CN101363913A - 扇形波束圆锥扫描微波散射计信号处理方法 - Google Patents

Abstract

扇形波束圆锥扫描微波散射计信号处理方法，步骤为：将采集的回波或内定标信号模数转换后，分成噪声通道和信号通道分别进行处理；a.噪声通道对转换后信号依次进行数字下变频、模平方、累加处理，得到能量值；b.信号通道对转换后信号依次进行数字下变频、傅立叶变换FFT、模平方、实时频率定位，根据频率定位结果进行各分辨单元数据的能量累加，最终得到各分辨单元的能量值。本发明可以消除大尺寸足迹内各分辨单元不同多普勒频率的影响，进一步提高波束足迹内各分辨单元回波信号的测量精度。

Description

扇形波束圆锥扫描微波散射计信号处理方法

技术领域

本方法涉及对微波散射计在线信号处理方法，特别涉及对扇形波速圆锥扫描微波散射计的信号处理，属于微波遥感技术领域。

背景技术

微波散射计是一种测量目标表面后向散射系数σ°的雷达***。星载微波散射计的主要用途是海面风场测量，它是目前唯一能够同时测量海面风速和风向的遥感仪器。国内外已经在轨工作过或在研的星载微波散射计有固定多波束和笔形波束圆锥扫描两种体制。星载扇形波束圆锥扫描微波散射计(RFSCAT)是近年来国外学者提出的一种新型体制的微波散射计，其结合了传统固定扇形波束体制散射计和笔形波束圆锥扫描体制散射计两者的优点，具有极大提高风场(包括风速和风向)反演精度和去风向模糊的能力，具有向陆地观测等其它应用扩展的潜力，研究意义重大。在线信号处理是扇形波束圆锥扫描微波散射计的关键技术之一。

国外有关星载扇形波束圆锥扫描微波散射计的主要文章有2篇，其中比较重要的一篇如Chung-Chi Lin撰写的“An Analysis of a Rotating，Range-Gated，Fanbeam Spaceborne Scatterometer Concept”主要针对这一散射计的概念以及***参数的设计进行了论述，并未对具体的后续信号处理进行讨论；而另一篇由Chung-Chi Lin和Ad Stoffelen撰写的“Wind Retrieval Capability ofRotating，Range-Gated，Fanbeam Spaceborne Scatterometer”主要对这一散射计后续风场反演的所需注意的问题进行论述，并简要介绍了专为这一散射计风场反演所建的模型函数，也未对信号处理进行分析。因此，为开发实际的扇形波束圆锥扫描微波散射计***，还必须在其信号处理方面进行突破。

扇形波束圆锥扫描微波散射计***与信号处理(指在线信号处理)有关的工作特点为：发射信号形式为线性调频脉冲信号，通过距离滤波来提高分辨率，脉压方式采用解线频调的方式，采用同时同频带的纯净回波信号检测方式等。

在体制上和所采取的信号处理方法方面，扇形波束圆锥扫描微波散射计与笔形波束圆锥扫描散射计具有更多的可比性。国内外研制过的星载笔形波束圆锥扫描微波散射计有QuikSCAT卫星的SeaWinds(已发射)、ADEOS-II卫星的SeaWinds(已发射)、ADEOS-3卫星的SeaWinds-1B、以及HY-2卫星微波散射计。这些散射计的信号总的处理方法可概括为：采集回波(或内定标)信号，采用不同带宽的数字滤波器分成噪声通道和信号通道分别进行处理，求取能量。具体实现起来，根据***设计不同，会有些具体的不同。如SeaWinds信号处理是基带的，首先对噪声通道进行简单的模平方、累加，得到能量值；信号通道进行de-chirp、FFT、模平方、累加，得到各分辨单元的能量值，框图如图1。

