CN105324640B - 电容感测装置 - Google Patents

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Abstract

本发明描述了一种电容感测装置，其包括用于响应于在天线电极中引起的交变电压而发射交变电场的天线电极、以及控制和评估电路，所述控制和评估电路被配置为通过将电流注入天线电极来保持交变电压等于交变参考电压并且被配置为测量所述电流。所述控制和评估电路包括具有用于提供数字信号的数字输出端的微控制器、以及低通滤波器，所述低通滤波器操作连接到所述数字输出端以用于通过对数字信号进行低通滤波来产生交变参考电压。

Description

电容感测装置
技术领域
本发明总体上涉及电容感测装置，例如，用于检测坐在车辆座位上的乘员的存在或不存在。
背景技术
也被称为一些电场传感器或接近传感器的电容传感器或电容感测装置表明如下传感器：其响应于电场上的被感测物(人、人体的一部分、宠物、物体等等)的影响而产生信号。电容传感器总体上包括至少一个天线电极，在传感器运行时，向该天线电极施加振荡电信号并且在天线电极上将电场发射到接近天线电极的空间区域中。传感器包括至少一个感测电极，在该感测电极处，电场上的物体或生物的影响被检测。在一些(所谓的“加载模式”)电容占用传感器中，一个或多个天线电极同时用作感测电极。在这种情况中，测量电路确定响应于施加到一个或多个天线电极的振荡电压而流入该一个或多个天线电极的电流。电压相对于电流的关系在一个或多个天线电极与地之间产生复阻抗。在电容传感器的替代的版本中(“耦合模式”电容传感器)，(多个)发送天线电极和(多个)感测电极相互分隔开。在该情况下，当发送天线电极运行时，测量电路确定在感测电极中感生的电流或电压。
在计算机图形I/O装置(Computer Graphics I/O Devices)1998年5月/6月期中的第54-60页公布的J.R.Smith的标题为“Electric Field Sensing for GraphicalInterfaces”的技术文献中解释了不同的电容感测机构。该文献描述了用于做出非接触三维位置测量的电场感测、并且更特别地用于出于向计算机提供三维位置输入的目的而感测人手的位置的概念。在电容感测的一般概念中，作者在其称为“加载模式”、“分流模式”以及“发送模式”的不同的机构之间进行区别，上述模式对应于各种可能的电流路径。在“加载模式”中，振荡电压信号施加到发送电极，其建立到地的振荡电场。待感测物体改变发送电极与地之间的电容。在“分流模式”中，振荡电压信号施加到发送电极，建立了到接收电极的电场，并且测量了在接收电极处感生的位移电流，该位移电流由此被待感测的人体改变。在“发送模式”中，发送电极被放置为与用户身体接触，其随后通过直接电连接或通过电容耦合而变为相对于接收器的发送器。“分流模式”替代地被称为上面提到的“耦合模式”。
电容占用感测***已经被广泛提出，例如，用于控制诸如驾驶员气囊、乘客气囊和/或侧气囊等一个或多个气囊的展开。Jinno等人的美国专利6161070涉及乘客检测***，其包括安装在汽车中的乘客座位的表面上的单个天线电极。振荡器施加振荡电压信号到该天线电极上，从而在天线电极周围产生微小的电场。Jinno提出了基于流到天线电极的电流的幅值和相位来检测座位中乘客的存在或不存在。
Stanley的美国专利6392542教导了电场传感器，其包括可安装在座位内并且操作耦合到感测电路的电极，感测电路施加振荡或脉冲信号到电极，该信号具有对座位潮湿的“最弱响应”的频率。Stanley提出测量流到电极的电流的相位和幅值来检测被占用的或空的座位并且来补偿座位潮湿。
其他人有使用座位加热器的加热元件作为电容占用感测***的天线电极的想法。WO 92/17344 A1公开了具有导体的电加热车辆座位，其可由位于座位表面的电流通道来加热，其中导体还形成双电极座位占用传感器的一个电极。
WO 95/13204公开了类似的***，其中测量连接到加热元件的振荡器的振荡频率以得到车辆座位的占用状态。例如，在US 7521940、US 2009/0295199和US 6703845中公开了座位加热器和电容传感器的更详细的组合。
技术问题
本发明的目的是提供电容感测装置(其可与加热元件结合或不与其结合)，其能够以具有竞争力的价格来制造。该目的是通过如权利要求1所述的电容感测装置来实现的。
发明内容
