CN107770461A - 固体摄像装置、固体摄像装置的驱动方法以及电子设备 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种以高增益读出低亮度信号，高亮度信号以抑制饱和的低增益读出，而且能够通过两次读出得到高增益和低增益的信号，此外能够使最低被摄体照度的性能提高的固体摄像装置、固体摄像装置的驱动方法以及电子设备。固体摄像装置(10)在来自光电二极管(PD11)的电荷少的情况下，通过由包括配置在读出电路(40)的放大器和反馈电容器的CTIA电路产生的密勒效应，将电荷全部转送到反馈电容器而得到以高增益放大的输出电压，当CTIA电路饱和时，密勒效应自动减少，从而使剩余的超过电荷移动到电容更大的浮置扩散区(FD11)而得到以低增益放大的输出电压，将得到的电压同时从像素输出并导入到列采样电路。

Description

固体摄像装置、固体摄像装置的驱动方法以及电子设备
本发明包括2016年8月17日申请的日本特愿2016-160003的申请，并将其全部内容引用与此。
技术领域
本发明涉及固体摄像装置、固体摄像装置的驱动方法以及电子设备。
背景技术
作为使用了对光进行检测并产生电荷的光电变换元件的固体摄像装置(图像传感器)，CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor：互补金属氧化物半导体)图像传感器供实际使用。
CMOS图像传感器作为数字摄像机、摄影机、监视摄像机、医瘵用内窥镜、个人计算机(PC)、便携式电话等便携式终端装置(移动设备)等各种电子设备的一部分而广泛应用。
CMOS图像传感器按每个像素具有光电二极管(光电变换元件)以及具有浮置扩散层(FD：Floating Diffusion，浮置扩散区)的FD放大器，关于其读出，选择像素阵列中的某一行，并将它们同时向列(column)输出方向读出这样的列并行输出型为主流。
可是，作为像素的结构，作为代表性的结构，能够例示图1所示的第一像素结构、图2所示的第二像素结构、以及图3所示的第三像素结构。
图1是示出CMOS图像传感器的第一像素构成例的图。
在图1示出了4晶体管(4Tr)APS像素的一个例子(例如，参照专利文献1)。
在该4TRAPS像素1中，对于一个光电二极管(光电变换元件)PD1，分别具有作为转送元件的转送晶体管Tr1、作为重置元件的重置晶体管Tr2、作为源极跟随器元件的源极跟随器晶体管Tr3、以及作为选择元件的选择晶体管Tr4各一个。
转送晶体管Tr1在给定的转送期间被选择而成为导通状态，将在光电二极管PD1中进行光电变换而蓄积的电荷(电子)转送到浮置扩散区FD。
重置晶体管Tr2在给定的重置期间被选择而成为导通状态，将浮置扩散区FD重置为电源线的电位。
选择晶体管Tr4在读出扫描时被选择而成为导通状态。由此，源极跟随器晶体管Tr3对垂直信号线LSGN1输出将浮置扩散区FD的电荷变换为与电荷量(电位)相应的电压信号的列输出的读出信号。
例如，在读出扫描期间，在重置期间将浮置扩散区FD重置为电源线的电位，然后，通过源极跟随器晶体管Tr3将浮置扩散区FD的电荷变换为与电荷量(电位)相应的电压信号，并作为读出重置电压Vrst输出到垂直信号线LSGN1。
接下来，在给定的转送期间，在光电二极管PD1中进行光电变换而蓄积的电荷(电子)转送到浮置扩散区FD。然后，通过寄生在源极跟随器晶体管Tr3和浮置扩散区FD的电容Cfd1，浮置扩散区FD的电荷变换为与电荷量(电位)相应的电压信号，作为读出信号电压Vsig输出到垂直信号线LSGN1。
像素的输出信号作为差分信号(Vrst-Vsig)进行处理。
一般来说，图1的像素1的高灵敏度化能够通过提高变换增益(Conversion Gain)来实现。在图1的像素1中，通过降低浮置扩散区FD的电容Cfd1，从而能够进行某种程度的高灵敏度化。
图2是示出CMOS图像传感器的第二像素构成例的图。
在图2示出电容性反馈互阻抗放大器(CTIA：Capacitive Trans-ImpedanceAmplifier)像素的一个例子(例如，参照专利文献2、3)。
在该CTIA像素2中，对于一个光电二极管(光电变换元件)PD2，分别具有重置晶体管Tr11、驱动器晶体管Tr12、辅助驱动器晶体管Tr13、以及反馈电容器C1各一个。像素2经由选择晶体管Tr14与垂直信号线LSGN2连接，垂直信号线LSGN2经由P沟道的晶体管Tr15、Tr16与电源VDD连接。
在该像素2中，通过使反馈电容器C1的电容Cfb1小于图1的像素1的浮置扩散区FD(有时仅称为FD)的电容Cfd1，从而能够实现高灵敏度化，能够清楚地显示低亮度被摄体。
图3是示出CMOS图像传感器的第三像素构成例的图。
在图3示出了在像素内设置有横向溢流蓄积电容器(LateralOverflow.Integration Capacitor：LOFIC)C2(电容为Clofic)的像素的一个例子(例如，参照专利文献4)。
该图3的像素3在图1的像素1的结构追加了开关晶体管Tr5以及与节点LO连接的蓄积电容器C2。
图3的像素3并不舍弃在同一曝光时间从光电二极管PD1溢出的过饱和电荷，而是蓄积在电容为Clofic的蓄积电容器C2。
图3的像素3能够具有基于浮置扩散区FD的电容Cfd1的变换增益(高增益侧：与1/Cfd1成比例)和基于浮置扩散区FD的电容Cfd1+蓄积电容器C2的LOFIC电容Clofic的变换增益(低增益侧：与1/(Cfd1+Clofic)成比例)这两种。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2005-65074号公报图2
专利文献2：日本特表2006-505975号公报
专利文献3：日本特表2002-501718号公报
专利文献4：日本特开2005-328493号公报
发明内容
发明要解决的课题
如上所述，图1的像素1的高灵敏度化能够通过提高变换增益(Conversion Gain)来实现。在图1的像素1中，通过降低浮置扩散区FD的电容Cfd1，从而能够进行某种程度的高灵敏度化，但是在增益过高的情况下，有效的饱和电子数会减少，因此会丢失高亮度的被摄体的细节。
相反，当提高浮置扩散区FD的电容Cfd1时，可得到高亮度被摄体的细节，但是低亮度被摄体的细节会丢失。
进而，光电二极管PD1与浮置扩散区FD间的电位差的减少会变得显著，导致由滞后(Lag)的产生造成的运动图像的画质劣化。
此外，关于像素重置时的由时钟馈通等造成的电压变动，变换增益越高，则变得越大，从而使电压振幅范围变窄，因此有效的饱和电子数会进一步下降。
因而，一般来说，可以说通过以往的像素结构难以同时实现高灵敏度化和高动态范围化。
如上所述，在图2的像素2中，通过使反馈电容器C1的电容Cfbl小于图1的像素1的浮置扩散区FD的电容Cfd1，从而能够实现高灵敏度化，能够清楚地显示低亮度被摄体。
但是，越是高灵敏度，饱和电子数越下降，因此高亮度被摄体的细节会进一步丢失。
在此，虽然例示了未在光电二极管PD2与浮置扩散区FD间使用转送晶体管(例如，图1的Tr1)的情况，但是在使用了转送晶体管的情况下也是同样的。
相对于此，如上所述，图3的像素3能够具有基于浮置扩散区FD的电容Cfd1的变换增益(高增益侧：与1/Cfd1成比例)和基于浮置扩散区FD的电容Cfd1+蓄积电容器C2的LOFIC电容Clofic的变换增益(低增益侧：与1/(Cfdl+Clofic)成比例)这两种。
但是，在图3的像素3中，需要4次的读出期间，因此在多像素的图像传感器中难以提高帧频。
在高增益侧，FD节点的寄生电容全部成为变换增益的主要原因，因此只能高灵敏度化至与图1的4TrAPS型同等程度。
低增益侧的信号不能进行真的相关双采样，因此不能除去重置噪声、FD暗电流与暗电流短路噪声、连接有电容的节点(LO)处的暗电流与暗电流短路噪声，存在对高增益图像和低增益图像进行合成时的精度劣化的问题。
此外，由于像素重置时的时钟馈通等，从而高增益时的有效饱和电子数减少，因此SNR10的最低被摄体照度指标等实用的性能劣化令人担忧。
