CN108093668B - 用于隔离的dc/dc变换器的辅助绕组接地故障检测 - Google Patents

用于隔离的dc/dc变换器的辅助绕组接地故障检测 Download PDF

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Abstract

一种反激式变压器(100)，其设置有控制器(U1)，控制器配置成分析反射的反馈电压波形(V_FB)以确定辅助绕组的接地连接故障(125)的出现。

Description

用于隔离的DC/DC变换器的辅助绕组接地故障检测
相关申请的交叉引用
本申请要求2015年4月10日提交的美国临时专利申请62/146,174的权益，其通过引用整体并入本文。
技术领域
本发明涉及开关功率变换器，并且更具体地，涉及用于开关电源控制器的电源电压的调节。
背景技术
移动电子设备(例如，智能手机和平板电脑)的***式发展使本领域中对于紧凑和高效开关功率变换器的需要增加，以使得用户可以再充电他们的设备。反激式开关功率变换器通常与移动设备一起被提供，因为它的变压器提供与AC家用电流的安全隔离。这种隔离引入了以下问题：功率开关发生在变压器的初级侧，而负载在次级侧上。反激式变换器的功率开关调制需要知道变压器的次级侧上的输出电压。这种反馈可以通过从次级侧桥接到初级侧的光隔离器获得，但是这增加了成本和控制复杂度。因此，已经开发了仅初级反馈技术，其在每个开关循环中使用变压器的初级侧上的反射电压。
在反激式变换器的开关循环中，在初级侧功率开关循环关断之后，次级电流(变压器的次级绕组中的电流)脉冲为高。然后当功率传送到负载时，次级电流斜降至零。功率开关关断时间和次级电流斜降到零之间的延迟被称为变压器重置时间(Trst)。变压器重置时间时的初级绕组上的反射电压与输出电压成比例，原因在于当次级电流停止流动时，次级侧上没有二极管电压降。基于变压器中的匝数比和其他因素，变压器重置时间时的反射电压因此与输出电压成正比。仅初级反馈技术通过辅助绕组对该反射电压采样，以有效地调制功率开关，并因而调制输出电压。
虽然仅初级反馈技术降低了复杂度和成本，但是与诸如集成电路的其他板载部件相比，相关的变压器比较重。具体地，变压器通过使用焊料共同地互连到其电路板。现代的回收标准通常要求使用无铅焊料，其是相对易碎的，并因而会易于破裂。对于到初级绕组或次级绕组的耦接，产生的焊料互连的故障可能发生。这种故障会使产生的反激不可使用，但是作为结果，输出电压绝不会被驱动太高。相比之下，如果辅助绕组的互连失败，尽管出现断路故障，但由于轨迹电感、电阻和电容(LRC)效应，反射电压依然会在辅助绕组上出现。功率控制器因而将会对该反射电压做出反应，并且继续循环初级绕组的功率开关。因此，由于辅助绕组的互连故障，输出电压可能会被驱动到高危险级别，这会对相关的负载产生损害。但是，传统的功率控制器没有办法确定辅助绕组互连已经失败。
因此，本领域中需要用于仅初级反馈调节的反激式变换器的改进的故障检测。
发明内容
反激式变换器设置有控制器，该控制器被配置成分析反射的反馈电压波形，以确定辅助绕组的接地连接故障的出现。
附图说明
图1A示出了根据本发明实施方式的包括控制器的反激式变换器，该控制器被配置成分析反射电压波形以检测关于辅助绕组的故障情况。
图1B示出了在辅助绕组的接地断路出现之后的图1的反激式变换器。
图2A示出了图1B的反激式变换器的两个开关循环。
图2B示出了响应于图2A的开关循环而产生的次级电流波形。
图2C示出了响应于图1B的开关循环，针对辅助绕组接地断路的出现和消失而产生的反射的反馈波形。
图3示出了根据本公开实施方式的示例性控制器。
图4A示出了与用于图3的控制器的反射的反馈电压相比的电压阈值。
图4B示出了用于正常反射的反馈电压波形的比较器输出信号。
图4C示出了由于辅助绕组接地断路出现而产生的用于故障反射的反馈电压波形的比较器输出信号。
图5A示出了与用于单个比较器控制器实施方式的反射的反馈电压波形相比的电压阈值。
图5B示出了用于单个比较器控制器实施方式中的正常反射的反馈电压波形的比较器输出信号。
图5C 示出了用于单个比较器控制器实施方式中的故障反射的反馈电压波形的比较器输出信号。
本公开的实施方式及其优点通过参考下面的详细描述而最佳理解。应该理解，相同的参考标号用于识别一幅或多幅附图中所示的相同的元件。
具体实施方式
为了解决本领域中对于改进的故障检测的需要，提供了一种反激式变换器控制器，其被配置成分析反射电压波形以检测辅助绕组的互连故障。如果控制器检测到故障，其然后可以将开关功率变换器重置为空闲模式，以使得输出电压在没有调节的情况下不会被驱动。此外，可以产生信号以警告用户故障情况。可以针对下面的示例性实施方式更好地理解这些有利特征。
现在转到附图，图1A示出了包括控制器U1的示例性反激式变换器 100，控制器U1被配置成实践本文所公开的故障检测方法。当控制器U1 接通功率开关时，整流的输入电压(V_IN)驱动变压器105的初级绕组 T1。在变压器100中，功率开关时MOSFET S1功率开关，但是应该理解，在备选实施方式中，可以使用双极型晶体管(BJT)。为了使功率开关循环接通，控制器U1对功率开关晶体管S1的栅极充电以使其完全接通。基于用于变压器的输入电压V_IN和磁化电感，初级绕组T1中的初级绕组电流从零斜升到峰值电流值，于是控制器U1关断功率开关晶体管S1以完成开关循环。
响应于由辅助绕组(T1_AUX)上的反射电压导出的反馈电压(V_FB)，控制器U1控制峰值初级电流。当控制器U1关断功率开关晶体管S1时，耦接到变压器105的次级绕组S1的整流二极管D1变为正向偏压，以使得变压器501中存储的磁化能量被传送成由负载电容器C1滤波的负载110 两端的输出电压(V_OUT)。应该理解，在备选实施方式中，整流二极管 D1可以由同步整流(SR)开关替代。能量到负载110的传送在辅助绕组上产生了反射电压，其是二极管D1两端的电压降和输出电压V_OUT的函数。当这种能量传送结束时，次级绕组S1中的次级电流将降低至零，以使得二极管D1两端没有电压降，于是辅助绕组两端的反射电压直接与输出电压V_OUT成正比。该时间被称为变压器重置时间(Trst)，并且表示对反射电压V_FB采样以获得输出电压V_OUT的精确估计的理想时间。
