CN101632216B - 功率变换器中的箝位二极管复位和开关式电源中的断电检测 - Google Patents

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Abstract

一般来说，在这里提出了一种DC/DC变换器及其关联的装置和处理。所述DC/DC变换器可以是包括耦合在第一和第二电源轨之间的多个开关装置的开关式变换器。变压器耦合到所述开关装置，使得所述开关装置通过所述变压器交换电能。整流器耦合到所述变压器，以将来自所述变压器的波形整流为基本上DC输出。所述DC/DC变换器还包括用于释放整流二极管上的电压应力的箝位二极管。电阻器可与所述箝位二极管串联耦合，以减少所述DC/DC变换器的复位时间，并且从而在负载瞬变期间防止所述电源的灾难性故障。另外，所述DC/DC变换器可以配置有监视所述变换器的栅极驱动信号的断电检测装置。

Description

功率变换器中的箝位二极管复位和开关式电源中的断电检测
相关申请的交叉引用
本专利申请与美国暂时专利申请第60/837,963号(2006年8月16日提交并且名称为“Fast Reset of a Phase-Shifted Full-Bridge DC/DC ConverterClamp”)和第60/837,978号(2006年8月16日提交并且名称为“Fast AC OutageDetection”)相关，并且要求所述美国暂时专利申请的优先权，通过引用在这里合并所述美国暂时专利申请中的每个的全部内容。
背景技术
基本形式的移相全桥DC/DC变换器可以包括：包含用于控制向变压器的初级线圈施加输入电压的一组开关的初级侧、和包含用以产生具有恒定极性的电压的一组输出二极管整流器的次级侧。变换器可以处于有源状态，在该有源状态期间，在变压器的初级线圈两端施加差分电压；或者变压器可以处于无源状态，在该无源状态期间，向变压器的初级线圈的两端施加相同的电压。因而，在有源状态期间电能在变换器中流动。
当半导体从接通切换转变到关断时，开关损耗发生，反之亦然。为了在移相全桥DC/DC变换器中实现高效率，在宽范围的操作条件上维持低开关损耗。这典型地通过以下来实现，向变换器的初级侧添加“谐振电感器”并且在每个半桥中的两个开关之间添加“停滞时间(dead time)”延迟，以便在激活反向的(opposing)开关以前为该半桥的输出电压进行换向(commutate)留出时间。然而，感应源阻抗在反向电流的衰变部分期间引起电压过冲和瞬时振荡(ringing)，所述反向电流的衰变部分在变换器中的状态转变以后在输出整流二极管中发生。该电压过冲和瞬时振荡可以在变换器的次级侧处的二极管上生成过度的动态损耗、不可接受的EMI、和增加的电压应力。由于增加的电压应力而可发生整流二极管的故障。对于该问题的典型解决方案涉及利用已知为箝位二极管的两个二极管来将变压器与谐振电感器之间的连接点箝位到供电轨(supply rail)。
发明内容
一般已知，在到非常小负载的负载瞬变期间，箝位二极管解决方案可能无法正确地保护全桥变换器，这是被较差地理解的问题，并且典型地通过向变换器添加大预载(preload)来解决。在下文描述的本发明示出了在小负载处的箝位二极管解决方案的差性能中涉及的实际机制，并且提出了将在变换器的几乎所有操作条件上工作的相对低成本和有效的解决方案。
在(通过关断右侧半桥来发起的)有源到无源状态转变期间，负载电流流过右侧半桥的电容，并且在接通反向的右侧半桥开关以前，对右侧半桥电压进行换向。在(通过关断左侧半桥来发起的)无源到有源状态转变期间，对于通过半桥电容来对左侧半桥进行换向来说，负载电流的方向错误。因此，与左侧半桥成一直线地添加谐振电感器，用于对电压进行换向，以获得零电压开关。在关断左侧半桥开关之后，当在接通反向的左侧半桥开关以前、所述谐振电感器和半桥电容允许左侧半桥电压换向到反向的轨的时候，变压器的初级侧中的负载电流被转向(diverted)到箝位二极管。在接通反向的左侧半桥开关之后，谐振电感器两端的电压等于所述半桥开关漏源电压与箝位二极管正向电压之间的差。典型地，这是1V的数量级上的非常小的电压差。该小电感器电压将谐振电感器电流驱动为零，在这之后，箝位二极管关断，并且左侧半桥承载(carries)满载电流。
当移相全桥DC/DC变换器正在稳态条件下操作时，每个有源状态的持续时间被设计为长于复位该谐振电感器电流所需的时间。在这些条件下，在每个有源相位的开始处流过箝位二极管的电流脉冲具有足够的时间来在下一无源相位之前复位为零。然而，在负载瞬变期间，每个有源状态的持续时间可以显著降低，这没有留下足够的时间来在下一无源相位之前完全复位该谐振电感器中的谐振能量。结果，箝位二极管电流在每个随后的周期上增加。随着谐振电感器电流增加，左侧半桥漏源电压与箝位二极管正向电压之间的差降低，这进一步增加了谐振电感器电流所需要的复位时间。增加电感器电流和随后增加需要的复位时间的处理导致箝位二极管的发热，因而降低了其正向电压并使得该问题更糟。典型地，最后的结果是箝位二极管并且因而DC/DC变换器的破坏。在空载突发(no-load burst)模式中操作变换器可以产生类似的结果。
