CN107148752A - 电容式感测设备 - Google Patents

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Abstract

一种电容式感测设备包括天线电极(12)，以用于响应于天线电极中引起的交变电压而发出交变电场，以及控制和评估电路(18)，所述控制和评估电路(18)被配置为通过向所述天线电极(12)注入电流来将天线电极中引起的交变电压维持为等于交变参考电压节点(22)上的交变参考电压，并且测量电流。控制和评估电路(18)包括微控制器(30)，微控制器(30)具有用于提供数字信号的数字输出端(28)，并且可以包括可操作地连接到数字输出端(28)的低通滤波器(26)，以用于通过对数字信号进行低通滤波来产生交变参考电压。控制和评估电路(18)还包括第一多路复用器(48)和第二多路复用器(200)。

Description

电容式感测设备
技术领域
本发明总体上涉及一种电容式感测设备，例如用于检测存在或不存在坐在车辆座椅上的乘员。
背景技术
被称为某种电场传感器或接近传感器的电容式传感器或电容式感测设备指的是响应于在电场上感测到的事物(人、人体的一部分、宠物、物体等)的影响而生成信号的传感器。电容式传感器通常包括至少一个天线电极，在传感器进行操作的同时对天线电极施加振荡电信号，并且天线电极随后将电场发射到靠近天线电极的空间的区域中。传感器包括至少一个感测电极，在该感测电极处检测物体或生物对电场的影响。在一些(所谓的“加载模式”)电容式占用传感器中，一个或多个天线电极与感测电极同时进行操作。在这种情况下，测量电路确定响应于施加到天线电极的振荡电压而流入一个或多个天线电极的电流。电压与电流的关系在一个或多个天线电极与地之间产生复阻抗。在电容式传感器的替代形式(“耦合模式”电容式传感器)中，(多个)发射天线电极与(多个)感测电极彼此分隔开。在这种情况下，测量电路确定当发射天线电极进行操作时在感测电极中感应的电流或电压。
在J.R.Smith的题为“Electric Field Sensing for Graphical Interfaces”的技术文献(Computer Graphics I/O Devices出版，1998年5月/6月号，第54-60页)中解释了不同的电容感测机制。该文献描述了用于进行非接触三维位置测量的电场感测的概念，并且更具体地，用于出于向计算机提供三维位置输入的目的来感测人手的位置。在电容式感测的一般概念中，作者对他称为“加载模式”、“分流模式”和“发射模式”的对应于各种可能的电流通路的不同机制加以区分。在“加载模式”中，将振荡的电压信号施加到发射电极，这将建立到地的振荡电场。要感测的物体修改了发射电极与地之间的电容。在“分流模式”中，将振荡的电压信号施加到发射电极，建立到接收电极的电场，并且测量在接收电极处所感应的位移电流，由此可以由被感测的身体来修改位移电流。在“发射模式”中，发射电极通过直接电连接或经由电容式耦合与用户的身体进行接触，用户的身体继而成为相对于接收器的发射器。“分流模式”被替代地称为上述“耦合模式”。
已经提出了多种多样的电容式乘员感测***，例如，用于控制一个或多个安全气囊的展开，例如，驾驶员安全气囊、乘客安全气囊和/或侧面安全气囊。Jinno等人的美国专利6,161,070涉及一种乘客检测***，其包括安装在汽车中的乘客座椅的表面上的单个天线电极。振荡器将振荡电压信号施加到天线电极，由此在天线电极周围产生微小的电场。Jinno提出基于流向天线电极的电流的幅度和相位来检测座椅中存在或不存在乘客。
授予Stanley的美国专利6,392,542教导了一种电场传感器，其包括可安装在座椅内并可操作地耦合到感测电路的电极，感测电路向电极施加振荡或脉冲信号，该信号的频率对座椅的湿度“至多有微弱响应”。Stanley提出测量流向电极的电流的相位和幅度，以检测被占用的或空的座椅并补偿座椅湿度。
其他人的想法是使用座椅加热器的加热元件作为电容式占用感测***的天线电极。WO 92/17344 A1公开了一种具有导体的电加热车辆座椅，其可以通过位于座椅表面的电流通过而被加热，其中，导体还形成了双电极座椅占用传感器的一个电极。