反馈电压V_FB仅是可以用在由控制器U1实施的仅初级反馈中的一个参数。例如，可以通过感测电阻器对初级绕组电流进行采样，以产生表示初级绕组电流振幅的Isense电压。控制器U1可以使用通过Isense电压确定的初级绕组电流的变化率来直接测量输入电压V_IN。这是非常有利的，因为控制器105然后可以在不需要附加输入引脚的情况下确定输入电压 V_IN。这样，控制器105可以在逐脉冲的基础上，处理来自前一脉冲的 V_FB和Isense，以确定在后续脉冲中的期望的峰值初级绕组电流。
这种通过控制器U1的输出电压V_OUT的仅初级反馈控制是传统的。然而，如果反激式变换器100的辅助绕组不再耦接到接地(如图1B中所示的那样)，那么这种传统的仅初级反馈控制是有问题的。具体地，将辅助绕组T1_AUX耦接到接地的互连120已经例如因为破裂或者其他问题而失败。尽管存在该故障，但辅助绕组依然可以通过如电容器125表示的寄生电感、电阻和电容元件耦接到接地。在图2A、图2B和图2C中，分别示出了MOSFET S1的开关状态、次级绕组电流的波形以及辅助电压波形。如图2A中所示，诸如MOSFET S1的功率开关被脉冲接通以驱动电流通过初级绕组。如图2B所示，当S1关断时，次级电流(I_SECONDARY)脉冲为高，以便然后线性斜降至零。在正常的操作模式(无互连故障)期间，产生的反射电压V_FB通过点线200所示。存在MOSFET S1的两个循环，并因而存在反射电压200的两个相应的循环(如本文所使用的，术语“循环”用来标示响应于功率开关晶体管的一个开关循环而产生的电压波形)。
如果辅助绕组由于互连故障120而断开，则产生故障反射电压循环205。开关S1的每个脉冲产生故障反射电压205的相应的循环。为了估计仅初级反馈架构中的输出电压，传统控制器例如会在时间T1和T2对故障反射电压循环205进行采样。由于辅助绕组故障，故障循环205的采样的反馈电压(V_FB)将会远低于正常循环200的采样值。采样电压和阈值电压之间的差由仅初级反馈控制器使用，以计算后续开关循环(或多个循环)的期望的峰值初级电流。由于反射的反馈电压(V_FB)的采样的异常低的值，故障循环205导致控制器驱动过多的峰值初级电流。传统的控制器因此被畸变的反射电压循环205“欺骗”，从而在没有调节的情况下驱动比期望电平高的输出电压。产生的增加的输出电压可能会毁坏不能承受这种相对高的电压电平的敏感的负载电路。
为了防止输出电压由于辅助绕组的接地断开而在没有调节的情况下被驱动，控制器U1被配置成在关断时间之后，检测反射电压波形中的异常慢的下降。例如，如图3中所示，控制器U1可以包括一对比较器300 和305。比较器300比较反馈电压与相对高的阈值电压(REF_A)。相比之下，比较器305比较反馈电压与较低的阈值电压(REF_B)。如图4A所示，两个阈值电压都被选择成使得它们在变压器重置时间时都比预期的反馈电压低。在变压器重置时间(Trst)之后，正常的反射的反馈电压循环200 将因而仅降到低于这两个阈值电压。在正常的反射电压循环200中，电压降低在变压器重置时间之后非常快速。相比之下，如图4A中所示，虽然故障反射的反馈电压循环205开始非常早地下降，但是其以较低速度下降。比较器300和305被配置成当反馈电压大于其各自的阈值时设置(assert) 其输出信号，但是应该理解，在备选实施方式中，可以使用辅助配置，其中，比较器300和305仅当反馈电压低于其阈值电压时才设置其输出信号。
在图4B中示出了正常反射的反馈电压循环200的产生的比较器输出信号。由于在变压器重置时间之后反馈电压快速下降，比较器300将其输出信号降为低的时间相比于比较器305将其输出信号降为低的时间之间差相对较小——例如，100纳秒。相比之下，4C中示出了故障反射的反馈电压循环205的比较器输出信号。由于当辅助绕组与接地断开时反馈电压的相对缓慢的降低，比较器输出信号的下降沿之间的时间差相对较大——例如，微秒或更多。因此，控制器U1可以包括如图3中所示的定时分析电路310，其将来自比较器300和305的比较器输出信号的下降沿之间的周期与阈值水平(例如，500纳秒)相比较。如果下降沿之间的周期小于阈值，则控制器U1继续正常的操作模式。相反，如果该周期超出阈值，控制器U1可以触发重置以防止负载在没有调节的情况下被驱动。此外，控制器U1可以警告用户已经检测到故障情况。
在备选实施方式中，控制器U1可以仅使用一个比较器(例如，比较器300)来确定故障。其参考电压(REF_A)可以如图5A中所示那样调整，以使得参考电压可以被在陡降之后出现的反馈电压200的振荡(ringing) 交叉，该陡降发生在变压器重置时间之后。振荡是相当规则的或者是正弦曲线，以使得比较器输出信号中的上升沿将在正常循环10-0之后具有如图 5B中所示的相当恒定的间隔。下降沿也具有这种规则的间隔。但是故障反射反馈循环205将首先在比较器输出信号中的初始下降沿相对于在后下降沿之间具有异常长的延迟。一个比较器实施方式中的定时分析电路310因而可以被配置成比较比较器输出信号的初始消隐时间与阈值。如果超过该阈值，则控制器U1设置重置信号和/或告知用户故障情况存在。这是非常有利的，原因在于由于控制器U1仅仅包括一个或多个比较器以及一些相关的定时逻辑电路，所以产生的对于控制器U1的改造非常紧凑，但由于辅助绕组断开而导致的太高输出电压的危险却被消除。
因为所属领域技术人员现在将理解并依赖于当前的特定应用，所以可以在不背离本公开的范围的情况下，对本公开的设备使用的材料、装置、配置和方法进行很多修改、替换和变型。例如，与比较器的使用相比，备选的检测器可以用来确定功率开关是否应该被循环成支撑控制器电源电压。据此，本公开的范围不应该限制为本文所示出和描述的特定实施方式，因为这些特定实施方式仅是作为其一些例子而已，但是本公开的范围应该完全等效于随附权利要求书及其功能等效物。