一些设计包括用于防止变换器进入突发模式的输出处的巨大预载。然而，预载的添加经常添加成本，消耗附加空间，降低效率，并且增加DC/DC变换器的热负荷。不管怎样，预载仍然没有防止DC/DC变换器在突发模式中操作。预载也没有防止通过箝位二极管的电流在负载瞬变期间变得相对高。
其他设计可采用相对大的箝位二极管来处置由于瞬变期间的高电流而发生的过电流，和/或采用相对快的箝位二极管来增加箝位二极管中的压降，并且从而减少复位时间。然而，一般，较大和/或较快的箝位二极管增加了DC/DC变换器的成本。备选设计使得DC/DC变换器以较低频率进行操作，以提供电流复位的足够时间，这一般也增加了DC/DC变换器的大小和成本。
在一个实施例中，一种DC/DC变换器(例如，移相全桥变换器)包括：第一和第二电源轨、耦合在所述第一与第二电源轨之间的多个开关装置、以及耦合到所述开关装置的变压器。所述开关装置(例如，MOSFET)通过所述变压器交换能量。所述变换器还包括对通过所述变压器的电能进行整流的耦合到所述变压器的整流器。所述变换器还包括用于防止所述变换器中的开关损耗的谐振电感器。为了减少与所述谐振电感器相关联的瞬时振荡，所述变换器可包括耦合在所述第一与第二电源轨之间、耦合到所述谐振电感器、并且耦合到所述变压器的一个或多个箝位二极管。至少一个负载元件耦合在所述一个或多个箝位二极管与所述电源轨之间，用于减少所述DC/DC变换器的复位时间
所述DC/DC变换器可包括用于提供四状态脉宽调制的控制器。所述开关装置可以是金属氧化物半导体场效应晶体管。所述至少一个负载可包括(例如，在大约100毫欧与100欧姆之间的)电阻器。第一负载元件和第一箝位二极管可串联耦合在所述第一电源轨与变压器之间。第二负载元件和第二箝位二极管可串联耦合在所述变压器与第二电源轨之间。所述第一和第二负载元件可具有相同或不同值，并且可包括二极管或二极管-电阻器组合。
在另一实施例中，一种用于操作DC/DC变换器的方法包括：接收电能，在第一持续时间中以第一极性通过变压器对所述电能进行第一传导，并且在第二持续时间中以第二极性通过变压器对所述电能进行第二传导。利用至少两个箝位二极管，所述方法进一步包括：在所述第一和第二传导期间，对通过变压器的电能的电压进行箝位。利用至少第一负载元件，所述方法还包括：在所述第一传导之后和所述第二传导之前，复位所述至少两个箝位二极管中的第一箝位二极管中的电流。所述方法还包括：响应于所述第一和第二传导，来将所述电能整流为基本上DC输出。
第二负载元件可用于在所述第二传导之后复位所述至少两个箝位二极管中的第二箝位二极管中的电流。所述负载元件可以是具有大约100毫欧与100欧姆之间的值的电阻器。可以响应于负载瞬变或者当所述变换器处于突发模式的时候，将所述电流复位为基本上0安培。所述复位电流的步骤可以向所述至少两个箝位二极管提供电压应力释放。
在另一实施例中，提供了一种中断检测***。例如，所述断电检测***可以被配置为快速确定开关式电源(诸如在这里描述的DC/DC变换器)的AC中断。然而，所述断电检测***不意欲被简单限于所述DC/DC变换器。相反地，所述检测***可以被配置在其他类型的开关式电源或其他电路中。所述检测***包括：被配置为从装置接收一个或多个脉冲控制信号、并且响应于其来生成控制信号的输入/输出模块。所述检测***还包括：通信地耦合到所述输入/输出模块、以对所述输入/输出模块的所生成的控制信号进行滤波的滤波器；以及通信地耦合到所述滤波器以接收所述滤波后的控制信号、并且确定所述装置的操作参数(例如，AC中断)的处理器。
为了实际上实现所述设计，可能必须在使得输入DC总线电压降低的AC中断与负载瞬变之间进行区别。例如，当负载瞬变发生时，暂时地降低中断检测的比较器电平，以便不导致检测器中的假断路(trip)。为了调整比较器电平，可能必须获得与负载电流成正比的信号。由于对于电流限制的需要，这样的信号经常存在于电源中。然后，所述信号需要通过高通滤波器，并且被添加到快速AC检测器比较器电平。高通滤波器的速度将取决于变换器的补偿环路，并应模仿(imitate)补偿环路速度。典型地，(由单一电阻器和电容器形成的)一阶高通滤波器应该足够。在实验中使用的变换器的情况下，因为微控制器已经具有与负载电流成正比的信号，所以它能够确定负载瞬变的影响，而无需附加电路。微控制器能够以数字方式实现比较器和高通滤波器。另外，微控制器可以调整和调节(intermediate)总线电压参考。
在一个实施例中，所述检测***包括：信号处理器，产生变换器中的组合栅极驱动逻辑的反相信号；滤波器，用于所述组合反相栅极驱动信号；对于所述变换器的所期望的中间总线电压调整的参考，使得近似地移位所述参考以忽略负载瞬变；以及比较器，用于比较所组合的反相栅极驱动信号与所调整的中间总线电压参考。
如所述的，所述装置可以是DC/DC变换器或其他类型的开关式电源。在这点上，所述一个或多个脉冲控制信号是到所述DC/DC变换器中的开关的驱动信号。
所述滤波器可被配置为平滑所述一个或多个脉冲控制信号中的瞬变。例如，所述滤波器可以是高通滤波器，而所述脉冲控制信号可以是被脉宽调制的开关式电源的栅极驱动信号。所述处理器可以通过比较所述滤波后的控制信号与阈值(例如，参考电压，诸如中间总线电压或其表示物)来确定所述装置的操作参数。