发明内容

本发明的技术解决问题是：克服现有技术的不足，针对扇形波束圆锥扫描微波散射计的回波特性，提供一种扇形波束圆锥扫描微波散射计信号处理方法。

本发明的技术解决方案是：扇形波束圆锥扫描微波散射计信号处理方法，包括下列步骤：

将采集的回波或内定标信号模数转换后，分成噪声通道和信号通道分别进行处理；

a.噪声通道对转换后信号依次进行数字下变频、模平方、累加处理，得到能量值；

b.信号通道对转换后信号依次进行数字下变频、傅立叶变换FFT、模平方、实时频率定位，根据频率定位结果进行各分辨单元数据的能量累加，最终得到各分辨单元的能量值；其中，实时频率定位过程如下：

(1)计算各分辨单元不计多普勒频率偏移时的起始频率f_ib、终止频率f_ie和多普勒频率预补偿量fd_1b；

(2)根据步骤(1)的结果确定各分辨单元近端预补偿后的多普勒频率偏移项(fd_ib-fd_1b)及远端预补偿后的多普勒频率偏移项(fd_ie-fd_1b)；

(3)根据步骤(1)和步骤(2)得计算结果，确定各分辨单元最终的起始频率f_ib+fd_ib-fd_1b和终止频率为f_ie+fd_ie-fd_1b，完成实时频率定位。

所述步骤(1)中的起始频率f_ib、终止频率f_ie计算公式为：

$f_{\mathrm{ib}}=-\mathrm{\γ}\·\frac{2(R_{\mathrm{ib}}-R_{\mathrm{ref}})}{c};$

$f_{\mathrm{ie}}=-\mathrm{\γ}\·\frac{2(R_{\mathrm{ie}}-R_{\mathrm{ref}})}{c};$

其中，R_ib为分辨单元x_i近端距雷达的斜距；

R_ie为分辨单元x_i远端距雷达的斜距；

R_ref为解线频调信号以足迹中心为参考信号对应的参考距离；

γ为发射线性调频信号的调频斜率；

c为光速；

i为足迹沿距离向分辨单元个数。

所述步骤(1)中多普勒频率预补偿量fd_1b的计算公式为：

${\mathrm{fd}}_{1b}=\frac{2v_s}{\mathrm{\λ}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{az}}\right){\sin }_{1b}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{el}}\right)$

其中，v_s为卫星地速；

λ为发射信号波长；

θ_az为散射计天线的扫描角；

θ_el为散射计天线波束的视角；

sin_1b(θ_el)为第一个分辨单元近端对应视角的sin值。

所述步骤(2)中各分辨单元近端预补偿后的多普勒频率偏移项及远端预补偿后的多普勒频率偏移项计算公式为：

${\mathrm{fd}}_{\mathrm{ib}}-{\mathrm{fd}}_{1b}=\frac{2v_s}{\mathrm{\λ}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{az}}\right)[{\sin }_{\mathrm{ib}}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{el}}\right)-{\sin }_{1b}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{el}}\right)]$

${\mathrm{fd}}_{\mathrm{ie}}-{\mathrm{fd}}_{1b}=\frac{2v_s}{\mathrm{\λ}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{az}}\right)[{\sin }_{\mathrm{ie}}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{el}}\right)-{\sin }_{1b}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{el}}\right)]$