WO 95/13204公开了一种类似的***，其中，测量连接到加热元件的振荡器的振荡频率以得出车辆座椅的占用状态。例如，在US 7,521,940、US 2009/0295199和US 6,703,845中公开了座椅加热器和电容式传感器的更详述的组合。
技术问题
本发明的目的在于提供一种电容式感测设备(其可以与加热元件组合或不组合)，该电容式感测设备可以以有竞争力的价格和低频噪声抑制来制造。该目的通过根据权利要求1所述的电容式感测设备来实现。
发明内容
根据本发明的第一优选方面，一种电容式感测设备包括用于响应于在天线电极中引起的交变电压而发射交变电场的天线电极以及控制和评估电路。控制和评估电路包括跨阻抗放大器装置，跨阻抗放大器装置被配置为通过向天线电极注入电流来将交变电压维持为等于参考电压节点上的交变参考电压，并且测量电流，微控制器和第一多路复用器被配置和布置为将所述天线电极交替地切换到跨阻抗放大器装置的输入节点和交变参考电压节点。
跨阻抗放大器装置包括第二多路复用器和具有反相输入端和非反相输入端的差分跨阻抗放大器，所述第二多路复用器被配置和布置为将跨阻抗放大器装置的输入节点上的信号交替地切换到所述跨阻抗放大器的反相输入端和非反相输入端，其中，所述微控制器被配置为利用数字控制信号来控制所述第二多路复用器，其中，所述第二多路复用器和所述差分跨阻抗放大器以及可操作地连接到所述跨阻抗放大器的第一低通滤波器一起形成了同步整流器装置。
在优选实施例中，跨阻抗放大器的反相输入节点和非反相输入节点由相应的保护电容器交流耦合到参考电压节点。这些电容确保感测节点始终通过小的AC阻抗连接到防护装置(guard)，而与多路开关的位置无关。与和传感器并联的感测装置和防护装置之间的寄生电容相比，保持感测节点与防护节点之间的测量***的输入AC阻抗低意味着大体上所有流过未知阻抗的电流将流过测量路径。
在另一优选实施例中，控制和评估电路还包括可操作地布置在跨阻抗放大器装置的输入节点处的第二低通滤波器。第一个示例可以例如包括分别布置在反相输入节点和非反相输入节点中的第一铁氧体磁珠(ferrite beads)和第二铁氧体磁珠，以及用于将所述第一铁氧体磁珠和第二铁氧体磁珠的下游端交流耦合到地的第一滤波电容器和第二滤波电容器。这种低通滤波器使进入差分跨阻抗放大器的剩余高频电流衰减。
在本发明的另一个实施例中，控制和评估电路包括具有用于提供数字信号的数字输出端的微控制器和可操作地连接到数字输出端的第三低通滤波器，以用于通过对数字信号进行低通滤波而生成交变参考电压。
如将意识到的，本发明利用控制和评估电路内的微控制器的存在来生成交变参考电压。由于现在的电容式传感器通常包括用于处理测量和/或与其它设备进行通信的微控制器，用于生成大体上正弦的交变参考电压的对数字信号的低通滤波代表对现有解决方案(通常使用有源部件，例如振荡器或具有晶体管和运算放大器的电路)的极具成本效益的替代方案。
可操作地连接到数字输出端的第三低通滤波器优选地包括LC低通滤波器。
优选地，电容式感测设备包括可操作地连接到第三低通滤波器的驱动屏蔽电极，以用于获得施加的交变参考电压。可以使用驱动屏蔽电极，特别是在天线电极相对靠近接地表面布置的应用中。在这种情况下，可以在天线电极与接地表面之间布置驱动屏蔽电极，从而减小天线电极与接地表面之间的电容，并使电容式感测设备对该电容的较小变化(例如，由人的手或身体的接近所引起的)更敏感。
如果天线电极被布置在离控制和评估电路一定距离处，则电容式感测设备优选地包括屏蔽电缆，包括芯导体和围绕芯导体的屏蔽导体，天线电极经由芯导体可操作地与控制和评估电路连接，并且驱动屏蔽电极经由屏蔽导体可操作地连接到第三低通滤波器。屏蔽导体防止天线电极与控制和评估电路之间的电线电容式地耦合到地，否则会导致取决于电线长度的不期望有的测量偏移。
根据本发明的优选实施例，电容式感测设备包括与天线电极并联的可控制地进行开关的至少一个标准阻抗，其中开关被布置为与至少一个标准阻抗串联并由微控制器控制。
