CN108123703A - 无带隙基准的自偏置集成振荡器 - Google Patents

无带隙基准的自偏置集成振荡器 Download PDF

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Abstract

集成振荡器具有：R‑S触发器；第一电容和第二电容；电流源晶体管；第一电流引导晶体管和第二电流引导晶体管，各自具有耦接至电流源晶体管的源极和分别耦接至第一电容和第二电容的漏极。第一电流引导晶体管具有耦接至R‑S触发器的第一输出的栅极，且第二电流引导晶体管具有耦接至R‑S触发器的第二输出的栅极。振荡器具有第一感测反相器和第二感测反相器，第一感测反相器具有来自第一电容的输入并由适于感测第一电容和第二电容上的电压的反馈电路供电；且第二感测反相器具有来自第二电容的输入并由反馈电路供电。R‑S触发器具有耦接至第一感测反相器的输出的第一输入和耦接至第二感测反相器的输出的第二输入。

Description

无带隙基准的自偏置集成振荡器
技术领域
本申请涉及振荡器技术领域，特别地涉及无带隙基准的自偏置集成振荡器。
背景技术
许多***需要振荡器，特别是具有彼此通信的两个或更多个模块的那些***，其中振荡器通常存在于每个模块中。为可靠的串行通信，通信模块中的振荡器具有良好的稳定性并在靠近期望的额定工作频率处合理地工作是期望的——为此，许多模块包含晶体或陶瓷谐振器振荡器。然而，晶体或陶瓷谐振器是昂贵的。
为避免晶体和陶瓷谐振器的造价，已经使用张弛振荡器，遗憾的是其典型地在低频率处工作并需要精密元件，例如外部电阻和电容。
在本领域中众所周知，尽管可以制造具有相当精密比例的电阻和电容，但是标准集成电路工艺产生具有与高的温度和电压系数耦合的显著的工艺相关变量的电阻和电容。此外，晶体管阈值电压和饱和电流还经常改变。虽然使用附加的电阻层和激光微调可以制造片上精密设备，但是额外的层和激光微调对集成电路制造增加显著的费用。为此，片上张弛振荡器通常使用一个或多个外部精密电阻和/或电容来确定工作频率。
外部的精密电阻和/或电容不仅增加***费用，还需要集成电路上的电路板空间和专用管脚以许可与这些外部部件的连接。此外，典型的张弛振荡器设计以比一些应用所期望的频率更低的频率工作。
发明内容
集成振荡器具有：R-S触发器；第一电容和第二电容；电流源晶体管；第一电流引导晶体管和第二引导晶体管，各自具有耦接至电流源晶体管的源极和分别耦接至第一电容和第二电容的漏极。第一电流引导晶体管具有耦接至R-S触发器的第一输出的栅极，且第二电流引导晶体管具有耦接至R-S触发器的第二输出的栅极。振荡器具有第一感测反相器以及第二感测反相器，第一感测反相器具有来自第一电容的输入并由适于感测第一电容和第二电容上的电压的反馈电路供电，第二感测反相器具有来自第二电容的输入并由反馈电路供电。R-S触发器具有耦接至第一感测反相器的输出的第一输入和耦接至第二感测反相器的输出的第二输入。
附图说明
图1是现有技术张弛振荡器的框图。
图2是在改进的振荡器中与图3的偏置***一起使用的振荡子***的框图和实施例。
图3是用于改进的振荡器的偏置子***的实施例的框图。
图4是示出图2的振荡子***与图3的偏置子***相互连接的振荡器的框图。
图5是示出图2的实施例中的振荡器电容上的电压的波形图。
图6是其中可以使用包含振荡子***的集成电路的***的框图。
具体实施方式
在如图1所示的传统振荡器100中，带隙基准102为由电阻104、106和108形成的电阻分压器提供稳定的参考电压，以提供上比较器参考电压110和下比较器参考电压112。典型地，参考电压相对于温度和电源电压是稳定的。
从带隙基准102抽取的参考电压还被提供至外部精密电阻116，外部精密电阻116作为提供参考电流120的电压-电流转换器118的部分。参考电流120控制正电流源122和负电流源124。
根据R-S触发器132的状态，来自正电流源112的电流被正开关126切换并进入至电容130，当禁用负开关128时，使能正开关126，反之亦然。来自负电流源124的电流通过负开关128进入电容130，产生电容130上的锯齿波。电容130为两个比较器(正比较器134和负比较器136)提供输入。
操作中，电容130上的电压随着来自正电流源122和正开关126的电流升高，直到正比较器134检测到高于上比较器参考电压110的电容130上的电压，此时，R-S触发器132改变状态。然后，电容130上的电压随着来自负电流源124的电流通过负开关128进入电容130而下降，直到负比较器136检测到低于下比较器参考电压112的电容130上的电压。从R-S触发器132的任一边沿，通过反相器142抽取振荡器输出140。比较器134和136的固有延迟显著地限制振荡器速度。
改进的工艺补偿的振荡器200(图2)具有由电流源参考电压VIR 203控制的电流源晶体管202。来自电流源晶体管202的电流由第一电流引导晶体管204和第二电流引导晶体管206切换进入第一振荡器电容208和第二振荡器电容210中的一个；第一振荡器电容208上的电压形成第一振荡器电压212且第二振荡器电容210上的电压形成第二振荡器电压214。