其中，

sin_ib(θ_el)、sin_ie(θ_el)分别为第i个分辨单元近端、远端对应视角的sin值；

v_s为卫星地速；

λ为发射信号波长；

θ_az为散射计天线的扫描角；

θ_el为散射计天线波束的视角。

本发明的原理是：对于扇形波束圆锥扫描微波散射计而言，回波具有如下特性：

1)相比于点波束，足迹距离向(沿波束方向)大尺寸使得解线性调频de-chirp后的信号带宽较大；

2)扫描角在0°～360°变化时，各回波的多普勒频率是变化的；

3)处于足迹不同部分的各分辨单元的回波具有不同的多普勒频率偏移，足迹远端对应的偏移大，足迹近端对应的偏移小；

4)对于地面相同大小的分辨单元，处于足迹远端的对应多普勒带宽窄，而处于足迹近端的对应多普勒带宽要宽。

图2是天线扫描一周，处于足迹不同部分的几个分辨单元的多普勒历程仿真结果。从图中可以看出，天线扫描一周，处于足迹远端分辨单元的多普勒频移变化为-410KHZ到+410KHZ，处于足迹近端分辨单元的多普勒频移变化为-260KHZ到+260KHZ。当天线扫描到0°、180°时足迹远端和近端的多普勒频率差最大，约为150KHZ，这一数量级已与几个分辨单元对应的频带相比，必须加以考虑。

为提高回波信号的测量精度以及各分辨单元的定位精度，需对不同扫描角、不同分辨单元的多普勒频率进行考虑，采取预补偿或其它方法消除其影响。本发明在发射端预先补偿最近足迹处分辨单元回波的多普勒频移的基础上，大尺寸足迹内各分辨单元不同多普勒频率的影响需通过数据处理器实时频率定位来消除。

本发明与现有技术相比有益效果为：本发明在扇形波束圆锥扫描微波散射计RFSCAT信号处理中事先计算出地面足迹最近处的多普勒频率，控制使***的发射载频向相反的方向偏移相同的量，即对发射端的信号进行预补偿，以此在一定程度上减小***接收机的带宽，提高回波信号的测量精度。并且本发明在信号处理中，对经过下变频处理后的回波信号进行实时频率定位，消除大尺寸足迹内各分辨单元不同多普勒频率的影响，进一步提高波束足迹内各分辨单元回波信号的测量精度。

散射计的主要目标就是观测海洋表面的风场，而测量精度的提升对于海面风场反演时风速精度的反演有直接作用，测量精度越高，则风速反演的越准确。此外，测量精度的提升还对海面风场反演时风向的去模糊有一定帮助。

附图说明

图1为SeaWinds信号处理框图；

图2为本发明天线扫描一周不同分辨单元的多普勒历程；

图3为本发明圆锥扫描扇形波束散射计观测示意图；

图4为本发明信号处理框图；

图5为本发明时/频变换后足迹各距离段和频率的对应关系示意图。

具体实施方式

本发明中所述的扇形波束圆锥扫描微波散射计(RFSCAT)为一种新体制散射计。扇形波束圆锥扫描微波散射计通过一个长度为1m左右的棍状天线发射一个窄长的扇形波束，天线绕着垂直轴缓慢的旋转，波束照射的足迹由于圆锥扫描在海洋表面上形成一个圆环状的宽广区域，其圆锥扫描扇形波束散射计观测示意图如图3所示，其***参数如表1所示。

表1

如图4所示，本发明扇形波束圆锥扫描微波散射计(RFSCAT)信号处理的方法为：

在接收机内实现解线性调频信号(de-chirp)，得到中频模拟数据，即回波(或内定标)信号，将该信号进行模数转换后，分成噪声通道和信号通道分别进行处理，噪声通道进行数字下变频、模平方、累加，得到能量值；信号通道进行数字下变频、FFT、模平方、实时频率定位、多普勒频率预补偿量的计算、根据频率定位结果进行各分辨单元数据的能量累加，最终得到各分辨单元的能量值。下面分析一下其具体的实现方法：

在不考虑多普勒频率偏移时，微波散射计回波信号解线频调后的频率和距离的对应关系为：

$f_i=-\mathrm{\γ}\·\frac{2(R_i-R_{\mathrm{ref}})}{c}---\left(1\right)$

其中f_i为频率，γ为发射线性调频信号的调频斜率；R_i为目标点距雷达的斜距；R_ref为解线频调信号对应的参考距离(以足迹中心为参考信号)，c为光速，可用图5来示意。