本发明提供一种固体摄像装置、固体摄像装置的驱动方法以及电子设备，其中，以高增益读出低亮度信号，高亮度信号则以可抑制饱和的低增益读出，而且通过两次读出能够得到高增益和低增益的信号，此外，能够提高最低被摄体照度的性能。
用于解决课题的技术方案
本发明的第一观点的固体摄像装置具有：像素部，配置有像素；读出电路，包括能够放大从像素读出的像素读出电压的放大器；第一信号线，输出低增益的读出电压；以及第二信号线，连接所述放大器的输出侧，并输出高增益的读出电压，所述像素包括：光电变换元件，在蓄积期间蓄积通过光电变换生成的电荷；转送元件，在转送期间能够转送蓄积在所述光电变换元件中的电荷；浮置扩散区，通过所述转送元件对由所述光电变换元件蓄积的电荷进行转送；源极跟随器元件，将所述浮置扩散区的电荷变换为与电荷量相应的电压信号；重置元件，在重置期间将所述浮置扩散区重置为所述第二信号线的电位或给定的电位；以及反馈电容器，一个电极与所述浮置扩散区连接，另一个电极与所述第二信号线连接，所述第一信号线与基于所述源极跟随器元件的电压信号的输出线连接，并且与所述放大器的输入侧连接。
本发明的第二观点是固体摄像装置的驱动方法，所述固体摄像装置具有：像素部，配置有像素；读出电路，包括能够放大从像素读出的像素读出电压的放大器；第一信号线，输出低增益的读出电压；以及第二信号线，连接所述放大器的输出侧，并输出高增益的读出电压，所述像素包括：光电变换元件，在蓄积期间蓄积通过光电变换生成的电荷；转送元件，在转送期间能够转送蓄积在所述光电变换元件中的电荷；浮置扩散区，通过所述转送元件对由所述光电变换元件蓄积的电荷进行转送；源极跟随器元件，将所述浮置扩散区的电荷变换为与电荷量相应的电压信号；重置元件，在重置期间将所述浮置扩散区重置为所述第二信号线的电位或给定的电位；以及反馈电容器，一个电极与所述浮置扩散区连接，另一个电极与所述第二信号线连接，所述第一信号线与基于所述源极跟随器元件的电压信号的输出线连接，并且与所述放大器的输入侧连接，在所述固体摄像装置的驱动方法中，在来自所述光电变换元件的电荷少的情况下，通过由包括所述放大器和所述反馈电容器的电容性反馈互阻抗放大器(CTIA)电路产生的密勒效应，将电荷全部转送到反馈电容器，得到以高增益放大的输出电压，当所述CTIA电路饱和时，密勒效应自动减少，从而使剩余的超过电荷移动到电容更大的所述浮置扩散区，得到以低增益放大的输出电压。
本发明的第三观点的电子设备具有：固体摄像装置；以及光学***，将被摄体像成像在所述固体摄像装置，所述固体摄像装置具有：像素部，配置有像素；读出电路，包括能够放大从像素读出的像素读出电压的放大器；第一信号线，输出低增益的读出电压；以及第二信号线，连接所述放大器的输出侧，并输出高增益的读出电压，所述像素包括：光电变换元件，在蓄积期间蓄积通过光电变换生成的电荷；转送元件，在转送期间能够转送蓄积在所述光电变换元件中的电荷；浮置扩散区，通过所述转送元件对蓄积在所述光电变换元件的电荷进行转送；源极跟随器元件，将所述浮置扩散区的电荷变换为与电荷量相应的电压信号；重置元件，在重置期间将所述浮置扩散区重置为所述第二信号线的电位或给定的电位；以及反馈电容器，一个电极与所述浮置扩散区连接，另一个电极与所述第二信号线连接，所述第一信号线与基于所述源极跟随器元件的电压信号的输出线连接，并且与所述放大器的输入侧连接。
发明效果
根据本发明，以高增益读出低亮度信号，高亮度信号则以抑制饱和的低增益读出，而且能够通过两次读出得到高增益和低增益的信号，此外，能够提高最低被摄体照度的性能。
附图说明
图1是示出CMOS图像传感器的第一像素构成例的图。
图2是示出CMOS图像传感器的第二像素构成例的图。
图3是示出CMOS图像传感器的第三像素构成例的图。
图4是示出本发明的第一实施方式涉及的固体摄像装置的构成例的框图。
图5是示出本第一实施方式涉及的像素的一个例子的电路图。
图6是示出本第一实施方式的列读出电路的构成例的电路图。
图7是用于对本第一实施方式涉及的像素的输入输出传递特性进行说明的图。
图8是用于对本第一实施方式中的高增益和低增益的输出范围的设定进行说明的图。
图9是用于对在本第一实施方式中动态地设定高增益和低增益的输出范围的情况进行说明的图。
图10是用于对本第一实施方式涉及的固体摄像装置的层叠构造进行说明的图。
图11A～图11I是用于对本第一实施方式涉及的固体摄像装置的读出动作进行说明的一行的量的时序图。
图12A～图12K是用于对本第一实施方式涉及的固体摄像装置的读出动作进行说明的两行的量的时序图。
图13A～图13C是用于对本第一实施方式涉及的固体摄像装置的读出动作进行说明的第一电位图。
图14A以及图14B是用于对本第一实施方式涉及的固体摄像装置的读出动作进行说明的第二电位图。
图15是用于对在本第一实施方式涉及的固体摄像装置中能够进行高灵敏度输出以及低灵敏度输出的原理进行说明的图。
图16是示出本发明的第二实施方式涉及的像素的构成例的图。
图17是示出本发明的第三实施方式涉及的像素的构成例的图。
图18是示出本发明的第四实施方式涉及的像素的构成例的图。
图19是示出本发明的第五实施方式涉及的像素的构成例的图。
图20是示出本发明的第六实施方式涉及的列读出电路的构成例的图。
图21是用于对本发明的第七实施方式涉及的固体摄像装置的层叠构造进行说明的图。
图22是示出应用了本发明的实施方式涉及的固体摄像装置的电子设备的结构的一个例子的图。
符号说明
10-固体摄像装置；20-像素部；PXL、PXLA～PXLD-像素；PD11-光电二极管；TG-Tr-转送晶体管；RST-Tr-重置晶体管；SF-Tr-源极跟随机晶体管；SEL-Tr-选择晶体管；FB-Tr-反馈晶体管；FD11-浮置扩散区；C11-反馈电容器；C12-频带限制电容器；C13-高亮度用电容器；30-垂直扫描电路；40、40A-读出电路(列读出电路)；41-误差放大器；42-高增益用采样电路；43-低增益用采样电路；44-开关；45-箝位电路；I41-低增益用恒流源；C41-串联电容器(输入电容器)；50-水平扫描电路；60-定时控制电路；70-读出部；200-电子设备；210-CMOS图像传感器；220一光学***；230-信号处理电路(PRC)。
具体实施方式
以下，与附图建立关联对本发明的实施方式进行说明。
(第一实施方式)
图4是示出本发明的第一实施方式涉及的固体摄像装置的构成例的框图。
在本实施方式中，固体摄像装置10例如由CMOS图像传感器构成。
如图4所示，该固体摄像装置10作为主构成要素而具有作为摄像部的像素部20、垂直扫描电路(行扫描电路)30、读出电路(列读出电路)40、水平扫描电路(列扫描电路)50、以及定时控制电路60。
在这些构成要素之中，例如，由垂直扫描电路30、读出电路40、水平扫描电路50、以及定时控制电路60构成像素信号的读出部70。
在本第一实施方式中，像在后面详细说明的那样，固体摄像装置10在来自光电二极管(光电变换元件)的电荷少的情况下，通过由包括配置在列读出电路40的放大器和反馈电容器的电容性反馈互阻抗放大器(CTIA)电路产生的密勒效应，将电荷全部转送到反馈电容器，得到以高增益放大的输出电压，当CTIA电路饱和时，密勒效应自动减少，从而使剩余的超过电荷移动到电容更大的浮置扩散区FD，得到以低增益放大的输出电压。
像这样，本第一实施方式的固体摄像装置10构成为，能够同时并行地读出以高增益和低增益这两种方式放大的信号电压并同时并行地对高增益和低增益的信号电压进行采样，能够以高增益读出低亮度信号，高亮度信号则能够以抑制饱和的低增益读出，而且能够通过两次读出得到高增益和低增益的信号，此外，能够提高最低被摄体照度的性能。
以下，对固体摄像装置10的各部分的结构以及功能的概要，特别是，像素部20、列读出电路40的结构以及功能、与它们相关联的读出处理、以及像素部20和读出部70的层叠构造等进行详细说明。
(像素部20以及像素PXL的结构)
在像素部20中，包括光电二极管(光电变换元件)和像素内放大器的多个像素排列为N行×M列的二维的矩阵状(矩阵状)。
图5是示出本实施方式涉及的像素的一个例子的电路图。
该像素PXL例如具有作为光电变换元件的光电二极管PD11。