所述输入/输出模块可包括被配置为分别接收所述一个或多个脉冲控制信号的一个或多个二极管。所述输入/输出模块可包括具有耦合到所述一个或多个二极管和控制信号源的正极的至少一个控制二极管，用于响应于所述一个或多个脉冲控制信号来生成所述控制信号。可替换地，所述输入/输出模块611可包括被配置为生成来自DC/DC变换器的栅极驱动信号的反相信号的信号处理器。
所述处理器可进一步被配置为确定所述DC/DC变换器的中间总线电压。所述处理器可包括被配置为比较所述滤波后的控制信号与中间总线电压的比较器。另外，所述处理器可基于负载瞬变来调整所述中间总线电压。
在一个实施例中，一种用于在开关式电源(诸如，DC/DC变换器)中检测断电的方法包括：监视用于控制所述开关式电源的开关的第一组一个或多个控制信号，并且响应于监视所述第一组一个或多个控制信号，来生成第二组一个或多个控制信号。所述方法还包括：对与所述第一组一个或多个控制信号相关联的瞬变的所述第二组一个或多个控制信号进行滤波，并且处理所滤波后的第二组一个或多个控制信号，以确定所述开关式电源的可操作性。
所述监视第一组一个或多个控制信号的步骤可包括：利用对应数目的二极管来接收所述第一组一个或多个控制信号。例如，所述利用对应数目的二极管来接收第一组一个或多个控制信号的步骤可包括：在所述第一组一个或多个控制信号的接通时间期间，将所述二极管保持在反向偏置状态中。
所述对第二组一个或多个控制信号进行滤波的步骤可包括：提供表示开关式电源的PWM控制信号的频率响应。所述处理第二组一个或多个控制信号的步骤可包括：比较所述第二组一个或多个控制信号与诸如中间总线电压或其表示物的参考信号。
所述生成第二组一个或多个控制信号的步骤可包括：响应于所述第一组一个或多个控制信号的接通时间，通过对应数目的二极管来传导电流。
在一个实施例中，一种在开关式电源中使用的AC中断检测***包括：第一参考电压源；以及第一组一个或多个二极管，被配置为通过一个或多个电阻器从所述第一参考电压源接收第一参考电压。所述检测***还包括：第二组一个或多个二极管，被配置为通过所述一个或多个电阻器接收所述第一参考电压，其中根据对应数目的脉宽调制控制信号的关断时间来反向偏置所述第二组一个或多个二极管，并且其中所述第一组一个或多个二极管生成表示所述对应数目的脉宽调制控制信号的反相信号的控制信号。所述检测***还包括：滤波器，被配置为接收所述对应数目的脉宽调制控制信号的反相信号；以及处理器，被配置为接收滤波后的所述对应数目的脉宽调制控制信号的反相信号，来与第二参考电压进行比较。基于所述比较，所述处理器确定什么时候AC电源不再向所述开关式电源供电。在这点上，所述脉宽调制控制信号可以是所述开关式电源的栅极驱动信号，一旦AC电源中断，所述栅极驱动信号就终止操作。所述第二参考电压是调整后的中间总线电压。所述处理器可进一步被配置为确定DC/DC变换器的中间总线电压。
附图说明
图1是现有技术DC/DC变换器的电路图。
图2A-2C是图示了在图1的变换器的满载操作期间的波形的曲线图。
图3A-3D是图示了在图1的变换器从满载到空载瞬变期间的波形的曲线图。
图4是配置有与箝位二极管串联的负载元件的示范DC/DC变换器的电路图。
图5A-5D是图示了在图4的DC/DC变换器从满载到空载瞬变期间的示范波形的曲线图。
图6A-6D是图示了同样在图4的DC/DC变换器从满载到空载瞬变期间的示范波形的曲线图。
图7A-7C是图示了在图4的DC/DC变换器的突发模式期间的示范波形的曲线图。
图8A-8C是图示了同样在图4的DC/DC变换器的突发模式期间的示范波形的曲线图。
图9是图示了图4的DC/DC变换器的示范处理的流程图。
图10是可配置在开关式电源(诸如图4的DC/DC转换器)中的示范检测***的框图。
图11是可配置在开关式电源中的另一示范检测***的电路图。
图12A-12C是借助于各种波形而图示了检测***的优点的曲线图。
图13是图示了检测***的示范处理的流程图。
具体实施方式
现在将参考附图，所述附图辅助图示本发明的各相关特征。尽管现在将主要结合DC/DC变换器和断电检测来描述本发明，但是应清楚地理解本发明可应用于其他应用。在这点上，为了阐明和描述的目的而提出示范DC/DC变换器和示范断电检测***的以下描述。此外，该描述不意欲将本发明限制为在这里公开的形式。结果，与以下示教以及相关领域的技术和知识相称的变型和修改都在本发明的范围之内。在这里描述的实施例进一步意欲解释实践本发明的已知模式，并且使得本领域技术人员能够按照这种、或其他实施例以及与本发明的(多个)具体应用或(多个)使用所需的各种修改一起来利用本发明。
现在转向附图，图1示出了用于将输入电压Vin变换到输出电压Vout的现有技术移相全桥DC/DC变换器100的框图。DC/DC变换器100包括H桥102和整流电路104。H桥102包括两个半桥，即第一半桥和第二半桥，第一半桥也称为左侧半桥，其包括开关105和106(例如，MOSFET或其他装置)，而第二半桥也称为右侧半桥，其包括开关110和112(例如，MOSFET或其他装置)。在移相全桥中，H桥一般被配置为使得右侧和左侧半桥中的每个以近似50％的占空比进行操作，并且到两个半桥的脉冲之间的相移确定变换器的总占空比。整流电路104接收交流电，并且对该电流进行整流以提供基本上直流(DC)电压Vout。