假设足迹沿距离向可分为12个分辨单元(分辨单元的数量根据散射计的分辨率来确定)为[x₁，x₂，…x₁₂]，设各分辨单元时频变换后对应的频率范围为：

[f_1b～f_1e，…，f_12b～f_12e]               (2)

其中f_ib、f_ie(i＝1～12)分别为分辨单元x_i对应的起始频率和终止频率。在没有多普勒频率偏移的情况下，将各分辨单元起始频率f_ib与终止频率f_ie范围内的数求模平方即是其能量值。f_ib或f_ie可根据下式得到：

$f_{\mathrm{ib}}=-\mathrm{\γ}\·\frac{2(R_{\mathrm{ib}}-R_{\mathrm{ref}})}{c}$ (或 $f_{\mathrm{ie}}=-\mathrm{\γ}\·\frac{2(R_{\mathrm{ie}}-R_{\mathrm{ref}})}{c})---\left(3\right)$

其中R_ib为分辨单元x_i近端距雷达的斜距；R_ie为分辨单元x_i远端距雷达的斜距。

有多普勒频率偏移f_d的情况时，在同一方位角下，各分辨单元[x₁，x₂，…x₁₂]由于视角不同，对应的fd也不同，且远端的fd_e大于近端的fd_b。则此时分辨单元[x₁，x₂，…x₁₂]时频变换后对应的频率范围为：

[f_1b+fd_1b～f_1e+fd_1e，…，f_12b+fd_12b～f_12e+fd_12e]        (4)

其中fd_ib、fd_ie(i＝1～12)分别为分辨单元x_i近端、远端的多普勒频率偏移。

在发射端已按照近端多普勒频率预补偿后，各分辨单元对应的频率范围为：

[f_1b～f_1e+fd_1e-fd_1b，…，f_12b+fd_12b-fd_1b～f_12e+fd_12e-fd_1b]        (5)

此时，各分辨单元的能量值是对应频率范围(f_ib+fd_ib-fd_1b，f_ie+fd_ie-fd_1b)内数的模平方。其中(fd_ib-fd_1b)和(fd_ie-fd_1b)可初步根据下两式得到：

${\mathrm{fd}}_{\mathrm{ib}}-{\mathrm{fd}}_{1b}=\frac{2v_s}{\mathrm{\λ}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{az}}\right)[{\sin }_{\mathrm{ib}}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{el}}\right)-{\sin }_{1b}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{el}}\right)]---\left(6\right)$

${\mathrm{fd}}_{\mathrm{ie}}-{\mathrm{fd}}_{1b}=\frac{2v_s}{\mathrm{\λ}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{az}}\right)[{\sin }_{\mathrm{ie}}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{el}}\right)-{\sin }_{1b}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{el}}\right)]---\left(7\right)$

其中v_s为卫星地速，λ为发射信号波长，θ_az为散射计天线的扫描角，θ_el为散射计天线波束的视角，sin_ib(θ_el)、sin_ie(θ_el)分别为第i个分辨单元近端、远端对应视角的sin值，sin_1b(θ_el)为第一个分辨单元近端对应视角的sin值。

根据以上分析，可将多普勒频率预补偿量的计算和实时频率定位的具体实现步骤总结为：

(1)根据(3)式计算各分辨单元不计多普勒频率偏移时的起始频率f_ib、终止频率f_ie，根据式(8)计算多普勒频率预补偿量fd_1b提供给发射机；

${\mathrm{fd}}_{1b}=\frac{2v_s}{\mathrm{\λ}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{az}}\right){\sin }_{1b}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{el}}\right)---\left(8\right)$

式中各字母含义同前所述。

(2)根据式(6)确定各分辨单元近端预补偿后的多普勒频率偏移项(fd_ib-fd_1b)；根据(7)式确定其远端预补偿后的多普勒频率偏移项(fd_ie-fd_1b)；