第一电流引导晶体管204和第二电流引导晶体管206由R-S触发器控制，该R-S触发器由第一NAND门220和第二NAND门222形成；第一NAND门和第二NAND门的输出被看作是振荡器输出224和226。其是具有几乎50/50占空比的互补输出。在可选的实施例中，门220和222可以不是两输入NAND门，例如门220和门222的一个或全部可以是具有被配置为将振荡器初始化至已知状态以许可测试使用振荡器的***的附加输入的与或非门。
第一振荡器电容208电压由第一阈值可控反相器感测，该第一阈值可控反相器由P晶体管230和N晶体管232形成；第一阈值可控反相器耦接至第一NAND门220作为由NAND门220和222形成的R-S触发器的有源低S(或置位)输入。
相似地，第二振荡器电容210电压由第二阈值可控反相器感测，该第二阈值可控反相器由P晶体管236和N晶体管238形成；第二阈值可控反相器耦接至第二NAND门222作为由NAND门220和222形成的R-S触发器的有源低R(或复位)输入。
当由NAND门220和222形成的R-S触发器处于第一状态时，耦接N沟道电荷释放(charge-dump)晶体管240以释放(dump)第一振荡器电容208上的电荷，且当由NAND门220和222形成的R-S触发器位于第二状态时，耦接N沟道电荷释放晶体管242以释放第二振荡器电容210上的电荷。
在具有参考电压(Vref)产生器251、共模反馈253、以及差分放大器和反馈电压(VFV)产生器255的振荡器子***249(图4)中，图2的振荡器与偏置子***250(图3)协同工作。
在偏置***250中，具有耦接回至其输入的电阻254的反相器252在反相器252的跳变点处提供输出256，输出256将根据252的阈值电压和如实际制造的其构成晶体管的漏源电流特性而改变，因此提供追踪过程变量的电压。反相器252是由晶体管对230/232和236/238组成的环路反相器的复制。输出256被由小放大器258和P型输出晶体管260形成的单位增益电压缓存器缓存，这对由电阻262和264形成的分压器供电；我们注意到，虽然电阻262和264的值是温度敏感的且随着过程以至多20％变化，电阻262的值与电阻264的值的比值在大多数集成电路工艺中可以被控制在1％以内。由电阻262和264形成的分压器具有为差分信号VC1 212和VC2 214(图2)的共模提供目标平均电压的分压器输出266。
来自振荡器200的第一振荡器电压212(VC1)和第二振荡器电压214(VC2)被相加、被等值电阻268和270(图3)平均、并被电容274和放大器272的操作以由电容274和电阻268、270确定的截止频率低通滤波。来自振荡器电容的滤波的平均电压被放大器272有效地与分压器输出266比较，并被单位增益缓存器276缓存，以提供反馈电压VFV 280，反馈电压VFV280被反馈以控制振荡器的环路反相器阈值电压。放大器272具有耦接至电阻268和270的反相输入和耦接至分压器输出266的非反相输入。
反馈电压VFV 280(图2和3)通过调整提供至由P晶体管230(图2)和N晶体管232形成的第一阈值可控环路反相器和由P晶体管236和N晶体管238形成的第二阈值可控环路反相器的电源电压来控制振荡器频率。随着这些环路反相器的电源电压(VFV 280)改变，环路反相器的阈值电压相应地改变，其转而分别改变VC1和VC2的转变时间点306和308，因此以负反馈方式调整输出频率。
放大器258(图3)(驱动电阻262和264的电阻分压器的单位增益缓存器的放大器)的输出被抽取以提供VIR 203。VIR是将P沟道晶体管260用作电流源并将P沟道晶体管202(图2)用作电流源以对电容208和210充电的偏置电压。电容208和210是在具有良好的电压和温度系数的大多数CMOS工艺中可获得的金属-绝缘体-金属电容。
通过经由p晶体管202线性充电第一电容208，振荡器工作，如图5中示出的VC1，从初始时间302直到电容208上的电压在时间306处超过如由反馈电压280调整的由P设备230(图2)和n设备232形成的反相器的阈值电压304，R-S触发器的NAND门220改变状态且然后振荡器输出VOSCX 226切换。VOSCX 226的切换触发R-S触发器的NAND门222切换并因此改变VOSC 224的状态。VOSCX 226在时间306处切换后，第一电容208上的电荷通过N设备240放电，且第二电容210被线性充电直到电容210上的电压VC2在时间308处超过如由反馈电压VFV280调整的由P设备236(图2)和n设备238形成的反相器的阈值电压304；此时振荡器输出VOSC 224和VOSCX 226以相反的形式再次切换。VOSC 224切换后，电容210上的电荷通过设备242放电，引起电容210上的电压VC2随着第一电容208被线性充电而衰减。重复此循环。