在结构上，H桥102配置有MOSFET 105和110以及MOSFET 106和112，MOSFET 105和110被耦合到供电轨120，同时MOSFET 106和112被耦合到供电轨121。供电轨120和121从DC电源125(例如，电池)接收具有电压Vin的DC电能。谐振电感器107在节点123处被连接在MOSFET 105与106之间。谐振电感器107还被耦合到节点126，在节点126处箝位二极管108和109也被耦合。箝位二极管108和109提供整流电路104的整流二极管113和114上电压应力的释放(relief)。
箝位二极管108具有连接到节点126的正极和连接到供电轨120的负极。箝位二极管109具有连接到供电轨121的正极和连接到节点126的负极。在DC/DC变换器100的典型实现中，谐振电感器107和两个箝位二极管108和109用于限制瞬时振荡并且减少整流二极管113和114的开关损耗和电压应力，该开关损耗和电压应力通常在从有源到无源状态或从无源到有源状态的转变期间发生。
例如，在第一有源状态期间，仅MOSFET 105和112导电，并且向变压器103的初级线圈施加的电压具有与输入电压Vin相同的极性。在第二有源状态中，仅MOSFET 110和106导电，并且向变压器103的初级线圈施加的电压具有与输入电压Vin相反的极性。在无源状态期间，相同的电压被传送到变压器103的两个输入端(例如，通过使得MOSFET 105和110接通而使得MOSFET 106和112关断，或反之亦然)，这导致了零电压输出。在这点上，一般地由具有两个有源状态和两个无源状态的相移、四状态、脉宽调制(PWM)来控制四个MOSFET 105、106、110、和112。
在整流器104中，整流二极管113和114被耦合到变压器103的次级侧。整流二极管113具有连接到节点124的正极和连接到节点128的负极。整流二极管114具有连接到节点124的正极和连接到节点127的负极。整流器104还包括整流电感器115和116。整流电感器115被连接在节点128与129之间。整流电感器116被耦合在节点127与129之间。这些整流电感器115和116对电容器117进行充电，电容器117依次提供DC电压Vout。因此，Vin与Vout之间的差基于变压器103的“匝数比(turns ratio)”。也就是说，变压器103取决于变压器103的匝数比，来逐步增加或者减少输入电压Vin，当整流电路104对变压器103进行整流时，变压器103提供对应的DC Vout。
在箝位二极管108和109释放整流二极管113和114上的电压压力的同时，箝位二极管对于谐振电感器107增加了电流复位的时间。通过谐振电感器107的电流的该较缓慢的复位可以使得DC/DC变换器100在负载大幅度骤降期间被破坏。例如，电流的复位时间一般与谐振电感器107两端出现的电压成反比。谐振电感器107两端的复位电压仅等于箝位二极管108或109的正向电压与对应MOSFET 105或106的漏源电压之间的差，其一般在1V的数量级上。箝位二极管108和109的相对低的正向电压使得复位时间相对高。在其中变换器进入突发模式的负载瞬变的情况下，由谐振电感器电流的无力(inability)复位伴随的相移角度的大改变经常可以使得谐振电感器电流在每个开关周期增加。谐振电感器电流的巨大(substantial)增加可导致共享该电感器的电流通路的装置(即，箝位二极管108和109和/或半导体开关105和106)的灾难性故障。另外，箝位二极管108和109的正向电压一般随着温度增加而降低，这导致谐振电感器电流的复位时间增加。因而，当DC/DC变换器100在较暖温度下操作时，DC/DC变换器100更可能在负载瞬变期间被破坏。
如所述地，DC/DC变换器100可以在输出处配置有巨大的预载，以例如防止变换器进入突发模式。可替换地或另外地，DC/DC变换器可以以其他方式配置。不管怎样，这些配置一般添加成本，消耗附加空间，减少效率，和/或增加DC/DC变换器的热负荷。
图2A-2C是图示了在图1的变换器的满载操作期间的波形的曲线图。例如，图2A示出了当MOSFET 106和112交替地接通和关断时在它们两端的差分电压201。注意，这与变压器103的初级线圈两端出现的电压近似相同。在接通一组MOSFET(例如，MOSFET 105和112)与关断另一组MOSFET(例如，MOSFET 110和106)之间，存在相对小的时间延迟。该时间延迟防止(例如，经由通过MOSFET 105和106的导电)的输入电压的短路，并且还允许在足够的负载电平处的MOSFET的零电压开关。时间段202表示开关106和112两者都接通的时间，并且示出变换器在其最大占空比之下操作。在变换器的最大占空比处，时间段202将消失。图2B示出了通过箝位二极管108的电流203。在满载条件下，通过箝位二极管108的电流在每开关半周期期间复位为零。图2C示出了在满载条件下的通过谐振电感器107的电流204。