Claims (6)

1.一种开关功率变换器，包括：
包括初级绕组、次级绕组和辅助绕组的变压器；
耦接到初级绕组的功率开关；以及
控制器，其配置成使功率开关循环接通和关断以在耦接至次级绕组的负载处产生输出电压，其中，所述控制器配置成在所述功率开关的每个循环中的功率开关的关断时间之后，确定从辅助绕组上的反射的反馈电压交叉第一阈值电压时到辅助绕组上的所述反射的反馈电压随后交叉第二阈值电压时的延迟的时间，以及其中，所述控制器进一步配置成响应于所述延迟超过阈值而停止循环所述功率开关。
2.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述第一阈值电压大于所述第二阈值电压，并且其中，所述控制器包括用于比较所述反射的反馈电压与所述第一阈值电压的第一比较器和用于比较所述反射的反馈电压与所述第二阈值电压的第二比较器。
3.根据权利要求2所述的开关功率变换器，其中，所述控制器配置成确定从所述第一比较器指示所述第一阈值电压已经被交叉时的第一时间到所述第二比较器指示所述第二阈值电压已经被交叉时的第二时间的时间，以确定所述延迟的时间。
4.根据权利要求3所述的开关功率变换器，其中，所述控制器包括定时分析电路以确定所述延迟的时间。
5.一种故障检测方法，包括：
使耦接至初级绕组的功率开关循环，以在耦接至第二绕组的负载处产生输出电压以及在辅助绕组上产生反射的反馈电压；
在所述功率开关的每个循环中的功率开关的关断时间之后，确定从所述反射的反馈电压交叉第一阈值电压时到所述反射的反馈电压交叉第二阈值电压时的延迟的时间；以及
响应于所述延迟超过阈值，停止所述功率开关的循环。
6.根据权利要求5所述的故障检测方法，其中，确定所述延迟的时间包括：
确定从所述反射的反馈电压下降到低于所述第一阈值电压时的第一时间到所述反射的反馈电压下降到低于所述第二阈值电压时的第二时间的时间，其中，所述第二阈值电压小于所述第一阈值电压。
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