CN107528543A - 一种匹配fft处理的高效扫频信号产生方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种匹配FFT处理的高效扫频信号产生方法，属于射频网络分析技术领域。本发明包括匹配于接收通道的FFT处理的高效扫频信号的波形数据的产生与存储，并按照FFT分析的采样速率进行计数、同步读取存***形、采样率变换、数字变频、模数变换、模拟上变频等的步骤，实现了高效的扫频信号产生。本发明具有使用FFT进行网络分析时的效率高、响应速度快、集成化程度高、实现简单等的优点，是对现有技术的一种重要改进。
Description
技术领域
本发明涉及扫频信号产生与数字网络分析技术领域，特别是指一种匹配FFT处理的高效扫频信号产生方法。
背景技术
现有技术中，大多数网络分析设备的扫频输出以及频谱仪等设备的通道校准都是使用单一频率的信号进行频率扫描，每次产生一个单一频率的信号，而随着数字信息技术的发展，目前的信号接收端设备都能采用快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，简称FFT)进行信号处理，FFT能够同时处理大量的不同频率的输入信号，具有强大的信号处理能力。
可见，由于信号输出端产生的扫频信号与信号接收端的处理能力不匹配，造成了信号接收端的处理能力无法被充分利用，这是对信号处理能力的一种严重浪费。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提出一种匹配FFT处理的高效扫频信号产生方法，该方法能够适应以FFT分析为基础的接收端信号处理能力，可以加速设备的扫频速率，显著的提高频谱分析仪、扫频仪等仪器设备的性能。
基于上述目的，本发明提供的技术方案是：
一种匹配FFT处理的高效扫频信号产生方法，其应用于扫频信号产生装置，用于匹配接收端的信号处理能力，所述接收端对信号依次进行模拟下变频、A/D变换、数字零中频的正交处理、采样率变换以及2N点的FFT处理，该高效扫频信号产生方法包括以下步骤：
(1)通过扫频控制单元根据具体的扫频信号需求产生2N点的波形数据，该波形数据匹配于接收端的FFT处理，其中N为自然数；
(2)通过扫频控制单元将产生的2N点的波形数据加载到波形存储模块中，然后完成扫频信号产生装置的初始化，并控制扫频信号产生装置进入扫频信号产生模式；
(3)以与接收端FFT处理的输入数据采样频率相同的时钟信号Fc1驱动循环地址产生模块；
(4)所述循环地址产生模块对时钟信号Fc1产生每时钟加1的N位计数输出，并当计数达到2N-1后在下一个时钟信号到达时将计数值变为零，如此不断地循环计数，每次循环产生2N个连续的计数值作为地址去读取波形存储模块中的数据；
(5)在时钟信号Fc1与N位地址的控制下，从波形存储模块中同步的读取出扫频波形信号；
(6)对读取出的扫频波形信号进行多级串连的采样率插值变换，使扫频波形信号的采样速率与数字变频的采样速率相同；
(7)将采样率插值变换后的扫频波形信号经过数字的复数变频，变为复数的数字中频信号，然后由高速数模转换变为两路模拟的正交中频信号；
(8)通过上变频器将两路模拟的正交中频扫频信号变为满足频率与幅度需求的射频输出信号；
(9)由扫频控制单元产生并加载扫频信号的波形数据，根据扫频信号的中心频率、带宽、幅度和相位需求计算并分配各个模块的控制参数，控制整个扫频装置的功能完成。
可选的，所述步骤(1)中产生波形数据的具体方式为：
a.若波形数据包含的子信号的幅度不相同，初相都为零，则使用公式(1)产生2N点复数形式的波形数据：
b.若波形数据包含的子信号的幅度不相同但关于中心频率对称且初相都为零，则使用公式(2)或公式(3)产生2N点的实数波形数据：
c.若波形数据包含的子信号的幅度相同且初相都为零，则使用公式(4)或公式(5)产生2N点的实数波形数据：
式(1)～(5)中，f(k)是由2(m+r)+1个不同频率的子信号合成的扫频信号，其中，k为当前波形数据的采样时刻，k的取值范围为0～2N-1的整数；m为FFT处理的有效带宽的最高频点对应谱线的整数值；r是为适应FFT处理所加的窗函数的不同而取的余量值，r取3～6之间的整数；an与bn分别是扫频信号的第n个子信号的同相路的幅度以及正交路的幅度；j为虚数单位。