图3A-3D是图示了在图1的变换器从满载到空载瞬变期间的波形的曲线图。例如，图3A示出了MOSFET 106两端的电压220。图3B示出了MOSFET112两端的电压221。图3C和3D分别示出了通过箝位二极管108和109的电流224和225。在从满载到空载瞬变223以前，MOSFET 106和112为近似150°异相。这里，通过箝位二极管108和109的电流224和225在每开关半周期期间具有恰好足够的时间来复位到0安培。然而，在瞬变223以后，MOSFET电压大致彼此同相，并且通过箝位二极管108和109的电流224和225没有时间来复位到0安培。结果，电流224和225在每个随后的周期期间增加。最后，该缓慢复位可以破坏箝位二极管108和109，并因而破坏DC/DC变换器100。
图4是配置有分别与箝位二极管108和109串联的负载元件401和402的示范DC/DC变换器400的电路图。在该实施例中，负载元件401和402被配置为电阻器；然而，可以以其他方式来配置负载元件401和402。例如，负载元件401和/或402可以是包括二极管或二极管-电阻器组合的电路。负载元件401和402可以被配置为使得谐振电感器107两端的复位电压增加。在这点上，负载元件401和402使得复位电压与电流成正比，并依次地导致较快的复位时间。另外，箝位二极管108和109中的瞬间较高电流使得负载元件401和402两端的压降增加，从而增加了复位的速度。一般地，复位电流随时间降低。因此，负载元件401和402中的耗散(dissipation)在来自负载瞬变和来自低功率突发模式的DC/DC变换器400占空比的改变期间相对小。
图5A-5D是图示了在DC/DC变换器400从满载到空载瞬变期间的波形的曲线图，其中在被设计为处理来自近似400VDC总线的1200W并且以近似100kHz操作的变换器中，负载元件401和402被示范地配置有近似1欧姆(Ohm)的电阻器。另外，DC/DC变换器400可以被配置有小的预载(未示出)。图5A示出了当MOSFET 106和112交替地接通和关断时在它们两端的差分电压450。图5B示出了箝位二极管109的电压波形451。图5C示出了通过谐振电感器107的电流452。图5D示出了负载电流453。紧接在负载瞬变454以后，负载电流453降低为大致0A，并且MOSFET 106与112之间的相位暂时地从近似150°异相降低为0°，以调解(accommodate)负载瞬变，使得MOSFET 106和112同相。在开关半周期期间，通过箝位二极管109的电流降低，但没有完全复位为0A。因而，随后周期示出了通过箝位二极管109的电流仍可以导致负载瞬变454之后的电压增加。相应地，1欧姆电阻器可以适于在某些情况下使用。在1欧姆电阻器与箝位二极管108串联的情况下，一般发生电流的类似增加。
一般必须通过评估成本、效率、次级侧整流器上的增加的电压应力、以及所期望的最大开关频率的权衡，来对于任何给定设计确定与箝位二极管(例如，箝位二极管108)串联的负载元件的值。例如，与箝位二极管串联的、添加较大电压的负载元件在提供较快复位的同时，一般将导致次级侧整流二极管113和114上的大附加电压尖峰信号(spike)。由于较高电压将导致电感器电流较快衰变到零，所以增加附加电路元件两端的电压可能或可能不影响效率，因而这减少了电流流过附加电路元件的时间、以及复位电流流过箝位二极管108和109的时间降低。
图6A-6D是图示了在DC/DC变换器400从满载到空载瞬变期间的示范波形的曲线图，其中负载元件401和402被示范地配置有近似4.7欧姆电阻器。图6A-6D的波形与图5A-5D的波形对应，这是由于所述波形均从DC/DC变换器400上的相同位置获得。从电压波形470和473中可以看出，在负载瞬变474之后负载电流473降低为0A，而在负载瞬变454之后MOSFET 106与112之间的相位再次暂时地从近似150°异相降低为0°。然而，甚至在负载瞬变474发生之后，与箝位二极管109连接的近似4.7欧姆电阻器现在也使得通过箝位二极管109的电流很快复位为0A。因而，箝位二极管109的电压(例如，如电压波形471所图示)快速降低为0V。在近似4.7欧姆电阻器与箝位二极管108串联的情况下，一般发生电流的类似复位。因而，两个4.7欧姆电阻器的添加提供了用于确保箝位二极管108和109的复位的廉价部件。
图7A-7C是图示了在DC/DC变换器400的突发模式期间的示范波形的曲线图。在该实施例中，DC/DC变换器400被配置有用于负载元件401和402的3W预载和1欧姆电阻器。图7A示出了当MOSFET 106与112接通和关断时在它们之间的差分电压500。图7B经由电压波形501示出了通过箝位二极管109的电流。图7C示出了通过谐振电感器107的电流。全桥引脚(即，一引脚为MOSFET 105和112，而另一引脚为MOSFET 110和106)之间的相位在空载突发模式中在大约150°与0°之间跳变。紧跟在相位改变以后，通过箝位二极管109的电流需要几乎全部半周期来复位(例如，在80kHz处，对于谐振开关时间的大致6.25μs减去300ns，或大致5.95μs)，考虑到要复位的时间随电路参数和操作温度而变化，这留下了相对小的复位余量(例如，大致4.24μs)。