对于该光电二极管PD11，分别具有作为转送元件的转送晶体管TG-Tr、作为重置元件的重置晶体管RST-Tr、作为源极跟随器元件的源极跟随器晶体管SF-Tr、作为选择元件(选择开关)的选择晶体管SEL-Tr、作为反馈元件(反馈开关)的反馈晶体管FB-Tr、浮置扩散区FD11、反馈电容器C11、以及频带限制电容器C12各一个。
像这样，第一实施方式涉及的像素PXL构成为包括转送晶体管TG-Tr、重置晶体管RST-Tr、源极跟随器晶体管SF-Tr、选择晶体管SEL-Tr、以及反馈晶体管FB-Tr这5个晶体管(5Tr)。
在本第一实施方式中，在这些像素PXL的构成要素之中，由光电二极管PD11和转送晶体管TG-Tr形成像素受光部21，由重置晶体管RST-Tr、源极跟随器晶体管SF-Tr、选择晶体管SEL-Tr、反馈晶体管FB-Tr、浮置扩散区FD11、反馈电容器C11、以及频带限制电容器C12形成像素放大输出部22。
本第一实施方式涉及的像素放大输出部22与第一信号线LSGN11以及第二信号线LSGN12连接。
像素放大输出部22将低增益的读出电压(信号电压)N1(VRST1、VSIG1)输出到第一垂直信号线LSGN11。
像素放大输出部22将高增益的读出电压(信号电压)N2(VRST2、VSIG2)输出到第二垂直信号线LSGN12。
像素放大输出部22具有同时并行地进行低增益的读出电压N1(VRST1、VSIG1)向第一垂直信号线LSGN11的输出和高增益的读出电压N2(VRST2、VSIG2)向第二垂直信号线LSGN12的输出的功能。
在本第一实施方式中，第一垂直信号线LSGN11由恒流源Ibias进行驱动，第二垂直信号线LSGN12由作为列读出电路40的构成要素的一部分的列放大器进行驱动。
本第一实施方式涉及的像素放大输出部22具有组合了CTIA(电容性反馈互阻抗放大器)电路的反馈部分和源极跟随器放大器的结构。
光电二极管PD11产生与入射光量相应的量的信号电荷(在此为电子)并蓄积。
以下，对信号电荷为电子且各晶体管为n型晶体管的情况进行说明，但是信号电荷为空穴(hole)或各晶体管为p型晶体管也没有关系。
此外，本实施方式对于在多个光电二极管间共有各晶体管的情况、采用了不具有选择晶体管的4晶体管(4Tr)像素的情况也是有效的。
像素受光部21的转送晶体管TG-Tr连接在光电二极管PD11与浮置扩散区FD11之间，根据通过控制线LTG<n>施加在栅极的控制信号TG<n>进行控制。
转送晶体管TG-Tr在控制信号TG<n>为高电平H的转送期间被选择而成为导通状态，将在光电二极管PD11中进行光电变换而蓄积的电荷(电子)转送到像素放大输出部22的浮置扩散区FD11。
重置晶体管RST-Tr连接在第二垂直信号线LSGN12与浮置扩散区FD11之间，根据通过控制线LRST<n>施加在栅极的控制信号RST<n>进行控制。
重置晶体管RST-Tr在控制信号RST<n>为H电平的重置期间被选择而成为导通状态，将浮置扩散区FD11重置为第二垂直信号线LSGN12的电位。
另外，关于第二垂直信号线LSGN12的电位VREF等，将在后面进行详细说明。
源极跟随器晶体管SF-Tr和选择晶体管SEL-Tr串联连接在电源线LVDD与第一垂直信号线LSGN11之间。
在源极跟随器晶体管SF-Tr的栅极连接浮置扩散区FD11，选择晶体管SEL-Tr根据通过控制线LSEL<n>施加在栅极的控制信号SEL<n>进行控制。
选择晶体管SEL-Tr在控制信号SEL<n>为H电平的选择期间被选择而成为导通状态。由此，源极跟随器晶体管SF-Tr对第一垂直信号线LSGN11输出将浮置扩散区FD11的电荷变换为与电荷量(电位)相应的电压信号的列输出的低增益的读出电压N1(VRST1、VSIG1)。
反馈电容器C11和反馈晶体管FB-Tr串联连接在浮置扩散区FD11与第二垂直信号线LSGN12之间。
即，反馈电容器C11和反馈晶体管FB-Tr与重置晶体管RST-Tr并联连接在浮置扩散区FD11与第二垂直信号线LSGN12之间。
在反馈电容器C11中，一方的电极与浮置扩散区FD11连接，另一方的电极经由反馈晶体管FB-Tr与第二垂直信号线LSGN12连接。
反馈晶体管FB-Tr根据通过控制线LFB<n>施加在栅极的控制信号FB<n>进行控制。
反馈晶体管FB-Tr在控制信号FB<n>为H电平的反馈(feedback)期间被选择而成为导通状态，将反馈电容器C11与第二垂直信号线LSGN12电连接。
在反馈电容器C11中，电容设定为Cfb11。该反馈电容器C11的电容Cfb11设定为小于浮置扩散区FD11的电容Cfd11的值。
此外，关于反馈电容器C11，通过应用MOM(Metal-Oxide-Metal：金属-氧化物-金属)电容器，从而与以往的4TrAPS像素相比，能够实现制造偏差少、电压依赖性小的线性的响应特性和高灵敏度化。
另外，也可以将频带限制电容器C12设置在反馈电容器C11和反馈晶体管FB-Tr的连接点与基准电位VSS(例如，接地)之间。
通过设置频带限制电容器C12，从而能够使反馈晶体管FB-Tr的热噪声下降。
频带限制电容器C12的电容设定为Clim。
另外，频带限制电容器C12也可以由电容大的MOS电容来实现。
另外，关于源极跟随器晶体管SF-Tr，为了实现低噪声，也可以是所谓的埋入沟道型晶体管。
此外，关于作为开关元件发挥功能的重置晶体管RST-Tr、选择晶体管SEL-Tr、以及反馈晶体管FB-Tr，为了降低导通所需的栅极-源极间电压，也可以是低阈值的晶体管。
在以上说明的像素PXL中，在来自光电二极管PD11的电荷少的情况下，通过由CTIA电路产生的密勒效应，电荷全部转送到电容为Cfb11的反馈电容器C11，得到以高增益放大的输出电压N2(VRST2、VSIG2)。
另一方面，当CTIA电路饱和时，密勒效应自动减少，因此剩余的超过电荷移动到比电容Cfd11更大的浮置扩散区FD11，得到以低增益放大的输出电压N1(VRST1、VSIG1)。
具有这样的功能的本像素PXL与以往的LOFIC像素相比较，其特征在于，增益的切换不需要脉冲驱动，且自动进行。
由此，理论上不会产生由于为了切换增益而驱动晶体管造成的、由沟道电荷的叠加、基板偏置效应的阈值变动造成的时钟馈通电荷损失的主要原因，能够保存来自光电二极管PD11的电荷的个数。
其结果是，在高增益和低增益的合成中，不会产生不连续点，能够高精度地进行连结。
例如，因为转送晶体管TG-Tr、重置晶体管RST-Tr、选择晶体管SEL-Tr、以及反馈晶体管FB-Tr的各栅极以行单位进行连接，所以这些动作对一行的量的各像素同时并行地进行。
在像素部20配置有N行×M列的像素PXL，因此各控制线LSEL、LRST、LTG、LFB分别为N根，垂直信号线LSGN11、LSGN12为2×M根。
在图4中，将各控制线LSEL、LRST、LTG、LFB表示为一根行扫描控制线。同样地，将各垂直信号线LSGN11、LSGN12表示为一根垂直信号线。
垂直扫描电路30根据定时控制电路60的控制在遮蔽行以及读出行中通过行扫描控制线进行像素的驱动。
此外，垂直扫描电路30按照地址信号输出进行信号的读出的引线行和对蓄积在光电二极管PD的电荷进行重置的遮蔽行的行地址的行选择信号。
列读出电路40可以包括与像素部20的各列输出对应地配置的多个列信号处理电路(未图示)，并构成为能够在多个列信号处理电路中进行列并行处理。
本第一实施方式涉及的列读出电路40构成为包括放大器(AMP，放大器)、采样(S/H)电路。
另外，列读出电路40能够构成为包括相关双采样(CDS：Correlated DoubleSampling)电路、ADC(模数变换器；AD变换器)等。
在本第一实施方式的列读出电路40中，通过恒流源Ibias对第一垂直信号线LSGN11进行驱动，通过作为列读出电路40的构成要素的一部分的列放大器对第二垂直信号线LSGN12进行驱动。
在本第一实施方式的读出电路40中，通过高增益采样电路对高增益的读出电压N2(VRST2、VSIG2)进行采样，并通过低增益采样电路对低增益的读出电压N1(VRST1、VSIG1)进行采样。