从上面的叙述可以看出，本发明的有益效果在于：
1、本发明能够实现与接收端FFT处理的信号处理能力相匹配的扫频信号，从而使得接收端的一次FFT处理就能够完成有效带宽内的所有频点的信号处理，相对于传统的单信号扫频式的实现方案，整个信号产生-信号接收***的处理效率提高了2m倍。
2、本发明可以使用高速NCO(numerically controlled oscillator，数字控制振荡器)以及高速数/模转换芯片，使得数字变频能够实现中频〔-fs，fs〕范围内的高速扫频(fs表示数字变频可以实现的最高中心频率)，从而可以简化模拟上变频器的设计；
3、本发明可以采用高速FPGA(现场可编程门阵列)以及高速数字芯片为硬件基础，以此原理制造的设备具有集成化程度高、体积小、结构简单、可靠性高、容易升级等优点。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例中高效扫频信号产生方法的原理图；
图2是本发明实施例中的匹配FFT处理的高效扫频信号的幅度频谱图；在图2中，是对应第n点谱线的幅度，FFT分析的有效带宽对应的谱线是-m～m，为了适应栏栅效应和所加的窗函数取了r＝3的冗余子信号；
图3是本发明实施例中的采样率插值变换与数字变频部分的实现原理图；在图3中，波形数据如果是复数，则需要两路相同的采样率插值变换；波形数据如果是实数，则只需要一路采样率插值变换；
图4是本发明实施例的一种硬件实现的原理框图。在图4中，如果只需要产生扫频信号，通常情况下不需要DDR RAM，只使用FPGA内部的RAM就可实现波形数据的存储。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明做进一步的详细说明。
一种匹配FFT处理的高效扫频信号产生方法，其应用于扫频信号产生装置，用于匹配接收端的信号处理能力，所述接收端对信号依次进行模拟下变频、A/D变换、数字零中频的正交处理、采样率变换以及2N点的FFT处理，该高效扫频信号产生方法包括以下步骤：
(1)通过扫频控制单元根据具体的扫频信号需求产生2N点的波形数据，该波形数据匹配于接收端的FFT处理，其中N为自然数；
(2)通过扫频控制单元将产生的2N点的波形数据加载到波形存储模块中，然后完成扫频信号产生装置的初始化，并控制扫频信号产生装置进入扫频信号产生模式；
(3)以与接收端FFT处理的输入数据采样频率相同的时钟信号Fc1驱动循环地址产生模块；
(4)所述循环地址产生模块对时钟信号Fc1产生每时钟加1的N位计数输出，并当计数达到2N-1后在下一个时钟信号到达时将计数值变为零，如此不断地循环计数，每次循环产生2N个连续的计数值作为地址去读取波形存储模块中的数据；
(5)在时钟信号Fc1与N位地址的控制下，从波形存储模块中同步的读取出扫频波形信号；
(6)对读取出的扫频波形信号进行多级串连的采样率插值变换，使扫频波形信号的采样速率与数字变频的采样速率相同；
(7)将采样率插值变换后的扫频波形信号经过数字的复数变频，变为复数的数字中频信号，然后由高速数模转换变为两路模拟的正交中频信号；通过改变数字变频内部的数字控制振荡器(NCO)的频率，可以实现在〔-fs，fs〕范围内的任意中心频率的高效扫频，其中fs是数字变频可以实现的最高中心频率；
(8)通过上变频器将两路模拟的正交中频扫频信号变为满足频率与幅度需求的射频输出信号；
(9)由扫频控制单元产生并加载扫频信号的波形数据，根据扫频信号的中心频率、带宽、幅度和相位需求计算并分配各个模块的控制参数，控制整个扫频装置的功能完成。
可选的，所述步骤(1)中产生波形数据的具体方式为：
a.若波形数据包含的子信号的幅度不相同，初相都为零，则使用公式(1)产生2N点复数形式的波形数据：
b.若波形数据包含的子信号的幅度不相同但关于中心频率对称且初相都为零，则使用公式(2)或公式(3)产生2N点的实数波形数据：
c.若波形数据包含的子信号的幅度相同且初相都为零，则使用公式(4)或公式(5)产生2N点的实数波形数据：