图8A-8C的波形与图7A-7C的波形对应，这是由于所述波形均从DC/DC变换器400上的相同位置获得。另一方面，图8A-8C示出了在空载突发模式期间的显著复位，在所述空载突发模式中DC/DC变换器400被配置有与箝位二极管108和109串联的3W预载和4.7欧姆电阻器。例如，当与图7中的1欧姆电阻器实施例的大致5.95μs相比，4.7欧姆电阻器对流经箝位二极管108和109的电流进行阻尼(damp)(例如，近似2μs)，以提供显著的余量。
图9是图示了图4的DC/DC变换器400的示范处理800的流程图。在处理元素801中，DC/DC变换器400接收电能。以交替的极性(例如，第一和第二极性)通过变压器来切换该电能。在处理元素802和803中，在正通过变压器传导该电能的同时，箝位二极管正对通过变压器的电压进行箝位。然而，满载到空载瞬变可增加通过DC/DC变换器的谐振电感器的电压，并且潜在地使得箝位二极管发生故障。为了防止箝位二极管故障，在处理元素804中，通过提供与箝位二极管串联的负载元件，来复位通过箝位二极管的电流。例如，可以将具有大约100毫欧(milli-Ohm)与100欧姆之间的值的电阻器与箝位二极管串联放置。这样的电阻器可具有更快地复位通过箝位二极管的电流的效果，而无需向DC/DC变换器400配置巨大的预载。然后，在处理元素805中，对通过变压器传导的能量进行整流，以提供来自DC/DC变换器400的基本上DC输出。
图10是可配置在开关式电源(诸如图4的DC/DC变换器400)中以检测断电的示范检测***610的框图。例如，开关式电源通常使用功率的脉宽调制(PWM)和半导体开关，以将一电压(例如，输入电压)变换为另一电压(例如，输出电压)。如果电源规则地操作，则半导体开关的PWM占空比一般包含关于输入电压的信息。在电流模式控制电源的情况下，在占空比内包含的关于输入电压的信息一般仅将DC电压的实际改变滞后单个PWM周期(例如，在毫秒的数量级上)。相应地，当AC中断发生时，电源输入侧上的DC电压开始下降。电源输入侧上的该DC压降直接与电源的“滞留时间(holdup time)”相关。然而，本领域技术人员应容易地认识到，不意欲将检测***610限于在图4的DC/DC变换器中的配置。相反地，仅在这里包括与检测***610相关联的发明构思，以描述检测***的一种示范实现。检测***610可配置在其他类型的开关式电源和/或相关联的组件中，或者检测***610甚至可配置到其他类型的电路。这样的实现的示例可与在美国专利申请第20070132508号中描述的多相电源控制器中的检测***610的配置有关。而且，检测***610可配置在其中中断检测被视为必需的其他类型的开关装置中。
检测***610可以包括被配置为接收一个或多个栅极驱动信号(例如，控制信号CTL1、CTL2、CTL31、和CTL4)的输入/输出模块611，所述栅极驱动信号被用于驱动开关式电源的半导体开关(例如，上文的MOSFET 105、106、110和112)。例如，输入/输出模块611可以将栅极驱动信号变换为等效的单一栅极驱动信号的反相信号(inverse)。检测***610还可包括一种用于将栅极驱动信号组合为单一等效栅极驱动信号的方法，并且还包括对栅极驱动信号进行滤波的滤波器612。例如，PWM频率典型地比AC输入线的速度快得多。通过利用滤波器611来对电源的PWM栅极驱动信号进行滤波，可以间接地确定电源的输入侧处的DC电压的电平。也就是说，当输入DC电压降到足够低使得电源不再能调节其电压时，栅极驱动信号的PWM占空比一般具有PWM控制器的最大占空比。然后，可以向处理器613传输等效单一栅极驱动信号的滤波后的反相信号，以确定AC中断是否已经发生。例如，如果PWM栅极驱动信号的最大占空比接近于100％，则当DC输入电压落到其中电源不再规则的点时，栅极驱动逻辑的反相信号的滤波后的形式(version)趋近零。在这点上，处理器613可以包括比较器655，以将滤波后的信号的电压与参考信号CMPR进行比较。
另外，可必须在使得输入DC总线电压降低的AC中断与负载瞬变之间进行区别。例如，当负载瞬变发生时，暂时地降低中断检测的比较器655电平，以便不导致检测器中的假断路。为了调整比较器655电平，可必须获得与负载电流成正比的信号。由于对于电流限制的需要，这样的信号经常存在于电源中。然后可以通过高通滤波器传输该信号，并且将该信号添加到比较器655电平。高通滤波器的速度一般取决于变换器的补偿环路，并应模仿补偿环路速度。典型地，(例如，由单一电阻器和电容器形成的)一阶高通滤波器就足够。在实验中使用的变换器的情况下，因为微控制器(例如，处理器654)已经具有与负载电流成正比的信号，所以它能够确定负载瞬变的影响，而无需附加电路。微控制器能够以数字方式实现比较器和高通滤波器。另外，微控制器可以调整和调节(intermediate)总线电压参考。