微控制器有利地包括测量输入端，跨阻抗放大器的输出端经由另外的低通滤波器(具有增益)与测量输入端可操作地连接，所述另外的低通滤波器包括偏移校正电路。
根据本发明的优选方面，电容式感测设备包括用于响应于在天线电极中引起的交变电压而发出交变电场的天线电极和包括差分跨阻抗放大器的控制和评估电路，差分跨阻抗放大器被配置为通过向天线电极注入电流来将交变电压维持为等于参考电压节点上的交变参考电压，并测量电流。控制和评估电路包括微控制器和多路复用器，多路复用器被配置和布置为将所述天线电极交替地切换到跨阻抗放大器的电流输入端和交变参考电压节点，微控制器被配置为利用数字控制信号来控制多路复用器。多路复用器和跨阻抗放大器以及可操作地连接到跨阻抗放大器的低通滤波器一起形成了同步整流器装置。跨阻抗放大器的电流输入节点通过保护电容器交流耦合到参考电压节点。将意识到，保护电容器在电流输入节点和跨阻抗放大器之间提供低阻抗路径，从而大体上防止高频电流使得由同步整流器输出的有用信号分量失真。优选地，第二保护电容器将参考电压节点交流耦合到电路接地。
值得注意的是，根据本发明的另一优选方面配置的电容式感测设备可以但不必根据本发明的第一优选方面来进行配置。然而，本发明的优选实施例涉及将上文中所讨论的第一优选方面和第二优选方面两者相结合的电容式感测设备。
根据本发明的第一方面和/或第二方面的电容式感测设备可以用于例如电容式后备箱开启器(如果检测到接近的腿部则打开汽车的行李箱)、电容式开门器、或集成电容式感测和加热***中(例如在车辆座椅或方向盘中)。
附图说明
根据参考附图的非限制性实施例的以下具体实施方式，本发明的进一步细节和优点将变得显而易见，在附图中：
图1是示出本发明的一些方面的电容式感测设备的方框示意图；
图2是电容式感测设备的另一个实施例的方框示意图；
图3是图2的电容式感测设备的实施例的变型的方框示意图。
具体实施方式
图1示出了电容式感测设备10的实施例。电容式感测设备10包括导电天线电极(“感测电极”)12和导电驱动屏蔽电极(“防护电极”)14。感测电极12和防护电极14彼此电隔离。感测电极12与地之间的事先未知的复阻抗16是要由电容式感测设备10测量的阻抗。感测电极12和防护电极14通过屏蔽电缆20连接到控制和评估电路(“测量电子设备”)18。
控制和评估电路18包括在下文中被称为防护节点22的导体，对该导体施加频率包括在100kHz至500kHz范围内的正弦电压。然而，应当注意，在不脱离本发明的范围的情况下，本实施例的变型可以采用从10kHz至10MHz范围内的其它频率。防护节点22上的正弦电压也被称为防护电压或防护正弦波，并且表示上述交变参考电压。防护节点22通过屏蔽电缆20的屏蔽导体24与防护电极14连接。
防护节点22上的正弦电压由低通LC滤波器26生成。防护节点22对应于低通LC滤波器26的输出端。低通LC滤波器26的输入端与微控制器30的PWM(脉冲宽度调制)输出端28连接，PWM输出端28在操作期间向低通LC滤波器26施加具有期望频率的PWM数字信号(方波)。低通LC滤波器26基本上通过仅使数字信号的基频通过并抑制其谐波来将数字信号转换成正弦防护电压。
在所示实施例中，低通LC滤波器26包括源端接电阻32、第一电容器34、电感器36、第二电容器38、负载端接电阻40和负载端接解耦电容器42。电容器42确保输出电压的DC分量是微控制器30的操作电压的一半。优选地，低通LC滤波器26的截止频率被选择为使其处于防护电压的操作频率范围之上。然而，如果可以容许基频的一些衰减，则低通LC滤波器26的截止频率也可以略微低于基频，这可以导致相对于基频更好地抑制谐波。优选地，选择滤波器拓扑结构和滤波器类型，以使得对于给定的截止频率，使电容38最大。该电容最大化的目的将在后面详细描述。在所示实施例中，使用了3极、0.1dB波纹切比雪夫低通滤波器。这种选择代表了导致低成本的低部件数量、谐波抑制和电容38的最大化之间的良好折衷方案。显然，其它滤波器拓扑结构可能导致类似的结果。使用来自微控制器的数字信号结合LC滤波器以用于生成防护电压的显著优点是总体成本低。除了微控制器30之外，不采用有源设备，如由晶体管和/或运算放大器组成的放大器。由于测量***中无论如何都需要使用微控制器，因此提供微控制器不会涉及任何额外成本。