式(1)～(5)中，f(k)是由2(m+r)+1个不同频率的子信号合成的扫频信号，其中，k为当前波形数据的采样时刻，k的取值范围为0～2N-1的整数；m为FFT处理的有效带宽的最高频点对应谱线的整数值；r是为适应FFT处理所加的窗函数的不同而取的余量值，r取3～6之间的整数；an与bn分别是扫频信号的第n个子信号的同相路的幅度与正交路的幅度；j为虚数单位。可见，通过公式(1)产生的数据输出是复数形式的扫频波形，通过公式(2)～(5)产生的数据输出是实数的扫频波形；同时，在步骤(6)中，复数形式的扫频波形需要两路同步的完全相同的采样率插值变换，实数形式的扫频波形只需要一路采样率插值变换；此外，设计an、bn与n的关系可得到不同特性的扫频信号。
图1为扫频信号产生方法的一个原理图，图中的虚线框表示信号接收端，假定接收处理通道的信号处理过程依次是：1、接收的射频信号经过模拟下变频器转换接收信号的频率到合适的中心频率并调整到合适的幅度，2、经过高速的A/D转换为数字信号，3、使用数字下变频器将数字信号转换为零中频的复数信号，4、复数信号经过采样率抽取变换转换到合适的采样速率Fc1，5、采样速率Fc1的复数信号经过加窗函数处理后再进行2N点的FTT处理，6、对FTT处理的结果进行幅度、相位、时延等参数的后续处理。
本发明方法可以基于高速D/A芯片和FPGA芯片实现，其硬件组成如图4所示。根据接收通道的信号处理过程，在图1中展示了相应的高效扫频信号产生方法，它包括以下步骤：
(1)首先，扫频控制单元根据具体的扫频信号的需求选择公式，使用选择的公式产生2N点的波形数据，该波形数据匹配于接收通道的FFT处理，其中N为自然数；产生的波形数据的幅度谱的示意图如图2所示。
具体来说，在波形数据包含的子信号的幅度不相同，初相都为零时，使用公式(1)产生2N点复数形式的波形数据：
在波形数据包含的子信号的幅度不相同但关于中心频率对称，且初相都为零时，使用公式(2)或公式(3)产生2N点的实数波形数据：
公式(2)或公式(3)产生的数据量只有公式(1)数据量的一半，适合产生能够补偿数字传输部分的幅频特性的子信号系数，如用来补偿通道的CIC滤波器、D/A的输出等。
在波形数据包含的子信号的幅度相同，且初相都为零时，使用公式(4)或公式(5)产生2N点的实数波形数据：
公式(4)或公式(5)的计算相对简单，产生的数据只有公式(1)数据的一半，可使用于传输通道采取另外的校准措施的设备。公式(4)或公式(5)产生的数据与通道的传输特性无关，因此接收通道相同点数的FFT都可以使用相同的波形数据。
上述公式中，f(k)是由2(m+r)+1个不同频率的子信号合成的扫频信号，其中，k为当前波形数据的采样时刻，k的取值范围为0～2N-1的整数；m为FFT处理的有效带宽的最高频点对应谱线的整数值；r是为适应FFT处理时所加的窗函数的不同而取的余量值，r取3～6之间的整数；an与bn分别是扫频信号的第n个子信号的同相路的幅度与正交路的幅度，可根据扫频信号产生通道与接收通道的幅频与相频特性进行an、bn的设计，传输通道的模拟滤波器的传输特性关于中心频率不对称，导致an、bn与a-n、b-n不相等；
根据公式(1)～(5)可看出，所有子信号的最小共有周期是k＝2N，并且已经完成了归一化可以进行整形数据存储；存储最小共有周期的数据在波形存储模块中被循环读取，能够形成任何长度的扫频信号；在较低的FFT分析点数下(＜218)直接使用FPGA内部的块RAM即可；如果需要进行超长周期的波形存储，需要使用外部的DDR RAM。
(2)扫频控制单元将产生的2N点的波形数据加载到波形存储模块中，再完成扫频信号产生装置的初始化，控制整个装置进入扫频信号产生模式。
(3)使用接收通道的FFT处理的输入数据的采样时钟信号Fc1驱动循环地址产生模块，或采用时钟产生电路生成与FFT输入数据的采样时钟频率相同的时钟信号Fc1驱动循环地址产生模块。
在通常的标量网络分析仪、矢量网络分析仪、扫频仪、频谱仪等的仪器设备中，扫频信号的产生部分与接收通道部分在一个设备机箱内，所以接收通道的FFT处理的输入数据的采样时钟信号Fc1可以直接提供给循环地址产生模块。