在列读出电路40中，同时并行地对高增益和低增益的信号电压N1、N2进行采样。
(列读出电路40的构成例)
图6是示出本第一实施方式的列读出电路的构成例的电路图。
图6的列读出电路40构成为与各列(column)对应地包括适合CTIA电路的误差放大器41、高增益用采样电路42、低增益用采样电路43、开关(SW)44、低增益用恒流源I41(Ibias)、以及电容为Cc的串联电容器(输入电容器)C41。
另外，高增益用采样电路42以及低增益用采样电路43只是一个实施方式，并不限定于本实施方式。
在误差放大器41中，输出端子与第二垂直信号线LSGN12连接，其连接节点ND41与高增益用采样电路42连接。
误差放大器41的一方的输入端子(在本例子中为反转输入端子(-))连接串联电容器C41，并经由串联电容器C41与第一垂直信号线LSGN11连接。
在误差放大器41中，在一方的输入端子(-)与输出端子之间连接有开关44，构成为能够将一方的输入端子(-)和输出端子选择性地切换为连接状态(短路状态)和非连接状态(非短路状态)。
在误差放大器41中，另一方的输入端子(在本例子中为非反转输入端子(+))与基准电压VREF的供给线连接。
在本第一实施方式中，基准电压VREF构成为能够动态地进行切换。
在高增益用采样电路42中，相对于输入端子T42并联地连接有重置用采样开关421以及信号用采样开关422。
重置用采样开关421通过信号SHR来控制“导通”、“截止”，在其输出侧连接有重置用保持电容器423。
信号用采样开关422通过信号SHS来控制“导通”、“截止”，在其输出侧连接有信号用保持电容器424。
在低增益用采样电路43中，相对于输入端子T43并联地连接有重置用采样开关431以及信号用采样开关432。
重置用采样开关421通过信号SHR来控制“导通”、“截止”，在其输出侧连接有重置用保持电容器433。
信号用采样开关432通过信号SHS来控制“导通”、“截止”，在其输出侧连接有信号用保持电容器434。
本第一实施方式的列读出电路40能够使用与像素PXL连接的两根垂直信号线LSGN11、LSGN12通过高增益用采样电路42和低增益用采样电路43同时并行地进行采样。
其结果是，能够通过两次采样来完成读出而实现高帧频。
利用能够分配比像素宽的面积的列电路，能够实现高DC增益、高速、低噪声的误差放大器。
此外，通过切换基准电压VREF，能够使高增益和低增益的范围设定可变。
CTIA电路所需的误差放大器41能够安装在能够使用更宽的面积的列(column)电路，因此能够兼顾高DC增益、高速性，与以往的CTIA像素相比，能够以更高精度实现更高速的读出。
此外，通过用在误差放大器41的输入级(前级)具备的串联电容器C41(Cc)以DC方式对像素的源极跟随器输出和误差放大器输入进行去耦合，从而即使将误差放大器41设为单位增益缓冲器(Unity Gain Buffer)状态(开关44导通的状态)，也能够与阈值变动无关地使像素PXL的基于源极跟随器晶体管SF-Tr的放大器始终以饱和状态进行动作。
保持使误差放大器41为单位增益缓冲器(Unity Gain Buffer)状态，解除像素重置状态，从而能够将误差放大器输出固定为恒定电压(VREF)，能够补偿由重置晶体管RST-Tr的时钟馈通造成的高增益侧的电压振幅范围减少。
像这样，开关44在重置期间以及重置解除后的给定期间保持为“导通”状态(连接状态)，将误差放大器41保持为单位增益缓冲器(Unity Gain Buffer)状态。
然后，开关44在重置期间以及重置解除后的给定期间后保持为截止状态(非连接状态)，将误差放大器41从单位增益缓冲器(Unity Gain Buffer)状态释放。
水平扫描电路50对在列读出电路40的ADC等多个列信号处理电路中处理的信号进行扫描并在水平方向上转送，输出到未图示的信号处理电路。
定时控制电路60生成像素部20、垂直扫描电路30、读出电路40、水平扫描电路50等的信号处理所需的定时信号。
(像素PXL的输入输出传递特性)
以上，对固体摄像装置10的各部分的结构以及功能的概要进行了说明。
接着，对本第一实施方式涉及的像素PXL的输入输出传递特性进行说明。
图7是用于对本第一实施方式涉及的像素的输入输出传递特性进行说明的图。
在图7中，横轴表示入射光量，纵轴表示输出信号电平。
根据图7的像素输入输出传递特性可知，在入射光量少的低亮度区域中，作为高增益的CTIA电路主要进行动作。
在CTIA饱和点，CTIA输出饱和，自动地作为像素的低增益放大器的源极跟随器晶体管SF-Tr(SF电路)主要进行动作。在此，使CTIA与SF输出信号电平相同，但是在本实施方式中，也可以是不同的值。
另外，通过提高误差放大器41的DC增益，从而能够降低CTIA饱和开始点处的非线性。
(高增益和低增益的输出范围的设定)
接着，对本第一实施方式中的高增益和低增益的输出范围的设定进行说明。
图8是用于对本第一实施方式中的高增益和低增益的输出范围的设定进行说明的图。
在图8中，横轴分开示出标准时STDR、高增益优先时HGNR、低增益优先时LGNR的情况。
纵轴示出像素的源极跟随器(SF)放大器电压输出范围(其中，阈值设为0V)VSFR、误差放大器41的电压输出范围VEAR。
在图8中，VCLP表示使误差放大器41的输出限幅的限幅电压，VREF表示构成单位增益缓冲器(Unity Gain Buffer)时的误差放大器41的基准电压，Vpin表示光电二极管PD11的钳位电压(能够从PD11实现完全电荷转送的最低电压)。
如图8所示，在需要标准的高增益和低增益的组合时，将基准电压VREF设定在限幅电压VCLP与钳位电压Vpin的中间的稍微下侧(或者，也可以是中间点)。
在需要更多高增益输出时，将基准电压VREF’设定为靠近钳位电压Vpin(a’/(a’+b’)＞a/(a+b)的关系)。
由此，虽然动态范围减少，但是能够获取保持更高的S/N的图像。
在需要更多的低增益输出时，将基准电压VREF”设定为靠近限幅电压VCLP(a”/(a”+b”)＜a/(a+b)的关系)。
由此，能够使动态范围变宽。
此外，通过根据包括ADC的列读出电路的噪底(雑音フ口ア)和光短路噪声来调节基准电压VREF，从而能够只通过电压调整来实施用于提高更实用的SNR10指标的最优化。
在以往的LOFIC像素中，不能独立地变更高增益、低增益的范围。
此外，还能构成为动态地设定高增益和低增益输出的范围。
图9是用于对本第一实施方式中的动态地设定高增益和低增益的输出范围的情况进行说明的图。
在时刻t1的浮置扩散区FD11的重置时，将基准电压VREF设定在限幅电压VCLP附近(a/(a+b)＜＜b/(a+b)的关系)，使得低增益电压输出成为最大。
在时刻t2的浮置扩散区FD重置解除后，将基准电压VREF变更为下降了ΔVREF的量后的电压。其结果是，在误差放大器41的输入端子间产生电位差，但使误差放大器41的输出下降，使得消除该电位差。通过电容性负反馈的效果，最终的误差放大器输出VREF’稳定在从基准电压VREF下降了ΔVREF/反馈率β(Cfb11/(Cfb11+Cfd11))的量的电压。VREF’能够设定为充分低于钳位电压Vpin的值，因此与以往的LOFIC像素相比能够增大高增益电压范围(a’＞＞a的关系)。
由此，FD节点电压下降(VREF-VREF’)×反馈率β(Cfb11/(Cfb11+Cfd11))的量，即，下降ΔVREF，即使β为0.125、(VREF-VREF’)为2V，也只有0.25V左右的损失(c’/(b’+c’)＜＜b’/(b’+c’)的关系)，能够设定得大于图8所示的低增益输出范围扩大LGNR的情况下的像素SF电压可动范围VSFR。
因而，在想要同时扩大高增益电压范围和低增益电压范围这两者时，或者在降低了限幅电压VCLP、电源电压的情况下仍想得到充分的高增益电压范围和低增益电压范围这两者时是有效的。
(固体摄像装置10的层叠构造)
接着，对本第一实施方式涉及的固体摄像装置10的层叠构造进行说明。
图10是用于对本第一实施方式涉及的固体摄像装置10的层叠构造进行说明的图。