根据本发明的第一优选方面，电容感测装置包括用于响应于在天线电极中引起的交变电压而发射交变电场的天线电极、以及控制和评估电路，该控制和评估电路被配置为通过将电流注入天线电极来维持交变电压等于交变参考电压并且被配置为测量该电流。控制和评估电路包括具有用于提供数字信号的数字输出端的微控制器、以及低通滤波器，低通滤波器操作连接到该数字输出端以用于通过对数字信号进行低通滤波来产生交变参考电压。
如将要理解的，本发明的优点在于控制和评估电路内的用于产生交变参考电压的微控制器的存在。由于当前的电容传感器无论如何通常都包括用于处理测量值和/或与其它装置通信的微控制器，对数字信号进行低通滤波以用于产生大体上正弦的交变参考电压代表现有方案(通常使用有源部件，例如振荡器或具有晶体管和运算放大器的电路)的非常经济有效的替代物。
优选地，电容感测装置包括驱动屏蔽电极，其操作连接到低通滤波器以用于施加交变参考电压。驱动屏蔽电极可以尤其使用在天线电极被布置为相对靠近接地表面的应用中。在这种情况下，驱动屏蔽电极可以被布置在天线电极与接地表面之间，因此减小了天线电极与接地表面之间的电容，并且使得电容感测装置对例如由人的手或身体的接近所引起的该电容的较小变化更灵敏。
如果天线电极被布置在与控制和评估电路相距某一距离处，电容感测装置优选包括屏蔽电缆，其包括芯导体和围绕芯导体的屏蔽导体，天线电极经由芯导体与控制和评估电路操作连接并且驱动屏蔽电极经由屏蔽导体而操作连接到低通滤波器。屏蔽导体防止天线电极与控制和评估电路之间的线路电容耦合到地，这在其它情况下会感生出取决于线路长度的不期望的测量值偏移。
操作连接到数字输出端的低通滤波器优选地包括LC低通滤波器。
根据本发明的优选实施例，电容感测装置包括可以利用开关来与天线电极并行受控切换的至少一个标准阻抗，开关与至少一个标准阻抗串联布置并且由微控制器控制。
控制和评估电路优选地包括互阻抗放大器，互阻抗放大器具有操作连接到天线电极的电流输入端、操作连接到低通滤波器以用于接收交变参考电压的参考电压输入端、以及与电流输入端经由反馈网络而操作连接的输出端。互阻抗放大器优选地被配置用于通过引起流过参考网络并且流入天线电极的电流来防止电流输入端与参考电压输入端之间的电势差，该输出端被配置为输出指示电流的测量电压。
微控制器有利地包括测量输入端，并且互阻抗放大器的输出端与测量输入端经由另一个低通滤波器(具有增益)而操作连接，另一个低通滤波器包括偏移校正电路。
根据本发明的优选实施例，电流输入端经由多路复用器而操作连接到天线电极，多路复用器被配置为将天线电极交替地切换到电流输入端和参考电压输入端。优选地，多路复用器被配置为将天线电极在交变参考电压的第一半周期期间切换到电流输入端并且在交变参考电压的第二半周期期间切换到参考电压输入端。
根据本发明的优选实施例，第一分流电容器连接在天线电极与互阻抗放大器的参考电压输入端之间并且第二分流电容器连接在参考电压输入端与电路接地之间。如将要理解的，第一和第二分流电容器提供从天线电极到电路接地的绕过互阻抗放大器和微控制器的路径。该路径具有用于注入天线电极的扰动或干扰电流的高频电流分量的低阻抗。
根据本发明的第二优选方面，电容感测装置包括用于响应于在天线电极中引起的交变电压而发射交变电场的天线电极以及控制和评估电路，控制和评估电路包括互阻抗放大器，其被配置为通过将电流注入到天线电极中来保持交变电压等于参考电压节点上的交变参考电压并且被配置为测量该电流。控制和评估电路包括微控制器和多路复用器，多路复用器被配置并被布置为将所述天线电极交替地切换到互阻抗放大器的电流输入端、以及交变参考电压节点，微控制器被配置为利用数字控制信号控制多路复用器。多路复用器和互阻抗放大器以及操作连接到互阻抗放大器的低通滤波器一起形成同步整流器布置。互阻抗放大器的电流输入节点通过保护电容器而AC耦合到参考电压节点。如将要理解的，保护电容器提供了电流输入节点与互阻抗放大器之间的低阻抗路径并且因此大体上防止了高频电流使同步整流器输出端的有用信号分量失真。优选地，第二保护电容器将参考电压节点AC耦合到电路接地。
值得注意的是，根据本发明的另一优选方面进行配置的电容感测装置可以是但不必要是根据本发明的第一优选方面配置的。然而，本发明的优选实施例涉及组合上面讨论的第一和第二优选方面的电容感测装置。
根据本发明的第一和/或第二方面的电容感测装置可以用于例如电容式后备箱打开器(如果检测到接近的腿，则打开汽车的后备箱)中、用于电容式门打开器中、或用于例如汽车座位或转向轮中的集成的电容感测和加热***中。