感测电极12经由屏蔽电缆20的芯导体46与控制和评估电路18的所谓的感测节点44连接。感测节点44是测量电子设备的输入节点，和测量路径的起始点。控制和评估电路18的测量路径包括作为主要部件的多路复用器48、跨阻抗放大器50和具有(固定)增益和偏移校正的低通滤波器52。
感测节点44连接到SPDT(单极双掷)多路复用器48的公共节点。多路复用器48在防护电压的一半周期期间交替地将感测节点44连接到防护节点22，并且在防护电压的另一半周期期间连接到跨阻抗放大器50的电流输入端54。跨阻抗放大器50具有电流输入端，其在保持打开时具有等于交变参考电压的限定电压。多路复用器48的开关动作由微控制器30的第二PWM输出端57控制。PWM输出端28和57上的信号频率相同，并且微控制器的软件控制这些信号之间的相移。微控制器30使两个相移值之间的相移交替，两个相移值优选地相差90度。对于这些相移值中的每一个测量流入感测节点44中的电流产生两个测量结果，由此可以计算出感测电极12与地之间的复阻抗或复电导。
跨阻抗放大器50包括连接在跨阻抗放大器50的电流输入端54与防护节点22之间的第一电容器56。该电容保证感测节点44始终经由相对小的AC阻抗连接到防护节点，而与多路复用器开关48的位置无关。与感测电极12与防护电极14之间的寄生阻抗、电缆20的阻抗和EMI(电磁干扰)保护电容器58的阻抗相比，保持感测节点44与防护节点22之间的测量电子设备的输入AC阻抗低意味着流过未知阻抗16的大体上所有电流也流过从多路复用器48开始的测量路径，而不是通过上述的寄生阻抗流入防护节点22。在这种情况下，值得注意的是，由于解调是由多路复用器48实现的，所以有用信息被包含在流入跨阻抗放大器的电流输入端54的电流的DC分量中，并且DC分量不能跨过电容器56流走。因此，当电容器56使到防护节点22的交变电流偏离时，其不会降低测量电子设备关于未知阻抗16的灵敏度。电阻器60大体上限定了跨阻抗放大器50的增益(或跨阻抗)。电阻器62和电容器64确保放大器66及其反馈部件的开环增益具有足够的相位裕度，从而防止反馈***的振荡。
具有增益和偏移校正的低通滤波器52具有作为输入的跨阻抗放大器50的输出和微控制器30的第三PWM输出68。跨阻抗放大器50的输出电压通常太小，而不能被微控制器30的ADC(模拟-数字转换器)输入端70直接读取。另外，在跨阻抗放大器50的输出端67上仍然存在相当大量的防护正弦波。因此，具有增益和偏移校正的低通滤波器52通过低通滤波去除跨阻抗放大器50的输出端67处的残留防护正弦波，并以固定的增益放大所得到的DC电压。为了避免放大导致DC电压过驱动微控制器30的ADC输入端70，通过将来自微控制器30的PWM输出端68的信号注入到具有增益和偏移校正的低通滤波器52的输入端来施加偏移校正。电阻器72和74之间的电阻比限定了偏移校正范围。电阻器72、74、76和78、电容器80、82和运算放大器84一起形成了所谓的多反馈(MFB)二阶有源低通滤波器。DC电压源86限定了具有增益和偏移的低通滤波器52的DC操作点。通常，DC电压源86的DC电压被选择为等于微控制器30的电源电压的一半。
为了校准目的，在感测节点44与电路接地之间布置与未知阻抗16并联的参考阻抗(也称为标准阻抗)88。参考阻抗被布置为与开关90串联，开关90经由微控制器30的另外的数字输出端92进行控制。微控制器30周期性地断开和闭合开关90(例如以10Hz和10kHz之间的速率)，从而将参考阻抗88切换为与未知阻抗16并联。对于开关90的每个开关位置，微控制器30测量复数值。令α表示当开关90断开时获得的复数值，并且β表示当开关90闭合时获得的复数值。α通过计算α＝α1+jα2获得，其中，α1是当多路复用器48相对于防护正弦波的相位为(不需要是已知的但是必须是常数)时在微控制器输入端70处测量的电压，α2是当多路复用器48相对于防护正弦波的相位为时在微控制器输入端70处测量的电压。