通。
截止二极管：在该补偿电路中的电力电子开关的断开期间导通的补偿电路的二极管。
续流二极管：处于与电力电子开关相关的反平行位置的二极管。
栅极驱动器：提供用于接通和断开电力电子开关的隔离和控制信号的小型缓冲放大器。
基准：可施加电压样本的栅极驱动器的浮动接地基准。
现在参照附图，图7是根据说明性实施例的具有串联安装的截止二极管的IGBT支路的电路图。在前面对图4和5的描述中引入了IGBT支路100的几个元件，下面不再详细描述。一般而言，相同的电力电子开关(IGBT Q1和Q2)和续流二极管(D1和D2)放置在相同或类似的电路卡上，产生相同或相等的寄生电感。包括底部IGBT Q1、底部栅极驱动器60及其基准52、和具有电阻器R2、R3和RD3的底部补偿电路以及导通二极管D3的底部换向单元在没有显着变化的情况下被再现。如果RD3具有零电阻(短路)，则以与IGBT支路90的底部换向单元相同的方式操作IGBT支路100的底部换向单元，或者如果RD3的值大于零，则以与IGBT支路95的底部换向单元相同的方式操作IGBT支路100的底部换向单元。
IGBT支路100与上述电路的主要不同在于，其顶部补偿电路允许顶部栅极驱动器62基于在大底部寄生电感Le-low和寄生电感L-Vbus上感应的电压的样本来控制顶部IGBT Q2。
IGBT支路100形成被配置用于限制开关过电压的电力转换器。顶部和底部换向单元形成回路，其被连接在底部电力电子开关(被示为底部IGBT Q1)的集电极22和顶部电力电子开关(被示出为顶部IGBT Q2)的发射极24的连接点处。底部换向单元包括底部IGBT Q1和连接到底部寄生电感的底部补偿电路，底部寄生电感包括底部IGBT Q1的寄生发射极电感Le-low和寄生负电压标签电感L-Vbus。底部补偿电路在底部IGBT Q1的断开时施加在底部寄生电感两端感应的电压的样本。顶部换向单元包括顶部IGBT Q2以及也连接到底部寄生电感的顶部补偿电路。当相反的续流二极管D1导通时，顶部补偿电路在顶部IGBT Q2的截止时施加在底部寄生发射极两端感应的电压的样本。
在底部IGBT Q1的截止时在底部寄生电感两端感应的电压的样本到底部栅极驱动器60的施加控制在底部寄生电感两端感应的电压。这又限制了底部IGBT Q1的过电压。类似地，在顶部IGBT Q2的截止时在底部寄生电感两端感应的电压的样本到顶部栅极驱动器62的施加控制在IGBT支路100的回路中包括的整个寄生电感感应的电压。这又限制顶部IGBTQ2的过电压。
在不限制本公开的情况下，底部IGBT Q1的截止时在底部寄生电感两端感应的电压的样本由底部补偿电路施加到底部栅极驱动器60的基准52，底部栅极驱动器60连接到底部IGBT Q1的栅极26。同样没有限制地，在顶部IGBT Q2的截止时在底部寄生电感两端感应的电压的样本由顶部补偿电路施加到连接到顶部IGBT Q2的栅极64的顶部栅极驱动器62的基准54。
底部补偿电路包括底部电阻增益适配器，该底部电阻增益适配器包括电阻器R2、R3和RD3以及当导通底部IGBT Q1时将电阻器RD3与R2并联的导通二极管D3。电阻器R2、R3和RD3的值可以类似于图4和6的电路的那些，或者可以根据特定应用的需要来选择。使用根据等式(1)定义的电压增益G1，底部补偿电路施加在底部IGBT Q1的截止时在高频回路92的底部寄生电感两端感应的电压的样本例如在底部栅极驱动器60的基准52上：
Figure BDA0001629431250000111
使用根据等式(2)定义的电压增益G2，底部补偿电路施加在底部IGBTQ1的导通时在底部寄生电感两端感应的另一电压的样本例如在底部栅极驱动器60的基准52上：
Figure BDA0001629431250000112
应该注意的是，假设当RD3不是无限时，R2与RD3的并联组合小于R2，在底部IGBT Q1的导通时施加的电压增益小于在其截止时施加的电压增益。
如图7所示，电阻器R3连接负电压标签下游的栅极驱动器60的基准52。连接负电压标签上游的电阻器R3将排除寄生负电压标签电感L-Vbus。然而，通常希望连接负电压标签下游的电阻器R3以最大化待采样的电压。