本第一实施方式涉及的固体摄像装置10具有第一基板(上基板)110和第二基板(下基板)120的层叠构造。
固体摄像装置10例如形成为在以晶片级别进行粘合之后通过划片切出的层叠构造的摄像装置。
在本例子中，具有在第二基板120上层叠了第一基板110的构造。
在第一基板110形成有以其中央部为中心呈矩阵状排列了像素部20的各像素PXL的像素受光部21的像素阵列部111。
而且，在第二基板120形成有以其中央部为中心呈矩阵状排列了与像素阵列部111的各像素受光部21连接的各像素PXL的像素放大输出部22的像素放大阵列部121。
而且，图10的例子中，在像素放大阵列部121的周围，在图中的上侧以及下侧形成有列读出电路40用的区域122、123。另外，列读出电路40也可以构成为配置在像素放大阵列部121的上侧以及下侧中的任一者。
此外，也可以在第二基板120形成垂直扫描电路30、水平扫描电路50、以及定时控制电路60。
在这样的层叠构造中，例如，如图5所示，第一基板110的像素受光部21的转送输出部和第二基板120的像素放大输出部22的浮置扩散区FD11分别使用过孔(Die-to-DieVia)、微凸块等进行电连接。
在本第一实施方式中，如图5所示，形成在第一基板110的像素阵列部111的各像素受光部21仅具备光电二极管PD11和转送晶体管TG-Tr。而且，由光电变换生成的电荷直接向第二基板120侧传递。
在本第一实施方式中，在第一基板110侧的像素阵列部111中，能够使所需的晶体管数为最小限度，因此能够最大程度地扩大光电变换区域，能够实现基于量子效率的提高的高灵敏度化。即，能够谋求高量子效率化。
(固体摄像装置10的读出动作)
以上，对固体摄像装置10的各部分的特征性的结构以及功能进行了说明。
接着，对本第一实施方式涉及的固体摄像装置10的读出动作等进行详细说明。
图11A～图11I是用于说明本第一实施方式涉及的固体摄像装置的读出动作的一行的量的时序图。
图12A～图12K是用于说明本第一实施方式涉及的固体摄像装置的读出动作的两行的量的时序图。
如图11I所示，像素PXL的SF放大器输出，即，输出到第一垂直信号线LSGN11的低增益的读出电压(信号电压)N1(VRST1、VSIG1)成为与像素PXL的浮置扩散区FD11的节点电压(用实线示出)下降了与源极跟随器晶体管SF-Tr的阈值电压的量(Vth，sf)的波形同样的波形(用单点划线示出)。
此外，在图11I还示出了输出到第二垂直信号线LSGN12的高增益的读出电压(信号电压)N2(VRST2、VSIG2)(用双点划线示出)。
在图11I中，示出了3种(a、b、c)入射光量特性。在图11I中，a示出入射光量最少的特性，c示出最多的特性。
在图11I中，在c中示出高增益输出饱和而被限幅为限幅电压VCLP的状态。
在图11I中，示出直至高增益输出饱和为止低增益输出基本不变化。
在图11I中，示出当高增益输出饱和时低增益输出变化。
在图11A～图11I中，时刻t1～t2是浮置扩散区FD11的节点重置期间。
在此，为了选择像素阵列中的某一行，施加在与该选择的行的各像素PXL连接的控制线LSEL的控制信号SEL<n>被设定为H电平，从而像素PXL的选择晶体管SEL-Tr成为导通状态。
同样地，施加在与该选择的行的各像素PXL连接的控制线LFB的控制信号FB<n>被设定为H电平，从而像素PXL的反馈晶体管FB-Tr成为导通状态。由此，像素PXL的反馈电容器C11与第二垂直信号线LSGN12成为电连接状态。
此外，在列读出电路40中，开关44的控制信号SW被设定为H电平，误差放大器41成为单位增益缓冲器(Unity Gain Buffer)状态。此时，用在误差放大器41的输入级(前级)具备的串联电容器C41(Cc)对像素的源极跟随器输出和误差放大器输入进行去耦合，因此即使将误差放大器41设为单位增益缓冲器(Unity Gain Buffer)状态(开关44为导通的状态)，也能够使像素PXL的基于源极跟随器晶体管SF-Tr的放大器以饱和状态进行动作。
此外，此时对高增益用采样电路42的重置用采样开关421以及低增益用采样电路43的重置用采样开关431进行导通截止控制的控制信号SHR被设定为H电平，从而重置用采样开关421、431成为“导通”状态。
在该选择状态下，如图11A～图11I所示，在时刻t1～t2，在浮置扩散区FD11的节点重置期间，重置晶体管RST-Tr在施加于控制线LRST的控制信号RST<n>为H电平的期间被选择而成为导通状态，浮置扩散区FD11的电位以及作为误差放大器41的输出的第二垂直信号线LSGN12被重置为基准电压VREF并固定。
在经过了该重置期间的时刻t2之后(重置晶体管RST-Tr为非导通状态)，在转送期间开始之前，直到控制信号SHR切换为L电平的时刻t3为止的期间成为FD节点重置解除后的稳定(settling)期间。
此时，开关44的控制信号SW保持被设定为H电平的状态，因此误差放大器41仍保持为单位增益缓冲器(Unity Gain Buffer)状态，通过解除FD节点重置状态，从而能够将误差放大器输出固定为恒定电压(VREF)，能够补偿由重置晶体管RST-Tr的时钟馈通造成的高增益侧的电压振幅范围减少。
通过解除FD节点重置状态，从而对第二垂直信号线LSGN12输出高增益的读出重置电压N2(VRST2)，该读出重置电压VRST2供给到高增益用采样电路42。
同样地，对第一垂直信号线LSGN11输出低增益的读出重置电压N1(VRST1)，该读出重置电压VRST1供给到低增益用采样电路43。
接下来，在时刻t3，通过高增益用采样电路42对高增益的读出重置电压VRST2进行采样，同时并行地通过低增益用采样电路43对低增益的读出重置电压VRST1进行采样。
在时刻t4～t5，重置电压的读出期间结束，成为蓄积电荷的转送期间。
在转送期间中，转送晶体管TG-Tr在施加于控制线LTG的控制信号TG<n>为H电平的期间被选择而成为导通状态，在光电二极管PD中进行光电变换而蓄积的电荷(电子)被转送到浮置扩散区FD11。
在该情况下，输出到连接了误差放大器41的输出的第二垂直信号线LSGN12的高增益的读出信号电压N2(VSIG)的电压会升高。
相对于此，浮置扩散区FD11的节点电压和输出到第一垂直信号线LSGN11的像素的低增益的SF放大器输出的电压会下降。
这是因为，直到饱和为止，误差放大器41的输出侧持续上升，当开始饱和时，像素的SF放大器输出电压开始下降。
在该情况下，因为增益高，所以误差放大器41的输出侧的变化量大于像素的SF放大器输出电压的变化量。
另外，在时刻t4，对高增益用采样电路42的信号用采样开关422以及低增益用采样电路43的信号用采样开关432进行导通截止控制的控制信号SHS被设定为H电平，从而信号用采样开关422、432成为“导通”状态。
在经过了该转送期间的时刻t5之后(转送晶体管TG-Tr为非导通状态)，成为读出与光电二极管PD11进行光电变换而蓄积的电荷相应的信号电压VSIG的信号电压期间。
换言之，时刻t5～t6是信号电荷转送后的稳定期间。
在该期间中，对第二垂直信号线LSGN12输出高增益的读出信号电压N2(VSIG2)，该读出信号电压VSIG2供给到高增益用采样电路42。
同样地，对第一垂直信号线LSGN11输出低增益的读出信号电压N1(VSIG1)，该读出信号电压VSIG1供给到低增益用采样电路43。
接下来，在时刻t6，通过高增益用采样电路42对高增益的读出信号电压VSIG2进行采样，同时并行地通过低增益用采样电路43对低增益的读出信号电压VSIG进行采样。
然后，例如在构成读出部70的一部分的列读出电路40中，进行高增益的信号电压VSIG2与重置电压VRST2的差分运算(VRST2-VSIG2)，从而取出信号成分。
同样地，通过进行低增益的信号电压VSIG1与重置电压VRST1的差分运算(VRST1-VSIG1)，从而取出信号成分。
另外，在入射了非常强的光的情况下，电子会从光电二极管PD11溢出，并流入到相邻的像素，从而成为伪影(Artifacts)。
因而，通过将截止电压设定为与自身的阈值电压相比足够低且稍微高于0V，从而形成使溢出的电荷流入到垂直信号线的路径，由此能够降低图像浮散(blooming)。