对于α1和α2两者的测量，开关90断开。β通过计算β＝β1+jβ2获得，其中，β1是当多路复用器48相对于防护正弦波的相位为(与α的确定相同的值)在微控制器输入端70处测量的电压，β2是当多路复用器48相对于防护正弦波的相位为时在微控制器输入端70处测量的电压。对于β1和β2两者的测量，开关90闭合。由于参考阻抗88与未知阻抗16并联，因此这两个测量的复数值之间的差β-α对应于参考阻抗88的复阻抗，下面将表示为ZX。由于参考阻抗88的复阻抗ZREF是已知的，所以差β-α与参考阻抗的已知复数值ZREF之间的比例可以用作校准因子。微控制器30因此将测量的复数值α除以差值β-α，并将结果与参考阻抗88的已知值ZREF相乘。(这可以推导如下：ZX/ZREF＝α/(β-α)，因此，ZX＝ZREFα/(β-α)。)
在所示实施例中，提供了第二参考阻抗94。多路复用器96将其交替地连接到跨阻抗放大器的电流输入端54或防护节点22。另一方面，第二参考阻抗94经由开关98连接到电路接地。多路复用器96的开关动作由微控制器30的第四PWM输出端100控制。
当执行上述α和β的测量时，微控制器30优选地保持将第二参考阻抗94连接到防护节点22，以避免其作为偏移进入测量结果。
第二参考阻抗94优选地以以下方式使用。首先，控制多路复用器48以使得其将感测电极12切换到防护节点22。因此，致使测量电子设备对未知阻抗16的任何变化都不敏感。经由另外的数字输出102，微控制器30闭合开关98。然后控制多路复用器96将第二参考阻抗94在防护电压的一半周期期间交替地连接到防护节点22，并且在防护电压的另一半周期期间连接到跨阻抗放大器50的电流输入端54。多路复用器94的开关动作由微控制器30的第四PWM输出端100控制。在该测量期间，PWM输出端28和100上的信号频率相同，并且微控制器30的软件控制这些信号之间的相移。微控制器30使在优选地相差90度的两个相移值之间的相移交替。对于这些相移值中的每一个，测量流入第二参考阻抗94的电流产生两个实数值测量，本文中被表示为γ1和γ2，或一个复数值γ＝γ1+jγ2，其对应于第二参考阻抗的复阻抗。这种布置具有以下优点：单独地且独立于未知阻抗测量参考阻抗94。假设使用相同的相位偏移获得值α和γ，则微控制器可以将未知电容计算为ZX＝ZREF2α/γ，其中，ZREF2是第二参考阻抗94的已知值。值得注意的是第二参考阻抗94可以用作第一参考阻抗88的替代或补充。实施两个(或甚至更多)参考阻抗向***添加了冗余，并且在需要高故障检测概率的情况下是有用的。
另外，假设多路复用器96的寄生电容明显小于偏移电容，可以测量公共节点和地之间的偏移电容与多路复用器96的输出和地之间的偏移电容之和。对于该测量，微控制器30断开开关98，但在其它情况下保持与测量γ相同的***配置。在这种情况下，测量产生复数值(在下文中表示为γ')，其对应于多路复用器96的偏移阻抗(或偏移电容)。假设测量电子设备中使用的所有多路复用器大体上相同，则为了更高的测量准确度可以从测量的未知阻抗中减去其寄生偏移阻抗。
还如图1中所示，电容式感测设备10可以包括多个感测电极和/或防护电极。第二感测电极12a经由屏蔽电缆20a的芯导体46a连接到第二感测节点44a。提供多路复用器48a，以用于将感测节点44a交替地连接到跨阻抗放大器50的电流输入端54和防护节点22。当电容式感测设备10单独测量第一未知阻抗16时，微控制器30控制多路复用器48a以使得第二感测电极12a连接到防护节点22。微控制器30利用第五PWM输出端28a控制多路复用器48a。第二感测电极12a的灵敏度借助第二屏蔽电极14a朝向一侧减小，第二屏蔽电极14a经由屏蔽电缆20a的屏蔽导体24a连接到防护节点22。EMI保护电容器58a与电容器38一起确保高频电流可以大体上流到电路接地而不扰乱跨阻抗放大器50和其它测量电子设备。当电容性感测设备10单独测量第二未知阻抗16a时，微控制器30控制多路复用器48，以使得第一感测电极12连接到防护节点22，同时微控制器48如以上针对第一多路复用器48所述地操作多路复用器48a。