现在转向顶部换向单元，其顶部补偿电路包括截止二极管D5，该截止二极管D5在顶部IGBT Q2的截止时的di/dt时将顶部补偿电路连接到底部寄生电感。在一个变型中，选择截止二极管D5，使得当D1也导通时，截止二极管D5两端的电压降大于底部续流二极管D1两端的电压降，以确保负载电流不会循环进入二极管D5，它是一个低功率二极管。例如，截止二极管可以包括串联连接的一对截止二极管D5以提供期望的电压降。无论截止二极管D5的特定配置如何，在顶部IGBT Q2的截止时，在其集电极22与其发射极24之间感应的大的过电压使其发射极电压比负电压标签-Vbus的电压更负。D5因此在顶部IGBT Q2的截止时导通。相反，当顶部IGBT Q2的导通时，其发射极电压高于负电压标签的电压-Vbus并且截止二极管D5被阻断。
应该注意的是，虽然二极管D5的阳极显示为连接到电容器Cin，但它也可以连接到GND低。
顶部补偿电路包括由电阻器R5、R6和RD4形成的两个电阻增益适配器，其补充有导通二极管D4。电阻器R5、R6和RD4的值可以不同于图4和6的电路的那些。
在顶部IGBT Q2的截止时在高频回路92中的负di/dt时，当截止二极管D5导通并且当导通二极管D4被阻断时，使用根据等式(3)定义的电压增益G3，顶部补偿电路施加在底部寄生电感两端感应的电压的采样例如在顶部栅极驱动器62的基准54上：
Figure BDA0001629431250000121
当顶部IGBT Q2的导通时，当截止二极管D5被阻断并且导通二极管D4被导通时。在这种情况下，顶部补偿电路施加在顶部寄生电感两端感应的电压的样本，该顶部寄生电感包括顶部电力电子开关的寄生发射极电感Le-high，并且可选地包括底部IGBT Q1的寄生集电极电感Lc-low。使用根据等式(4)定义的电压增益G4，将这个样本例如应用在顶部栅极驱动器62的基准54上：
Figure BDA0001629431250000122
如果RD4的值为零(该电阻器由短路代替)，则顶部IGBT Q2的导通不受顶部补偿电路的影响。
如图7所示，截止二极管D5和电阻器R6连接负电压标签下游的栅极驱动器62的基准54。类似地，电阻器R5直接连接栅极驱动器62的基准54在底部IGBT Q1的集电极22上。将电阻器R5连接到IGBT支路100的相位标签将排除底部IGBT Q1的寄生集电极电感Lc-low。根据上述推理，通常有意义的是直接连接电阻器R5在底部IGBT Q1的集电极22上，以便最大化待采样的电压。
可以通过组合三(3)个IGBT支路(例如IGBT支路100)来构建可操作以驱动电动机(未示出)或类似负载的三相可选电流(AC)电源。
前面描述了适用于DC-DC电力转换器、AC-DC电力转换器和DC-AC电力转换器的解决方案，例如使用半导体全支路、相反的电力电子开关对和续流二极管的换向单元，以为诸如电动车辆的电动机的连接负载提供交流电流。能量可以在两个方向上从IGBT电压支路100流过，从电压源到电流源或从电流源到电压源。
本领域的普通技术人员将认识到，被配置用于限制开关过电压的电力转换器的描述仅是说明性的，并且不旨在以任何方式进行限制。受益于本公开内容的本领域普通技术人员将容易想到其他实施例。此外，配置用于限制开关过电压的电力转换器可以被定制为针对现有的需求和在电力转换器的开关时发生的过电压问题提供有价值的解决方案。
为了清楚起见，并未示出和描述被配置用于限制开关过电压的电力转换器的实施方式的全部常规特征。当然，应该认识到，在开发被配置用于限制开关过电压的电力转换器的任何这种实际实施中，可能需要做出许多实施方式特定的决定以实现开发者的特定目标，诸如符合应用程序、***和业务相关的约束，并且这些具体目标将随着实现的不同而不同，以及从一个开发人员到另一个开发人员而变化。此外，可以理解的是，开发工作可能是复杂和耗时的，但是对于受益于本公开的电力电子领域的普通技术人员而言仍然是工程的常规任务。
应该理解，被配置用于限制开关过电压的电力转换器在其应用方面不限于附图中所示和上文所述的结构和部件的细节。所提出的用于限制开关过电压的电力转换器能够具有其他实施例并且能够以各种方式实施。还应该理解，这里使用的措辞或术语是为了描述而不是限制的目的。