包含在此描述的振荡器的实施例的***400示于图6。第一子***402具有小的微控制器404，微控制器404具有程序存储器406和串行端口408，串行端口408通过时钟驱动器410的驱动以参考图2描述的完全内部的振荡器提供的时序而工作。子***402具有可以在或可以不在同一集成电路上的附加的元件，在第一特定实施例中，子***402包括用于汽车中乘客侧窗户的窗户执行器驱动器，在第二特定实施例中，子***402包括电子照相机。可以在子***402中使用许多其他类型的附加的元件，第一和第二特定实施例仅是示例。
***400还包括具有小的微处理器414的第二子***412，微处理器414具有程序存储器416和串行端口418，串行端口418通过时钟驱动器410的驱动以参考图2描述的另一振荡器提供的时序而工作。子***412具有可以在或可以不在同一集成电路上的附加的元件，在第一特定实施例中，子***412包括汽车的司机侧的窗户与锁控制面板，在第二特定实施例中，子***412包括用于电子照相机的图像压缩处理器。尽管过程变量和温度改变，稳定的振荡器时钟驱动器电路410、420允许子***402、412在时钟驱动器410的控制下经由串行网络422使用串行端口418和408通信，以便在第一特定实施例中窗户操作命令可以从第一子***传送至第二子***，以及在第二特定实施例中原始未压缩图像可以被传送至第二子***用于图像压缩。相似地，照相机可以使图像捕获与远程闪光照明***同步。
***400还可以具有另外的子***430，其中串行端口432在晶体或陶瓷谐振器436的控制下以由振荡器时钟驱动器434控制的时序而工作，原因是振荡器时钟驱动器410和420的振荡器对于经由串行连接422使用串行端口418和408的工作是足够稳定的。
在可选的实施例中，环路反相器230/232和236/238的一个或全部由其他类型数字门(例如NAND门)代替，以提供额外的功能(例如对测试包含振荡器的***是有用的重置和设置功能)；在其它可选的实施例中，环路NAND门220和222可以被相似地替换(例如使用与或非门)，以提供相似的功能。在其它实施例中，对电阻262和264的附加温度补偿可以由传统二极管温度感测实现。
在此描述的振荡器可以以多种变形构造。如下面所描述的。
在A指定的实施例中，集成振荡器具有R-S触发器；第一电容和第二电容；电流源晶体管；第一电流引导晶体管和第二电流引导晶体管，其中各自具有耦接至电流源晶体管的源极并具有分别耦接至第一电容和第二电容的漏极。第一电流引导晶体管具有耦接至R-S触发器的第一输出的栅极，且第二电流引导晶体管具有耦接至R-S触发器的第二输出的栅极。振荡器具有第一感测反相器和第二感测反相器，第一感测反相器具有来第一电容的输入，并由适于感测第一电容和第二电容上的电压的反馈电路供电；第二感测反相器具有来自第二电容的输入并由反馈电路供电。R-S触发器具有耦接至第一感测反相器的输出的第一输入和耦接至第二感测反相器的输出的第二输入。
在AA指定的实施例中，包括A指定的集成振荡器，其中，R-S触发器的第一输入是有源低置位输入。
在AB指定的实施例中，包括A或AA指定的集成振荡器，其中，反馈电路包括具有反相和非反相输入的第一差分放大器和第三电容，反相输入通过第一电阻耦接至第一电容并通过第二电阻耦接至第二电容，且第三电容耦接在差分放大器的反相输入和输出之间。
在AC指定的实施例中，包括A、AA或AB指定的集成振荡器，其中，第一电流源晶体管的栅极耦接至偏置电路的输出，偏置电路包括参考反相器和第二差分放大器，参考反相器包括耦接至输出的输入，第二差分放大器具有耦接至参考反相器的输出的非反相输入和耦接至偏置电路的输出的反相输入。
AD指定的集成振荡器包括A、AA、AB或AC指定的集成振荡器，其中，参考反相器具有与第一感测反相器匹配的阈值。
AE指定的集成振荡器包括A、AA、AB、AC或AD指定的集成振荡器，其中，R-S触发器具有被配置为将R-S触发器置于用于测试的已知状态的至少一个附加输入。
B指定的生成信号的方法，包括生成第一控制电流；将第一控制电流切换至选择的电容上，选择的电容根据R-S触发器的至少一个输出选自由第一电容和第二电容组成的组；检测第一电容上的电压到达振荡器阈值电压并切换R-S触发器的状态；以及检测第二电容上的电压到达振荡器阈值电压并切换R-S触发器的状态。
BA指定的方法包括B指定的方法，其中，振荡器阈值电压是包括N型晶体管和P型晶体管的反相器的阈值电压，该N型晶体管具有耦接至地的源极、耦接至反相器的输入的栅极和耦接至反相器的输出的漏极，该P型晶体管具有耦接至控制电压的源极、耦接至反相器的输入的栅极和耦接至反相器的输出的漏极。
BB指定的方法包括BA指定的方法，其中，控制电压由具有来自第一电容上的电压和第二电容上的电压的输入的反馈控制电路确定。
BC指定的方法包括B、BA或BB指定的方法，其中，参考反相器与检测第一电容上的电压的感测反相器匹配。
在不脱离其范围的情况下，可以对上述方法和***做出改变。因此，应该注意的是，在上述描述中包含的或在附图中示出的方式，应该被理解为说明性的且不具有限制意义。所附权利要求旨在覆盖在此描述的所有共用和特定特征，以及本方法和本***的范围的在语言上的所有声明应被认为落入其间。