通过对反相的栅极驱动信号进行滤波，存在某些优点。例如，AC中断检测的许多方法直接感测AC电压，使得可以快速确定AC中断。在这点上，AC中断检测方案经常采用利用DSP实现的复杂算法，以确定在60Hz周期的近似四分之一周期(～4ms)内的中断。其他方法使用AC线的零交点，以确定什么时候不再有任何AC电压。然而，一般来说，最精确的快速方法昂贵，并且需要附加组件和固件开发。另一方面，通过对反相的栅极驱动信号进行滤波，可以实现较不复杂的电路。例如，在一个实施例中，可以在具有少到6个信号电平肖特基(Schottky)二极管、5个电阻器、和2个电容器的移相全桥变换器上实现检测***610，如下面图11所示。肖特基二极管和2个电阻器可以用于生成栅极驱动信号的反相信号，而剩余的3个电阻器和2个电容器可以用于形成对栅极驱动信号的反相信号进行滤波的高通滤波器。可替换地，处理器可以用于生成栅极驱动信号的反相信号。另外，与DC输入电压相比，可以在对反相栅极驱动信号进行滤波时，发觉巨大的信号增益。而且，栅极驱动信号可以被定位(reference)到公共电路点，以根本消除对于隔离的需要。
图11是可配置在开关式电源(诸如图4的DC/DC变换器400)中以检测其断电的另一示范检测***640的电路图。在该实施例中，二极管641、642、647、和648被配置为接收控制信号CTL1、CTL2、CTL3、和CTL4，诸如用于控制切换DC/DC变换器400的有源状态(例如，在具有包括MOSFET105和112的一引脚以及包括MOSFET 110和106的另一引脚的变换器的全桥引脚之间进行切换)以及DC/DC变换器400的无源状态的那些控制信号，如在上文中所描述的那样。在这点上，有源状态和无源状态两者可以产生在至少一些时间段中将二极管641、642、647、和648保持在反向偏置模式中的PWM信号。实质上，二极管643和645可以以与图10的二极管623类似的方式来监视那些控制信号。也就是说，当基于电压Vcc以及电阻器644和645来关断二极管641、642、647、和648时，通过二极管643和645的电流一般具有较大的幅度。在一个特定实施例中，电阻器644和645为具有向其供应的大约2V的电压以生成通过二极管643和646的电流的4.75千欧电阻器。二极管641、642、643、646、647、和648中的每个可以被配置为肖特基二极管，从而提供用于检测信号丢失和从其生成控制信号的相对廉价的部件，尤其是当与DSP备选方案相比时。然而，本领域技术人员应容易地认识到，处理器(例如，信号处理器)可以被配置在检测***640中，以代替二极管641、642、643、646、647、和648，以便提供栅极驱动信号的逻辑反相。
然后，通过二极管643和646的电流信号可以被耦合到滤波部分，所述滤波部分包括：电阻器649、650、和652以及电容器651和653。在该实施例中，一般利用基于PWM信号的频率的频率响应来配置滤波部分(尽管可以取决于正被监视的信号特性来采用其他配置)，使得可以确定DC/DC变换器400的操作状态。例如，滤波部分可以是考虑了DC/DC变换器400的无源和有源状态两者的高通滤波器。在以100kHz进行操作的移相全桥变换器的一个特定实施例中，电阻器649为22.1千欧电阻器，电阻器650为100千欧电阻器，而电阻器652为1兆欧电阻器。另外，电容器651为2.7μF电容器，而电容器653为330pF电容器。
当DC/DC变换器400经历断电时，控制信号CTL1、CTL2、CTL3、和CTL4可以缩减(diminish)或不再存在，使得接通二极管641、642、647、和648。处理器654处的电压可以最终降低，从而使得处理器654能够确定AC断电已经发生。这种检测一般比监视DC/DC变换器400的输出电压或甚至输入电压更快，如可以在图12A-12C中可以看出的那样。
图12A图示了在AC断电期间当检测***640配置在DC/DC变换器400中时、来自检测***640的输出。波形701与从检测***640的滤波部分输出的电压对应。在时间702处，波形701上的电压开始下降，在此情况下，这是由于对DC/DC变换器400的AC断电而产生的。在时间703(AC断电发生之后大致2ms)处，检测***640可以检测该AC断电。相反地，通过监视到DC/DC变换器400的DC输入(例如，来自400V总线)，由于图12B的电压波形711在基本上较长的时间段上降低，所以时间702处的断电几乎不可发觉。并且，图12C所图示的DC/DC变换器400的电压输出的相对有噪波形721一般甚至直到由于变换器的滞留时间而发生AC断电(例如，在时间722处)之后，才在检测断电时有用。
图13是图示了检测***(诸如，图11的检测***640)的示范处理900的流程图。检测***可以用于在使用脉宽调制控制的任何开关式电源(诸如，图4的DC/DC变换器400)中确定AC断电。在这点上，在处理元素901中，检测***可以监视装置的一个或多个控制信号。在处理元素902中，检测***响应于监视该装置的控制信号，来生成一个或多个控制信号。例如，检测***可以监视开关式电源的栅极驱动信号，并且生成指示其状态的一个或多个控制信号。然后，在处理元素903中，对所生成的控制信号进行滤波，以去除、或平滑与装置控制信号相关联的任何瞬变。例如，可以对栅极驱动信号进行脉宽调制。当这些栅极驱动信号可操作的时候，可以平滑信号的关断时间，以提供相当恒定的电压。然而，如果栅极驱动信号已经完全中止或已经缩短了占空比以致使得开关式电源不再规则，则滤波后的控制信号可以通过电压的陡降来指示这种情况。在这点上，滤波后的控制信号可以指示对开关式电源的断电。相应地，在处理元素904中，处理滤波后的控制信号，以确定装置的操作参数(例如，AC断电)。