(4)循环地址产生模块对时钟信号Fc1产生每时钟加1的N位计数输出，最大计数到2N-1后，在下一个时钟到达时将计数值变为零，再进行每时钟加1的计数操作，如此不断地循环计数，每次循环产生2N个连续的计数值作为地址去读取波形存储模块。
(5)在时钟Fc1与N位地址的控制下，从波形存储模块中同步的读取出扫频波形信号，其中通过公式(1)产生的数据输出是复数形式的扫频波形，通过公式(2)～(5)产生的数据输出是实数的扫频波形。
读出的波形数据的采样频率与接收通道的FFT的采样频率相同，FFT的最高采样频率取决于FPGA所能实现的FFT的时钟频率(约250MHz)，最低的FFT的时钟频率取决于接收通道的分辨率需求(约100Hz量级)。
(6)对读取出的扫频信号进行多级串连的采样率插值变换，使扫频信号的采样速率与数字变频的采样速率相同，其中复数形式的扫频波形需要两路同步的完全相同的采样率插值变换，实数的扫频波形只需要一路采样率插值变换。
本步骤的具体实现方式如图3所示，在D/A与数字变频器采用固定的高速采样速率，有利于装置的整体指标设计。数字变频采用DAC5688时的采样频率固定为800MHz，以100Hz～250MHz采样频率的波形数据通过内插变换为800MHz的采样率必须采用抗镜像干扰的滤波器；由于采样频率的内插倍数从3.2倍到8×106倍，难以采用一个插值滤波器实现，所以采用多极串联的插值滤波器，其中的第一级插值滤波器采用FARROW结构实现1～2倍的小数倍插值，其后的各内插级滤波器可以使用四级到五级的CIC滤波器、多相滤波器实现从1～220倍的插值，其中的一级实现16倍插值，其它的每一级实现32倍或64倍的插值，每一级可以根据总插值倍数选择连接或旁通。最后采用DAC5688内部的半带插值滤波器实现2倍、4倍、8倍的插值选择。
(7)采样率变换后的扫频信号经过数字的复数变频，变为复数的数字中频信号，然后由高速D/A变为两路模拟的正交中频信号；通过改变数字变频内部的数字控制振荡器(NCO)的频率，可以实现在〔-fs，fs〕范围内的任意中心频率的高效扫频，其中fs是数字变频可以实现的最高中心频率。
本步骤的具体实现方式如图3所示，DAC5688内部的NCO的时钟频率设为800MHz，可以实现的输出频率为〔-300MHz,300MHz〕，在与波形数据进行复数混频后得到的数字正交中频信号的频率范围也为〔-300MHz,300MHz〕；宽的数字中频范围使模拟上变频器的本振设计不必考虑小的频率步进，简化了上变频器的本振设计；数字正交中频信号经过同步的双路D/A变换后，转换为模拟的正交中频信号输出到单边带上变频器芯片，可降低后续滤波器的设计难度。
(8)模拟的中频扫频信号经过上变频器后变为满足频率与幅度需求的射频输出信号。
由波形数据产生一次FFT范围内的频率扫描，由数字变频完成〔-300MHz,300MHz〕范围的频率扫描(该范围为使用DAC5688芯片时的最大范围)，使用上变频器完成频谱搬移并完成更大频率范围的频率扫描。
(9)由扫频控制单元产生并加载扫频信号的波形数据，根据扫频信号的中心频率、带宽、幅度、相位等需求计算并分配各个模块的控制参数，控制整个扫频装置的功能完成。
扫频控制单元可以使用DSP芯片或ARM处理器为硬件核心，用于根据接收通道FFT的点数、有效带宽、传输通道的幅相需求等计算波形数据，并在初始化时加载波形数据到FPGA，根据FFT的采样频率选择级连的插值滤波器的插值倍数，根据扫频频率控制NCO的中心频率与模拟上变频器的中心频率等，完成扫频发生的控制功能与上级模块的通信功能。
以上的例子是采用子信号的频率间隔为FFT的一个谱线，显然也可以使用其它整数倍p的谱线间隔，只需要将公式(1)～(5)中的n变为np并进行简单的替换即可。
此外，本发明的实现原理与硬件也可以推广应用于其它的周期性信号的产生，条件是波形存储器能够存入需输出信号的一个周期的波形数据。
总之，本发明具有使用FFT进行网络分析时的效率高、响应速度快、集成化程度高、实现简单等的优点，是对现有技术的一种重要改进。
所属领域的普通技术人员应当理解：以上任何实施例的讨论仅为示例性的，并非旨在暗示本公开的范围(包括权利要求)被限于这些例子。凡在本发明的精神和原则之内，对以上实施例所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (2)