Claims (11)

1.一种集成振荡器，包括：
R-S触发器；
第一电容和第二电容；
第一电流源晶体管，具有漏极和栅极；
第一电流引导晶体管和第二电流引导晶体管，各自具有耦接至所述第一电流源晶体管的漏极的源极，所述第一电流引导晶体管的漏极耦接至所述第一电容，且所述第二电流引导晶体管的漏极耦接至所述第二电容，所述第一电流引导晶体管具有耦接至所述R-S触发器的第一输出的栅极，且所述第二电流引导晶体管具有耦接至所述R-S触发器的第二输出的栅极；
第一感测反相器，具有耦接至所述第一电容的输入，所述第一感测反相器由适于感测所述第一电容和所述第二电容上的电压的反馈电路供电；以及
第二感测反相器，具有耦接至所述第二电容的输入并由所述反馈电路供电；
其中所述R-S触发器具有耦接至所述第一感测反相器的输出的第一输入以及耦接至所述第二感测反相器的输出的第二输入。
2.根据权利要求1所述的集成振荡器，其中，所述R-S触发器的所述第一输入是有源低置位输入。
3.根据权利要求1所述的集成振荡器，其中，所述反馈电路包括第一差分放大器和第三电容，所述第一差分放大器具有反相输入和非反相输入，所述反相输入通过第一电阻耦接至所述第一电容并通过第二电阻耦接至所述第二电容，所述第三电容耦接在所述差分放大器的所述反相输入和输出之间。
4.根据权利要求3所述的集成振荡器，其中，所述第一电流源晶体管的栅极耦接至偏置电路的输出，所述偏置电路包括参考反相器和第二差分放大器，所述参考反相器具有耦接至输出的输入，所述第二差分放大器具有耦接至所述参考反相器的输出的非反相输入和耦接至所述偏置电路的输出的反相输入。
5.根据权利要求4所述的集成振荡器，其中，所述参考反相器具有与所述第一感测反相器匹配的阈值。
6.根据权利要求3所述的集成振荡器，其中，所述R-S触发器具有被配置为将所述R-S触发器置于用于测试的已知状态的至少一个附加输入。
7.根据权利要求1所述的集成振荡器，其中，所述R-S触发器具有被配置为将所述R-S触发器置于用于测试的已知状态的至少一个附加输入。
8.一种用于生成信号的方法，包括：
生成第一控制电流；
将所述第一控制电流切换到选择的电容上，所述选择的电容根据R-S触发器的至少一个输出选自由第一电容和第二电容组成的组；
检测所述第一电容上的电压到达振荡器阈值电压并切换所述R-S触发器的状态；以及检测所述第二电容上的电压到达所述振荡器阈值电压并切换所述R-S触发器的状态。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述振荡器阈值电压是包括N型晶体管和P型晶体管的参考反相器的阈值电压，所述N型晶体管具有耦接至地的源极、耦接至所述反相器的输入的栅极、和耦接至所述反相器的输出的漏极，所述P型晶体管具有耦接至控制电压的源极、耦接至所述反相器的输入的栅极、和耦接至所述反相器的输出的漏极。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述参考反相器与检测所述第一电容上的电压的感测反相器匹配。
11.根据权利要求8所述的方法，其中，所述第一控制电流由反馈电路确定，所述反馈电路具有来自所述第一电容上的电压和所述第二电容上的电压的输入。
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