尽管图1中仅示出了两个天线装置，但应当注意，可以以与所示类似的方式连接更多的天线装置。
电容器38、58和58a确保在所谓的BCI(大电流注入)测试期间注入传感器布线中的RF电流大体上流经电容器58和38或58a和38进入电路接地而不是测量电子设备。另外，经由多路复用器48或48a流入节点54的残余RF电流在很大程度上跨过电容器56和38流入电路接地。
在图1所示的实施例的优选实施方式中，选择了以下***参数：
-电阻32＝330Ω
-电容34＝2.7nF
-电感36＝560μH
-电容38＝4.7nF
-电阻40＝3.3kΩ
-电容42＝10nF
-电容56＝47nF
-电容58＝470pF
-电阻50＝100kΩ
-电阻62＝100Ω
-电容64＝1nF
-电阻72＝3.6kΩ
-电阻74＝33kΩ
-电容80＝22nF
-电阻76＝33kΩ
-电阻78＝10kΩ
-电容82＝680pF
-阻抗88＝100kΩ
-阻抗94＝100kΩ
-电容58a＝470pF
-DC电压源电压86＝2.5V
-微控制器电源电压＝5V
-操作频率(即防护电压的频率)＝125kHz
图2中的电路是对图1中的电路的改进。在图2的实施例中，已经添加了第二多路复用器200、电容器202、205和电阻器203、204以及微控制器PWM输出端206。多路复用器200被布置在第一多路复用器48与放大器66的输入节点之间。第二多路复用器由PWM输出端206控制。与图1的实施例相比，微控制器输出端57和28a只是静态输出端口，并且不需要是PWM输出端。
跨阻抗放大器207被配置为差分跨阻抗放大器的简单实施方式。跨阻抗放大器207的DC操作点由DC电压源86限定。
第二多路复用器200在差分跨阻抗放大器的反相输入端(上多路复用器开关位置)与跨阻抗放大器的非反相输入端(下多路复用器开关位置)之间切换要测量的未知电流。多路复用器200控制输入由PWM输出端206驱动，PWM输出端206具有与防护正弦波相同的频率，并且替代图1中的PWM输出端57的功能。图2中的端口输出57、28a和100现在只选择要测量的输入，并且不如图1中所示地对要测量的未知电流进行解调。
在优选实施例中，跨阻抗放大器207具有连接在上多路复用器200输出端与防护节点之间的第一电容56以及连接在下多路复用器200输出端与防护节点之间的第二电容器202。这些电容确保感测节点44始终连接以通过小的AC阻抗进行防护，而与多路复用器开关200的位置无关。与和传感器并联的感测装置和防护装置之间的寄生电容相比，保持感测节点与防护节点之间的测量***的输入AC阻抗低意味着大体上所有流过未知阻抗16的电流将流过测量路径，这与图1中的电路类似。
电阻器60和203大体上限定了跨阻抗放大器50的增益(或跨阻抗)。电阻器62和204以及电容器64和205确保跨阻抗放大器50的开环增益具有足够的相位裕度，从而防止反馈***的振荡。
电阻器60和203的值、电阻器62和204的值以及电容器64和205的值应优选地分别大体相同，从而确保跨阻抗放大器的共模信号抑制足够。
与图1中的电路相比，图2中的电路的优点是处理待测量的未知电流的两个一半周期，从而将信噪比大体上加倍，由于图2中的跨阻抗放大器207的共模信号抑制，大体上抑制了注入到图1和图2中的测量电路中的低频噪声。
图2中附加部件的可能部件值：
电阻器60＝100kΩ
电阻器203＝100kΩ
电阻器62＝100Ω
电阻器204＝100Ω
电容64＝1nF
电容205＝1nF
电容56＝47nF
电容202＝47nF
所示的电路被设计为125kHz的操作频率。然而，通过适当地调整电路部件，该测量原则适用于20kHz和20MHz之间的操作频率。
图3示出了允许在BCI测试期间更好地抑制注入的大电流的另一个电路。添加了铁氧体磁珠210和211以及电容器212和213。它们形成低通滤波器，低通滤波器使进入差分跨阻抗放大器的剩余高频电流衰减。另外的优点是，如果将所述低通滤波器的截止频率选择为足够低，则运算放大器66现在大体上与测量载波频率解耦。