在这里讨论的所有技术的任何其他组合也是可能的。已为了阐明和描述的目的而提出了前述描述。此外，该描述不意欲将本发明限制为这里公开的形式。尽管上面已经讨论了许多示范方面和实施例，但是本领域技术人员将认识到其某些变型、修改、置换、添加、和子组合。因此，意欲解释以下所附权利要求和其后引入的权利要求，以包括如在其真实精神和范围内的所有这种变型、修改、置换、添加、和子组合。

Claims (22)

1.一种检测***，包括：
输入/输出模块，被配置为从装置接收一个或多个脉冲控制信号，并且响应于其来生成控制信号；
滤波器，通信地耦合到所述输入/输出模块，以对所述输入/输出模块的所生成的控制信号进行滤波；以及
处理器，通信地耦合到所述滤波器，以从其接收所述滤波后的控制信号，并根据所述滤波后的控制信号确定所述装置的操作参数，
其中所述装置是配置在开关式电源中的DC/DC变换器，所述一个或多个脉冲控制信号是到DC/DC变换器中的开关的驱动信号，并且所述装置的操作参数包括AC中断。
2.如权利要求1所述的检测***，其中所述滤波器被配置为平滑所述一个或多个脉冲控制信号中的瞬变。
3.如权利要求1所述的检测***，其中所述处理器通过比较所述滤波后的控制信号与阈值，来确定所述装置的操作参数。
4.如权利要求1所述的检测***，其中所述输入/输出模块包括被配置为分别接收所述一个或多个脉冲控制信号的一个或多个二极管。
5.如权利要求4所述的检测***，其中所述输入/输出模块包括具有耦合到所述一个或多个二极管和控制信号源的正极的至少一个控制二极管，用于响应于所述一个或多个脉冲控制信号来生成所述控制信号。
6.如权利要求1所述的检测***，其中所述处理器包括比较所述滤波后的控制信号与参考电压以确定所述装置的操作参数的比较器。
7.如权利要求1所述的检测***，其中所述滤波器是高通滤波器，而所述一个或多个脉冲控制信号被脉宽调制。
8.如权利要求1所述的检测***，其中所述输入/输出模块包括被配置为生成来自该DC/DC变换器的栅极驱动信号的反相信号的信号处理器。
9.如权利要求1所述的检测***，其中所述处理器进一步被配置为确定所述DC/DC变换器的中间总线电压。
10.如权利要求9所述的检测***，其中所述处理器包括被配置为比较所述滤波后的控制信号与该中间总线电压的比较器。
11.如权利要求10所述的检测***，其中所述处理器根据负载瞬变来调整所述中间总线电压。
12.一种用于在开关式电源中检测断电的方法，包括：
监视用于控制所述开关式电源的开关的第一组一个或多个控制信号；
响应于监视所述第一组一个或多个控制信号，来生成第二组一个或多个控制信号；
对与所述第一组一个或多个控制信号相关联的瞬变的所述第二组一个或多个控制信号进行滤波；以及
处理所述滤波后的第二组一个或多个控制信号，以确定所述开关式电源的可操作性。
13.如权利要求12所述的方法，其中所述监视第一组一个或多个控制信号的步骤包括：利用对应数目的二极管来接收所述第一组一个或多个控制信号。
14.如权利要求13所述的方法，其中所述利用对应数目的二极管来接收第一组一个或多个控制信号的步骤包括：在所述第一组一个或多个控制信号的接通时间期间，将所述二极管保持在反向偏置状态中。
15.如权利要求14所述的方法，其中所述开关式电源包括DC/DC变换器，并且其中所述第一组一个或多个控制信号是到配置在DC/DC变换器中的MOSFET的栅极驱动信号。
16.如权利要求12所述的方法，其中所述对第二组一个或多个控制信号进行滤波的步骤包括：提供表示开关式电源的PWM控制信号的频率响应。
17.如权利要求12所述的方法，其中所述处理第二组一个或多个控制信号的步骤包括：比较所述第二组一个或多个控制信号与参考信号。
18.如权利要求12所述的方法，其中所述生成第二组一个或多个控制信号的步骤包括：通过对应数目的二极管来传导电流，其中所述传导响应于所述第一组一个或多个控制信号的接通时间。
19.一种在开关式电源中使用的AC中断检测***，包括：
第一参考电压源；
第一组一个或多个二极管，被配置为通过一个或多个电阻器从所述第一参考电压源来接收第一参考电压；
第二组一个或多个二极管，被配置为通过所述一个或多个电阻器接收所述第一参考电压，其中根据对应数目的脉宽调制控制信号的关断时间来反向偏置所述第二组一个或多个二极管，并且其中所述第一组一个或多个二极管生成表示所述对应数目的脉宽调制控制信号的反相信号的控制信号；
滤波器，被配置为接收所述对应数目的脉宽调制控制信号的反相信号；以及
处理器，被配置为接收滤波后的所述对应数目的脉宽调制控制信号的反相信号来与第二参考电压进行比较，以确定什么时候AC电源不再向所述开关式电源供电。
20.如权利要求19所述的AC中断检测***，所述脉宽调制控制信号是所述开关式电源的栅极驱动信号，其中一旦AC电源中断，所述栅极驱动信号就终止操作。
21.如权利要求19所述的AC中断检测***，其中所述第二参考电压是调整后的中间总线电压。
22.如权利要求19所述的AC中断检测***，其中所述处理器进一步被配置为用于确定在开关式电源中配置的DC/DC变换器的中间总线电压。
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