接着，对示出两行的量的基本定时的图12A～图12K的时刻t7～t8的动作进行说明。
时刻t7～t8是PD重置期间(电子遮蔽功能)以及FD节点再重置期间。
在该期间中，为了实现电子遮蔽，使用任意的行的FD重置期间对PD进行重置。
此外，在读出信号后紧接着对FD节点进行再次重置，从而消除由存储器效应造成的影响。
在该情况下，在第n行，施加在与各像素PXL连接的控制线LSEL的控制信号SEL<n>被设定为L电平，像素PXL的选择晶体管SEL-Tr成为非导通状态。
施加在与该非选择行的各像素PXL连接的控制线LFB的控制信号FB<n>被设定为H电平，像素PXL的反馈晶体管FB-Tr成为导通状态。由此，像素PXL的反馈电容器C11与第二垂直信号线LSGN12成为电连接状态。
在该非选择状态下，在时刻t7～t8的重置期间，重置晶体管RST-Tr在施加于控制线LRST的控制信号RST为H电平的期间被选择而成为导通状态。
同样地，转送晶体管TG-Tr在施加于控制线LTG的控制信号TG<n>为H电平的期间被选择而成为导通状态。
由此，光电二极管PD11以及FD节点重置为第二垂直信号线LSGN12的电位。
在第n+1行，施加在与各像素PXL连接的控制线LSEL的控制信号SEL<n+1>被设定为H电平，像素PXL的选择晶体管SEL-Tr成为导通状态。
施加在与该选择的行的各像素PXL连接的控制线LFB的控制信号FB＜n+1>被设定为H电平，像素PXL的反馈晶体管FB-Tr成为导通状态。由此，像素PXL的反馈电容器C11与第二垂直信号线LSGN12成为电连接状态。
在该选择状态下，在时刻t7～t8的重置期间，重置晶体管RST-Tr在施加于控制线LRST的控制信号RST为H电平的期间被选择而成为导通状态。
另一方面，转送晶体管TG-Tr在施加于控制线LTG的控制信号TG<n+1>为L电平的期间被选择而成为非导通状态。
由此，浮置扩散区FD11的节点重置为第二垂直信号线LSGN12的电位。
接着，与电位图建立关联对本第一实施方式涉及的固体摄像装置10的读出动作进行说明。
图13A～图13C是用于对本第一实施方式涉及的固体摄像装置的读出动作进行说明的第一电位图。
图14A以及图14B用于对本第一实施方式涉及的固体摄像装置的读出动作进行说明的第二电位图。
图13A～图13C以及图14A和图14B基于图11A～图11I的定时示出主要节点处的电位状态变化。
图13A示出时刻t1的FD重置状态，图13B示出时刻t2的FD重置解除后的状态，图13C示出时刻t4的PD的信号电荷转送的状态，图14A示出时刻t6的低亮度时的状态，图14B示出时刻t6的高亮度时的状态。
如图13A所示，在时刻t1，重置晶体管RST-Tr在施加于控制线LRST的控制信号RST为H电平的期间被选择而成为导通状态。
此外，开关44的控制信号SW被设定为H电平，误差放大器41成为单位增益缓冲器(Unity Gain Buffer)状态。
由此，浮置扩散区FD11的节点与第二垂直信号线LSGN12连接，成为基准电压VREF。
如图13B所示，在时刻t2，在FD节点重置解除后，浮置扩散区FD11的节点和误差放大器41的输出(N2)从基准电压VREF变化与噪声相应的量而稳定。
误差放大器41的输出(N2)在FD重置解除时被固定为电压VREF，因此能够消除由来自重置晶体管RST-Tr的时钟馈通造成的影响。
对稳定后的时刻t3的电压(VST1、VRST2)同时进行采样，设为初始电位。
如图13C所示，在时刻t4，转送晶体管TG-Tr在施加于控制线LTG的控制信号TG为H电平的期间被选择而成为导通状态。
由此，将电荷从光电二极管PD11转送到浮置扩散区FD11。
此时，误差放大器本身设为开环结构，将像素SF放大器和像素电容反馈电路进行组合而作为大的CTIA电路进行动作。
对稳定后的时刻t6的电压(VSIG1、VSIG2)同时进行采样，作为光信号电位。
如图14A所示，在时刻t6，在低亮度时的电荷转送稳定后，FD节点通过负反馈效果保持时刻t3的FD重置解除的稳定后的状态。
关于像素的SF放大器输出，输出从浮置扩散区FD11的节点电位下降了阈值电压量(Vth，sf)后的电压。
因而，在低增益侧基本不产生信号变化。
另一方面，误差放大器输出(N2)被CTIA电路以高增益进行放大。
对此时的电位(VSIG1、VSIG2)同时进行采样，并与初始电位(VRST1、VRST2)进行差分运算，从而消除各放大器的偏移，仅以高精度检测光信号成分。
如图14B所示，在时刻t6’，在高亮度时的电荷转送稳定后，CTIA电路保持饱和的状态。
在CTIA电路中未处理的超过电子集中到浮置扩散区FD11的节点，使浮置扩散区FD11的节点电位下降。
因而，高增益侧可得到饱和状态的输出电压，在低增益侧也得到大的信号变化。
对此时的电位(VSIG1、VSIG2)同时进行采样，并与初始电位(VRST1、VRST2)进行差分运算，从而消除各放大器的偏移，仅以高精度检测光信号成分。
(能够进行高灵敏度输出以及低灵敏度输出的原理说明)
接着，与像素输出的数学式模型建立关联对在具有上述的结构以及功能的本第一实施方式涉及的固体摄像装置10中能够进行高灵敏度输出以及低灵敏度输出的原理进行说明。
图15是用于对在本第一实施方式涉及的固体摄像装置10中能够进行高灵敏度输出以及低灵敏度输出的原理进行说明的图。
(能够进行高灵敏度输出的原理)
在此，如图15所示，在光电二极管PD中，将光电变换功能用电流源Ipd和电容Cpd模型化为光电二极管模型PDM。
如下述数学式1所示，建立对FD节点的微分方程式。
A1是像素SF放大器的增益(设为1.0)，A2是误差放大器41的DC增益(设为＞1万倍)。
因为能够使A1与A2之积非常高，因此像素输出与1/Cfb成比例。
在以往的在像素内具有误差放大器的结构中，难以将误差放大器的增益提高至充分的水平，但是在本方式中则可以，因此能够得到灵敏度更高的像素特性。
(能够进行低灵敏度输出的原理)
当高灵敏度输出饱和时，剩余的超过电子会聚集到电容Cpd(在4Tr像素的情况下，为Cfd)。
像素输出与1/Cpd成比例。
因而，在电容Cpd足够大的情况下，即使是高亮度的输入，也能够在不使像素输出饱和的情况下进行输出，因此能够再现高亮度被摄体的细节。
(与数学式模型相关联的微分方程式等)
[数学式1]
当Cfd＞＞Cfd成立时，
与将Cfd作为变换电容使用的以往的4Tr-APS像素相比，
实现高灵敏度化(高增益输出)。
在(2)式中，当消去A2并设A1＝1时，
得到用下述式表示的低增益输出。
∵Ipd，hd是高增益输出饱和所需的电流量
像以上说明的那样，根据本第一实施方式，固体摄像装置10在来自光电二极管(光电变换元件)的电荷少的情况下，通过由包括配置在列读出电路40的放大器和反馈电容器的电容性反馈互阻抗放大器(CTIA)电路产生的密勒效应，将电荷全部转送到反馈电容器，得到以高增益放大的输出电压，当CTIA电路饱和时，密勒效应自动减少，从而使剩余的超过电荷移动到电容更大的浮置扩散区FD11，得到以低增益放大的输出电压。
像这样，本第一实施方式的固体摄像装置10能够同时并行地读出以高增益和低增益这两种方式放大的信号电压，并能够同时并行地对高增益和低增益的信号电压进行采样，能够以高增益读出低亮度信号，高亮度信号则能够以可抑制饱和的低增益读出，而且能够通过两次读出得到高增益和低增益的信号。
此外，构成为能够提高最低被摄体照度的性能。
更具体地，本第一实施方式的固体摄像装置10能够同时并行地读出CTIA输出和SF放大器输出，因此能够通过两次读出来完成动作，在多像素的图像传感器中也能够实现高帧频化。
通过使用MOM(Metal-Oxide-Metal：金属-氧化物-金属)电容作为电容为Cfb11的反馈电容器C11，从而与以往的4Tr-APS像素相比制造偏差少，能够实现电压依赖性小的线性的响应特性和高灵敏度化。
CTIA所需的误差放大器41能够安装在能够使用更宽的面积的列电路，因此能够兼顾高DC增益、高速性，与以往的CTIA像素相比，能够以更高精度实现高速的读出。