1.一种匹配FFT处理的高效扫频信号产生方法，其特征在于，应用于扫频信号产生装置，用于匹配接收端的信号处理能力，所述接收端对信号依次进行模拟下变频、A/D变换、数字零中频的正交处理、采样率变换以及2N点的FFT处理，该高效扫频信号产生方法包括以下步骤：
(1)通过扫频控制单元根据具体的扫频信号需求产生2N点的波形数据，该波形数据匹配于接收端的FFT处理，其中N为自然数；
(2)通过扫频控制单元将产生的2N点的波形数据加载到波形存储模块中，然后完成扫频信号产生装置的初始化，并控制扫频信号产生装置进入扫频信号产生模式；
(3)以与接收端FFT处理的输入数据采样频率相同的时钟信号Fc1驱动循环地址产生模块；
(4)所述循环地址产生模块对时钟信号Fc1产生每时钟加1的N位计数输出，并当计数达到2N-1后在下一个时钟信号到达时将计数值变为零，如此不断地循环计数，每次循环产生2N个连续的计数值作为地址去读取波形存储模块中的数据；
(5)在时钟信号Fc1与N位地址的控制下，从波形存储模块中同步的读取出扫频波形信号；
(6)对读取出的扫频波形信号进行多级串连的采样率插值变换，使扫频波形信号的采样速率与数字变频的采样速率相同；
(7)将采样率插值变换后的扫频波形信号经过数字的复数变频，变为复数的数字中频信号，然后由高速数模转换变为两路模拟的正交中频信号；
(8)通过上变频器将两路模拟的正交中频扫频信号变为满足频率与幅度需求的射频输出信号；
(9)由扫频控制单元产生并加载扫频信号的波形数据，根据扫频信号的中心频率、带宽、幅度和相位需求计算并分配各个模块的控制参数，控制整个扫频装置的功能完成。
2.根据权利要求1所述的高效扫频信号产生方法，其特征在于，所述步骤(1)中产生波形数据的具体方式为：
a.若波形数据包含的子信号的幅度不相同，初相都为零，则使用公式(1)产生2N点复数形式的波形数据：
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b.若波形数据包含的子信号的幅度不相同但关于中心频率对称且初相都为零，则使用公式(2)或公式(3)产生2N点的实数波形数据：
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<mi>k</mi>
<mo>&Element;</mo>
<mo>&lsqb;</mo>
<mn>0</mn>
<mo>,</mo>
<msup>
<mn>2</mn>
<mi>N</mi>
</msup>
<mo>-</mo>
<mn>1</mn>
<mo>&rsqb;</mo>
<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>3</mn>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>;</mo>
</mrow>
c.若波形数据包含的子信号的幅度相同且初相都为零，则使用公式(4)或公式(5)产生2N点的实数波形数据：
<mrow>
<mi>f</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mi>k</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>=</mo>
<mfrac>
<mn>1</mn>
<mrow>
<mn>0.5</mn>
<mo>+</mo>
<mi>m</mi>
<mo>+</mo>
<mi>r</mi>
</mrow>
</mfrac>
<mo>{</mo>
<mfrac>
<mn>1</mn>
<mn>2</mn>
</mfrac>
<mo>+</mo>
<munderover>
<mo>&Sigma;</mo>
<mrow>
<mi>n</mi>
<mo>=</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
<mrow>
<mi>m</mi>