(3)根据上面计算结果确定各分辨单元最终的起始频率f_ib+fd_ib-fd_1b和终止频率为f_ie+fd_ie-fd_1b，完成实时频率定位。

本发明未详细说明部分属本领域技术人员公知常识。

Claims (4)

1、扇形波束圆锥扫描微波散射计信号处理方法，其特征在于包括下列步骤：

将采集的回波或内定标信号模数转换后，分成噪声通道和信号通道分别进行处理；

a.噪声通道对转换后信号依次进行数字下变频、模平方、累加处理，得到能量值；

b.信号通道对转换后信号依次进行数字下变频、傅立叶变换FFT、模平方、实时频率定位，根据频率定位结果进行各分辨单元数据的能量累加，最终得到各分辨单元的能量值；其中，实时频率定位过程如下：

(1)计算各分辨单元不计多普勒频率偏移时的起始频率f_ib、终止频率f_ie和多普勒频率预补偿量fd_lb；

(2)根据步骤(1)的结果确定各分辨单元近端预补偿后的多普勒频率偏移项(fd_ib-fd_lb)及远端预补偿后的多普勒频率偏移项(fd_ie-fd_lb)；

(3)根据步骤(1)和步骤(2)得计算结果，确定各分辨单元最终的起始频率f_ib+fd_ib-fd_lb和终止频率为f_ie+fd_ie-fd_lb，完成实时频率定位。

2、根据权利要求1所述的扇形波束圆锥扫描微波散射计信号处理方法，其特征在于：所述步骤(1)中的起始频率f_ib、终止频率f_ie计算公式为：

$f_{\mathrm{ib}}=-\mathrm{\γ}\·\frac{2(R_{\mathrm{ib}}-R_{\mathrm{ref}})}{c};$

$f_{\mathrm{ie}}=-\mathrm{\γ}\·\frac{2(R_{\mathrm{ie}}-R_{\mathrm{ref}})}{c};$

其中，R_ib为分辨单元x_i近端距雷达的斜距；

R_ie为分辨单元x_i远端距雷达的斜距；

R_ref为解线频调信号以足迹中心为参考信号对应的参考距离；

γ为发射线性调频信号的调频斜率；

c为光速；

i为足迹沿距离向分辨单元个数。

3、根据权利要求1所述的扇形波束圆锥扫描微波散射计信号处理方法，其特征在于：所述步骤(1)中多普勒频率预补偿量fd_lb的计算公式为：

${\mathrm{fd}}_{1b}=\frac{2v_s}{\mathrm{\λ}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{az}}\right){\sin }_{1b}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{el}}\right)$

其中，v_s为卫星地速；

λ为发射信号波长；

θ_az为散射计天线的扫描角；

θ_el为散射计天线波束的视角；

sin_lb(θ_el)为第一个分辨单元近端对应视角的sin值。

4、根据权利要求1所述的扇形波束圆锥扫描微波散射计信号处理方法，其特征在于：所述步骤(2)中各分辨单元近端预补偿后的多普勒频率偏移项及远端预补偿后的多普勒频率偏移项计算公式为：

${\mathrm{fd}}_{\mathrm{ib}}-{\mathrm{fd}}_{1b}=\frac{2v_s}{\mathrm{\λ}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{az}}\right)[{\sin }_{\mathrm{ib}}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{el}}\right)-{\sin }_{1b}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{el}}\right)]$

${\mathrm{fd}}_{\mathrm{ie}}-{\mathrm{fd}}_{1b}=\frac{2v_s}{\mathrm{\λ}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{az}}\right)[{\sin }_{\mathrm{ie}}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{el}}\right)-{\sin }_{1b}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{el}}\right)]$

其中，

sin_ib(θ_el)、sin_ie(θ_el)分别为第i个分辨单元近端、远端对应视角的sin值；

v_s为卫星地速；

λ为发射信号波长；

θ_az为散射计天线的扫描角；

θ_el为散射计天线波束的视角。

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