应当注意，代替使用PWM输出端68，DAC(数模转换器)输出可以用于图1、2和3中的电路。
虽然已经详细描述了具体实施例，但是本领域技术人员将意识到，可以根据本公开内容的总体教导来开发对这些细节的各种修改和替代。仅出于说明的目的，提供了本文中所示的任何数值。因此，所公开的具体布置仅仅是说明性的而不是限制本发明的范围，本发明的范围应被赋予所附权利要求及其任何和所有等同物的全部范围。

Claims (12)

1.一种电容式感测设备，包括：
天线电极，其用于响应于所述天线电极中引起的交变电压而发出交变电场，
以及控制和评估电路，其包括：
跨阻抗放大器装置，所述跨阻抗放大器装置被配置为通过向所述天线电极注入电流来将所述交变电压维持为等于参考电压节点上的交变参考电压，并且测量所述电流，
微控制器，
以及第一多路复用器，所述第一多路复用器被配置和布置为将所述天线电极交替地切换到所述跨阻抗放大器装置的输入节点和所述交变参考电压节点。
其中，所述跨阻抗放大器装置包括第二多路复用器以及具有反相输入端和非反相输入端的差分跨阻抗放大器，所述第二多路复用器被配置和布置为将所述跨阻抗放大器装置的所述输入节点上的信号交替地切换到所述跨阻抗放大器的所述反相输入端和非反相输入端，其中，所述微控制器被配置为利用数字控制信号来控制所述第二多路复用器，其中，所述第二多路复用器和所述差分跨阻抗放大器以及能够操作地连接到所述跨阻抗放大器的第一低通滤波器一起形成同步整流器装置。
2.根据权利要求1所述的电容式感测设备，其中，所述跨阻抗放大器的反相输入节点和非反相输入节点通过相应的保护电容器交流耦合到所述参考电压节点。
3.根据权利要求1至2中的任一项所述的电容式感测设备，进一步包括能够操作地布置在所述跨阻抗放大器装置的所述输入节点处的第二低通滤波器。
4.根据权利要求3所述的电容式感测设备，其中，所述第一低通滤波器包括分别布置在所述反相输入节点和所述非反相输入节点中的第一铁氧体磁珠和第二铁氧体磁珠，以及用于将所述第一铁氧体磁珠和所述第二铁氧体磁珠的下游端交流耦合到地的第一滤波电容器和第二滤波电容器。
5.根据权利要求1至4中的任一项所述的电容式感测设备，其中，所述微控制器包括用于提供数字信号的数字输出端，并且其中，所述控制和评估电路包括能够操作地连接到所述数字输出端的第三低通滤波器，以便通过对所述数字信号进行低通滤波来生成所述交变参考电压。
6.根据权利要求5所述的电容式感测设备，其中，能够操作地连接到所述数字输出端的所述第三低通滤波器包括LC低通滤波器。
7.根据权利要求1至6中的任一项所述的电容式感测设备，包括能够操作地连接到所述第三低通滤波器的驱动屏蔽电极，以用于获得施加的所述交变参考电压。
8.根据权利要求7所述的电容式感测设备，包括屏蔽电缆，所述屏蔽电缆包括芯导体和围绕所述芯导体的屏蔽导体，其中，所述天线电极经由所述芯导体能够操作地与所述控制和评估电路连接，并且其中，所述驱动屏蔽电极经由所述屏蔽导体能够操作地连接到所述第三低通滤波器。
9.根据权利要求1至8中的任一项所述的电容式感测设备，包括利用开关能够受控地切换成与所述天线电极并联的至少一个标准阻抗，其中，所述开关被布置为与所述至少一个标准阻抗串联并由所述微控制器控制。
10.根据权利要求1至9中的任一项所述的电容式感测设备，其中，所述微控制器包括测量输入端，其中，所述跨阻抗放大器装置的所述输出端经由另外的低通滤波器能够操作地与所述测量输入端连接，所述另外的低通滤波器包括偏移校正电路。
11.根据权利要求1至10中的任一项所述的电容式感测设备，包括连接在所述天线电极和所述跨阻抗放大器装置的所述参考电压输入端之间的第一旁路电容器和连接在所述参考电压输入端和电路接地之间的第二旁路电容器。
12.一种组合的电容式感测和加热***，包括根据权利要求1至11中的任一项所述的电容式感测设备，其中，所述天线电极是加热电路的一部分。
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