此外，通过用在误差放大器41的前级具备的串联电容器C41(电容为Cc)对像素SF放大器(SF-Tr)输出和误差放大器输入进行去耦合，从而即使将误差放大器41设为单位增益缓冲器(Unity Gain Buffer)状态，也能够使像素SF放大器以饱和状态进行动作。
误差放大器41保持为单位增益缓冲器(Unity Gain Buffer)状态，解除像素重置状态，从而能够将误差放大器输出固定为恒定电压(VREF)，能够补偿由重置晶体管(RST-Tr)的时钟馈通造成的高增益侧的电压振幅范围减少。
此外，能够通过频带限制电容器C12(Clim)使反馈晶体管FB-Tr的热噪声进一步下降。
如上所述，在本第一实施方式的固体摄像装置10中，在来自光电二极管PD11的电荷少的情况下，通过由CTIA电路产生的密勒效应，电荷全部转送到反馈电容器C11(电容为Cfb)，得到以高增益放大的输出电压。
另一方面，当CTIA电路饱和时，密勒效应自动减少，因此剩余的超过电荷移动到电容更大的Cfd，得到以低增益放大的输出电压。
因此，与以往的LOFIC像素相比较，其特征在于，增益的切换不需要脉冲驱动，且能够自动进行。
由此，理论上不会产生由于为了切换增益而驱动晶体管造成的、由沟道电荷的叠加、基板偏置效果的阈值变动造成的时钟馈通电荷损失的主要原因，能够保存来自光电二极管的电荷的个数。
其结果是，在高增益和低增益的合成中不会产生不连续点，能够以高精度进行连结。
此外，本第一实施方式涉及的固体摄像装置10具有第一基板(上基板)110和第二基板(下基板)120的层叠构造。
在第一基板110形成有以其中央部为中心呈矩阵状排列了像素部20的各像素PXL的像素受光部21的像素阵列部111。
而且，在第二基板120形成有以其中央部为中心呈矩阵状排列了与像素阵列部111的各像素受光部21连接的各像素PXL的像素放大输出部22的像素放大阵列部121。
而且，在像素放大阵列部121的周围形成有列读出电路40用的区域122、123。
在本第一实施方式中，形成在第一基板110的像素阵列部111的各像素受光部21仅具备光电二极管PD11和转送晶体管TG-Tr。而且，通过光电变换生成的电荷直接传递到第二基板120侧。
因此，在本第一实施方式中，在第一基板110侧的像素阵列部111中，能够使所需的晶体管数为最小限度，因此能够最大程度扩大光电变换区域，能够实现基于量子效率的提高的高灵敏度化。即，能够谋求高量子效率化。
(第二实施方式)
图16是示出本发明的第二实施方式涉及的像素的构成例的图。
本第二实施方式的像素PXLA与第一实施方式的像素PXL的不同点如下。
在本第二实施方式的像素PXLA中，在浮置扩散区FD11的节点连接有电容为Cdr的高亮度用电容器C13。
在本第二实施方式的像素PXLA中，在浮置扩散区FD11的节点(FD节点)连接电容为Cdr的高亮度用电容器C13，并增大FD节点电容，从而能够抑制饱和，能够得到高亮度的被摄体的细节。
即使由于电容为Cdr的高亮度用电容器C13的追加而使FD节点电容增加，也可通过负反馈机构将高增益侧的变换增益的下降抑制在1/(1+Adc)，因此基本不会造成影响(Adc表示误差放大器41的DC增益，一般为1万倍以上)。
相对于此，在以往的CTIA像素中，在流过一般的动作电流的情况下，Adc＜100倍，因此由高亮度用电容Cdr造成的影响不会充分减弱，因此变换增益下降，高灵敏度特性劣化。此外，在通常的处理中，为了用该放大器结构设为可认为是上限的1000倍左右，需要大幅降低动作电流，因此其结果是，产生读出速度下降的问题。
(第三实施方式)
图17是示出本发明的第三实施方式涉及的像素的构成例的图。
本第三实施方式的像素PXLB与第一实施方式的像素PXL的不同点如下。
在本第三实施方式的像素PXLB中，对于浮置扩散区FD11的节点，连接有由LOFIC电容器C14(电容为Clofic)和晶体管LO-Tr构成的LOFIC电路23。
LOFIC电路23对像素放大输出部22进行追加。
LOFIC电路23相当于能够对浮置扩散区的电容选择性地附加给定的电容的电路。
像这样，通过对像素放大输出部22追加能够设定中增益的LOFIC电路23，从而能够具有3种不同的增益(高增益、中增益、低增益)。由此，能够使动态范围进一步增加。
此外，通过将晶体管LO-Tr始终设为“导通”状态，从而还能够作为具备两种不同的增益(高增益、低增益)的像素进行动作。
(第四实施方式)
图18是示出本发明的第四实施方式涉及的像素的构成例的图。
本第四实施方式的像素PXLC与第三实施方式的像素PXLB的不同点如下。
在本第四实施方式的像素PXLC中，CTIA反馈电路24构成为所谓的T开关方式。
具体地，重置晶体管RST-Tr连接在浮置扩散区FD11与连接节点ND21之间，连接节点ND21是反馈电容器C11的另一个电极与反馈晶体管FB-Tr的连接节点。
而且，在连接节点ND21与电源VSET之间，连接有根据控制信号SET<n>而选择性地导通截止的作为开关元件的晶体管SE-Tr。
像这样，通过将CTIA反馈电路24设为T开关方式，从而能够将由于垂直信号线变化而造成的对FD节点的电容耦合的影响降低至能够忽略的水平。
(第五实施方式)
图19是示出本发明的第五实施方式涉及的像素的构成例的图。
本第五实施方式的像素PXLD与第三实施方式的像素PXLB的不同点如下。
在本第五实施方式的像素PXLD中，代替浮置扩散区FD11的节点，对像素受光部21D连接有由LOFIC电容器C14(电容为Clofic)和晶体管LO-Tr、LO2-Tr构成的LOFIC电路23D。
像这样，通过对像素受光部21D追加能够设定中增益的LOFIC电路23D，从而能够具有3种不同的增益(高增益、中增益、低增益)。由此，能够使动态范围进一步增加。
此外，通过将晶体管LO-Tr始终设为“导通”状态，从而还能够作为具备两种不同的增益(高增益、低增益)的像素进行动作。
(第六实施方式)
图20是示出本发明的第六实施方式涉及的列读出电路的构成例的图。
本第六实施方式的列读出电路40A与第一～第五实施方式的列读出电路40的不同点如下。
本第六实施方式的列读出电路40A在误差放大器41的输出侧连接有箝位电路45。
根据本第六实施方式，在能够得到与上述的第一～第五实施方式同样的效果的基础上，还能够得到以下的效果。
即，根据本第六实施方式，能够降低高增益与低增益的边界处的非线性，能够高精度地进行两种增益的图像合成。
此外，能够自由地设定高增益电压范围的上限，电路的可用性提高。
(第七实施方式)
图21是用于对本发明的第七实施方式涉及的固体摄像装置的层叠构造进行说明的图。
本第七实施方式的层叠构造与第一～第六实施方式的层叠构造的不同点如下。
在本第七实施方式的层叠构造中，在第一基板110侧形成有另一组列读出电路用的区域112、113，在第一基板110侧也形成有另一组列读出电路。
由此，读出速度提高为两倍。
此外，也可以只将在第二基板120侧的列读出电路中需要的电容器安装在第一基板110侧。由此，可缩短列读出电路整体的列长，芯片透视面中的像素阵列部和列读出电路的面积比率提高，有助于作为层叠芯片的小型化。
以上说明的固体摄像装置10能够作为摄像器件应用于数字摄像机、摄影机、便携式终端、或监视用摄像机、医瘵用内窥镜用摄像机等电子设备。
图22是示出搭载了应用了本发明的实施方式涉及的固体摄像装置的摄像机***的电子设备的结构的一个例子的图。
如图22所示，本电子设备200具有能够应用本实施方式涉及的固体摄像装置10的CMOS图像传感器210。
进而，电子设备200具有将入射光导向该CMOS图像传感器210的像素区域(对被摄体像进行成像)的光学***(透镜等)220。
电子设备200具有对CMOS图像传感器210的输出信号进行处理的信号处理电路(PRC)230。
信号处理电路230对CMOS图像传感器210的输出信号实施给定的信号处理。
在信号处理电路230中处理的图像信号能够作为运动图像显示在由液晶显示器等构成的监视器，或者输出到打印机，此外，能够采用直接记录在存储卡等记录介质等各种方式。
如上所述，作为CMOS图像传感器210，通过搭载前述的固体摄像装置10，从而能够提供高性能、小型、低成本的摄像机***。