<mo>+</mo>
<mi>r</mi>
</mrow>
</munderover>
<mi>cos</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mfrac>
<mrow>
<mn>2</mn>
<mi>&pi;</mi>
<mi>n</mi>
</mrow>
<msup>
<mn>2</mn>
<mi>N</mi>
</msup>
</mfrac>
<mi>k</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>}</mo>
<mo>,</mo>
<mi>k</mi>
<mo>&Element;</mo>
<mo>&lsqb;</mo>
<mn>0</mn>
<mo>,</mo>
<msup>
<mn>2</mn>
<mi>N</mi>
</msup>
<mo>-</mo>
<mn>1</mn>
<mo>&rsqb;</mo>
<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>4</mn>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>,</mo>
</mrow>
<mrow>
<mi>f</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mi>k</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>=</mo>
<mfrac>
<mn>1</mn>
<mrow>
<mn>0.5</mn>
<mo>+</mo>
<mi>m</mi>
<mo>+</mo>
<mi>r</mi>
</mrow>
</mfrac>
<mo>{</mo>
<mfrac>
<mn>1</mn>
<mn>2</mn>
</mfrac>
<mo>+</mo>
<munderover>
<mo>&Sigma;</mo>
<mrow>
<mi>n</mi>
<mo>=</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
<mrow>
<mi>m</mi>
<mo>+</mo>
<mi>r</mi>
</mrow>
</munderover>
<mi>sin</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mfrac>
<mrow>
<mn>2</mn>
<mi>&pi;</mi>
<mi>n</mi>
</mrow>
<msup>
<mn>2</mn>
<mi>N</mi>
</msup>
</mfrac>
<mi>k</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>}</mo>
<mo>,</mo>
<mi>k</mi>
<mo>&Element;</mo>
<mo>&lsqb;</mo>
<mn>0</mn>
<mo>,</mo>
<msup>
<mn>2</mn>
<mi>N</mi>
</msup>
<mo>-</mo>
<mn>1</mn>
<mo>&rsqb;</mo>
<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>5</mn>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>;</mo>
</mrow>
式(1)～(5)中，f(k)是由2(m+r)+1个不同频率的子信号合成的扫频信号，其中，k为当前波形数据的采样时刻，k的取值范围为0～2N-1的整数；m为FFT处理的有效带宽的最高频点对应谱线的整数值；r是为适应FFT处理所加的窗函数的不同而取的余量值，r取3～6之间的整数；an与bn分别是扫频信号的第n个子信号的同相路的幅度以及正交路的幅度；j为虚数单位。
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