已经在前述说明书中借助作为示例提供的非限制性说明性实施例描述了本公开。这些说明性实施例可以随意修改。权利要求的范围不应受实施例中阐述的实施方式的限制，而是应该给予与整个说明书一致的最宽泛的解释。

Claims (15)

1.一种被配置用于限制开关过电压的电力转换器，包括：
底部换向单元，其包括具有底部栅极的底部电力电子开关、底部栅极驱动器和连接到底部寄生电感的底部补偿电路，以在底部电力电子开关的断开时将在底部寄生电感两端感应的电压的样本施加到底部栅极驱动器；
顶部换向单元，其包括具有顶部栅极的顶部电力电子开关、顶部栅极驱动器和连接到所述底部寄生电感的顶部补偿电路，以在顶部电力电子开关的断开时将在所述底部寄生电感两端感应的电压的样本施加到所述顶部栅极驱动器；以及
截止二极管，所述截止二极管被配置为在所述顶部电力电子开关的断开时将所述顶部补偿电路连接至所述底部寄生电感；
其中所述顶部和底部换向单元是回路的一部分，被连接在所述底部电力电子开关的集电极和所述顶部电力电子开关的发射极的连接点处。
2.根据权利要求1所述的电力转换器，其中所述底部寄生电感包括所述底部电力电子开关的寄生发射器电感。
3.根据权利要求1所述的电力转换器，其中，所述底部寄生电感包括所述底部电力电子开关的寄生发射极电感和寄生负电压标签电感。
4.根据权利要求1或3中任一项所述的电力转换器，其中，在所述底部电力电子开关的断开时施加在所述底部寄生电感两端感应的电压的样本控制在所述底部寄生电感两端感应的电压。
5.根据权利要求1所述的电力转换器，其中所述底部栅极驱动器具有底部基准以接收来自所述底部补偿电路的在所述底部寄生电感两端感应的电压的样本，且所述顶部栅极驱动器具有顶部基准以接收来自顶部补偿电路的在底部寄生电感两端感应的电压的样本。
6.根据权利要求1所述的电力转换器，其中：
所述底部补偿电路被配置为使用第一电压增益在所述底部电力电子开关的断开时将在所述底部寄生电感两端感应的电压的所述样本施加到所述底部栅极驱动器；和
所述底部补偿电路被配置为使用低于第一电压增益并且大于或等于0的第二电压增益，在底部电力电子开关的接通时，将在底部寄生电感两端感应的电压的另一样本施加到底部栅极驱动器。
7.根据权利要求6所述的电力转换器，其中所述底部补偿电路包括底部电阻增益适配器，所述底部电阻增益适配器具有限定所述第一电压增益的第一和第二电阻器，以及被配置为当接通底部电力电子开关时将第三电阻器与第一电阻器并联的底部导通二极管，第一、第二和第三电阻器限定第二电压增益。
8.根据权利要求1所述的电力转换器，包括与所述底部电力电子开关并联的底部续流二极管，其中所述截止二极管被选择为使得所述截止二极管两端的电压降大于所述底部续流二极管两端的电压降。
9.根据权利要求8所述的电力转换器，其中所述截止二极管包括串联连接的两个截止二极管。
10.根据权利要求1所述的电力转换器，其中所述顶部补偿电路被配置为在所述顶部电力电子开关的接通时施加在顶部寄生电感两端感应的电压样本。
11.根据权利要求10所述的电力转换器，其中所述顶部寄生电感是所述顶部电力电子开关的寄生发射极电感。
12.根据权利要求10所述的电力转换器，其中所述顶部寄生电感包括所述顶部电力电子开关的寄生发射极电感和所述底部电力电子开关的寄生集电极电感。
13.根据权利要求10至12中任一项所述的电力转换器，其中所述顶部补偿电路包括顶部电阻增益适配器，所述顶部电阻增益适配器具有限定所述顶部补偿电路的第三电压增益的第四和第五电阻器，在所述顶部电力电子开关的断开时对在所述底部寄生电感两端感应的电压进行取样时施加所述第三电压增益，所述顶部补偿电路进一步包括顶部导通二极管，所述顶部导通二极管被配置为当接通所述顶部电力电子开关时将第六电阻器与所述第四电阻器串联放置，所述第六和第四电阻器限定所述顶部补偿电路的第四电压增益，在所述顶部电力电子开关接通时对在所述顶部寄生电感两端感应的电压进行采样时施加所述第四电压增益。
14.根据权利要求1所述的电力转换器，包括输入电容，其中所述输入电容闭合由所述顶部和底部换向单元形成的所述回路。
15.一种三相交流电源，其包括如权利要求1所述的电力转换器的三个实例。
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