而且，能够实现用于在摄像机的设置的必要条件中存在安装尺寸、可连接电缆根数、电缆长度、设置高度等的限制的用途中的、例如监视用摄像机、医瘵用内窥镜用摄像机等电子设备。

Claims (20)

1.一种固体摄像装置，具有：
像素部，配置有像素；
读出电路，包括能够放大从像素读出的像素读出电压的放大器；
第一信号线，输出低增益的读出电压；以及
第二信号线，连接所述放大器的输出侧，并输出高增益的读出电压，
所述像素包括：
光电变换元件，在蓄积期间蓄积通过光电变换生成的电荷；
转送元件，在转送期间能够转送蓄积在所述光电变换元件中的电荷；
浮置扩散区，通过所述转送元件对由所述光电变换元件蓄积的电荷进行转送；
源极跟随器元件，将所述浮置扩散区的电荷变换为与电荷量相应的电压信号；
重置元件，在重置期间将所述浮置扩散区重置为所述第二信号线的电位或给定的电位；以及
反馈电容器，一个电极与所述浮置扩散区连接，另一个电极与所述第二信号线连接，
所述第一信号线与基于所述源极跟随器元件的电压信号的输出线连接，并且与所述放大器的输入侧连接。
2.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，
所述反馈电容器的电容小于所述浮置扩散区的电容。
3.根据权利要求2所述的固体摄像装置，其中，
当将所述反馈电容器的电容设为Cfb，并将所述浮置扩散区的电容设为Cfd时，
高增益与1/Cfb成比例，低增益与1/Cfd成比例。
4.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，
所述像素包括：
反馈元件，在反馈期间将所述反馈电容器与所述第二信号线电连接。
5.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，
所述像素包括：
选择元件，在选择期间将基于所述源极跟随器元件的电压信号的输出线与所述第一信号线电连接。
6.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，
所述读出电路包括：
串联电容器，与所述放大器的输入级连接。
7.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，
所述读出电路包括：
开关，能够将所述放大器的输入端子和输出端子选择性地切换为连接状态和非连接状态。
8.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，
所述读出电路包括：
低增益用采样电路，与所述第一信号线连接，能够对读出到所述第一信号线的低增益的读出电压进行采样；以及
高增益用采样电路，与所述放大器的输出端子和所述第二信号线的连接节点连接，能够对读出到所述第二信号线的高增益的读出电压进行采样。
9.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，
所述读出电路包括：
作为所述放大器的误差放大器；
串联电容器；
开关，能够对连接状态和非连接状态进行切换；
低增益用采样电路，与所述第一信号线连接，能够对读出到所述第一信号线的低增益的读出电压进行采样；以及
高增益用采样电路，能够对读出到所述第二信号线的高增益的读出电压进行采样，
在所述误差放大器中，
输出端子与所述第二信号线连接，其连接节点与所述高增益用采样电路连接，
一个输入端子连接所述串联电容器，并经由所述串联电容器与所述第一信号线连接，
在所述一个输入端子与所述输出端子之间连接有所述开关，
另一个输入端子与基准电压的供给线连接。
10.根据权利要求9所述的固体摄像装置，其中，
所述开关在所述像素的所述重置期间以及重置解除后的给定期间保持为连接状态，将所述误差放大器保持为单位增益缓冲器状态。
11.根据权利要求10所述的固体摄像装置，其中，
所述开关在所述给定期间后保持为非连接状态，将所述误差放大器从单位增益缓冲器状态释放。
12.根据权利要求9所述的固体摄像装置，其中，
通过切换所述基准电压，从而能够使高增益和低增益的范围设定可变。
13.根据权利要求9所述的固体摄像装置，其中，
在所述误差放大器的输出侧连接有箝位电路。
14.根据权利要求9所述的固体摄像装置，其中，
所述重置元件在所述重置期间将所述浮置扩散区与所述第二信号线连接，并重置为所述第二信号线的电位。
15.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，包括：
第一基板；以及
第二基板，
所述第一基板和所述第二基板具有通过连接部连接的层叠构造，
在所述第一基板中，至少形成有所述像素的所述光电变换元件和所述转送元件作为像素受光部，
在所述第二基板中，
至少形成有所述像素的所述浮置扩散区、所述源极跟随器元件、所述重置元件以及所述反馈电容器作为像素放大输出部，并形成有所述第一信号线、所述第二信号线以及至少包括放大器的所述读出电路的至少一部分。
16.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，
在所述浮置扩散区连接有高亮度用电容器。
17.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，
连接有能够对所述浮置扩散区的电容选择性地附加给定的电容的电路。
18.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，
所述像素连接有能够对所述浮置扩散区的电容选择性地附加给定的电容的电路，
所述像素包括：
反馈元件，在反馈期间将所述反馈电容器与所述第二信号线电连接；以及
开关元件，将所述反馈电容器与所述反馈元件的连接节点选择性地与给定的电源连接，
所述重置元件连接在所述浮置扩散区、与所述反馈电容器和所述反馈元件的连接节点之间。
19.一种固体摄像装置的驱动方法，所述固体摄像装置具有：
像素部，配置有像素；
读出部，包括能够放大从像素读出的像素读出电压的放大器；
第一信号线，输出低增益的读出电压；以及
第二信号线，连接所述放大器的输出侧，并输出高增益的读出电压，
所述像素包括：
光电变换元件，在蓄积期间蓄积通过光电变换生成的电荷；
转送元件，在转送期间能够转送蓄积在所述光电变换元件中的电荷；
浮置扩散区，通过所述转送元件对由所述光电变换元件蓄积的电荷进行转送；
源极跟随器元件，将所述浮置扩散区的电荷变换为与电荷量相应的电压信号；
重置元件，在重置期间将所述浮置扩散区重置为所述第二信号线的电位或给定的电位；以及
反馈电容器，一个电极与所述浮置扩散区连接，另一个电极与所述第二信号线连接，
所述第一信号线与基于所述源极跟随器元件的电压信号的输出线连接，并且与所述放大器的输入侧连接，
在固体摄像装置的驱动方法中，
在来自所述光电变换元件的电荷少的情况下，通过由包括所述放大器和所述反馈电容器的电容性反馈互阻抗放大器电路产生的密勒效应，将电荷全部转送到反馈电容器，得到以高增益放大的输出电压，
当所述电容性反馈互阻抗放大器电路饱和时，密勒效应自动减少，从而使剩余的超过电荷移动到电容更大的所述浮置扩散区，得到以低增益放大的输出电压。
20.一种电子设备，具有：
固体摄像装置；以及
光学***，将被摄体像成像在所述固体摄像装置，
所述固体摄像装置具有：
像素部，配置有像素；
读出部，包括能够放大从像素读出的像素读出电压的放大器；
第一信号线，输出低增益的读出电压；以及
第二信号线，连接所述放大器的输出侧，并输出高增益的读出电压，
所述像素包括：
光电变换元件，在蓄积期间蓄积通过光电变换生成的电荷；
转送元件，在转送期间能够转送蓄积在所述光电变换元件中的电荷；
浮置扩散区，通过所述转送元件对由所述光电变换元件蓄积的电荷进行转送；
源极跟随器元件，将所述浮置扩散区的电荷变换为与电荷量相应的电压信号；
重置元件，在重置期间将所述浮置扩散区重置为所述第二信号线的电位或给定的电位；以及
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