附图说明
参考附图根据非限制性实施例的以下具体实施方式，本发明的其它细节和优点将变得显而易见，在附图中：
图1是根据本发明的优选方面的电容感测装置的方框示意图。
具体实施方式
图1示出了根据本发明的优选方面的电容感测装置10的实施例。电容感测装置10包括导电的天线电极(“感测电极”)12和导电的驱动屏蔽电极(“保护电极”)14。感测和保护电极12、14相互电绝缘。感测电极12与地之间的之前未知的复阻抗16是要由电容感测装置10测量的阻抗。感测电极12和保护电极14通过屏蔽电缆20而连接到控制和评估电路(“测量电子设备”)18。
控制和评估电路18包括导体，其在下文中被称为保护节点22，具有包括在100kHz到500kHz的范围内的频率的正弦电压被施加到节点22。然而，应注意的是，本实施例的变形可以采用从10kHz到10MHz的范围内的其它频率而不偏离本发明的范围。保护节点22上的正弦电压也被称作保护电压或保护正弦波并且表示上述交变参考电压。保护节点22通过屏蔽电缆20的屏蔽导体24而与保护电极14连接。
保护节点22上的正弦电压由低通LC滤波器26产生。保护节点22对应于低通LC滤波器26的输出端。低通LC滤波器26的输入端与微控制器30的PWM(脉冲宽度调制)输出端28连接，微控制器30在运行期间将具有期望频率的PWM数字信号(方波)施加到低通LC滤波器26。低通LC滤波器26基本上通过仅让数字信号的基频通过并且抑制其谐波来将数字信号转换成正弦保护电压。
在示出的实施例中，低通LC滤波器26由源端电阻32、第一电容器34、电感器36、第二电容器38、负载端电阻40和负载端解耦电容器42组成。电容器42确保输出电压的DC分量是微控制器30的操作电压的一半。优选地，低通LC滤波器26的截止频率被选择为使其位于保护电压的操作频率范围之上。然而，如果基频的某些衰减是可容许的，则低通LC滤波器26的截止频率也会略微低于基频，这可能导致谐波相对于基频的更好的抑制。优选地，滤波器拓扑结构和滤波器类型被选择为使得对于给定的截止频率，电容38最大化。该电容最大化的目的在后面详细描述。在示出的实施例中，使用了3极点、0.1db纹波切比雪夫低通滤波器。该选择表示导致低成本的低部件计数、谐波抑制和电容38的最大化之间的良好折衷。显然，其它滤波器拓扑结构能得到类似的结果。使用来自与LC滤波器组合的微控制器的数字信号来产生保护电压的显著优点是低的总体成本。除了微控制器30，没有采用如由晶体管和/或运算放大器组成的放大器等有源装置。由于在测量***中无论如何都需要微控制器，因此它的存在没有带来任何额外的成本。
感测电极12经由屏蔽电缆20的芯导体46与控制和评估电路18的所谓的感测节点44连接。感测节点46是测量电子设备的输入节点以及测量路径的起始处。控制和评估电路18的测量路径包括多路复用器48、互阻抗放大器50和具有(固定的)增益和偏移校正的低通滤波器52作为主部件。
感测节点44连接到SPDT(单刀双掷)多路复用器48的公共节点。多路复用器48在保护电压的一半周期期间交替地将感测节点44连接到保护节点22，并且在保护电压的另一半周期期间将感测节点44连接到互阻抗放大器50的电流输入端54。互阻抗放大器50具有电流输入端，其在左边断开时具有等于交变参考电压的限定电压。多路复用器48的切换动作由微控制器30的第二PWM输出端57控制。PWM输出端28和57上的信号的频率相同，并且微控制器的软件控制这些信号之间的相移。微控制器30在优选为相隔90度的两个相移值之间交替改变相移。针对这些相移值中的每一个测量流入感测节点44的电流产生两个测量值，由此可以计算感测电极12与地之间的复阻抗或复电导。
互阻抗放大器50包括连接在互阻抗放大器50的电流输入端54与保护节点22之间的第一电容器56。该电容确保感测节点44总是经由相比较而言较小的AC阻抗而连接到保护节点，而与多路复用器开关48的位置无关。与感测电极12和保护电极14之间的寄生阻抗、电缆20的阻抗和EMI(电磁干扰)保护电容器58的阻抗相比，使测量电子设备的输入AC阻抗在感测节点44与保护节点22之间保持为低意味着流经未知阻抗16的大体上所有电流同样流经从多路复用器48起始的测量路径，而不是经过上面提到的寄生阻抗流入保护节点22。在本文中，值得注意的是，由于解调受多路复用器48的影响，因此有用的信息包括在流入互阻抗放大器的电流输入端54的电流的DC分量中并且DC分量不能经过电容器56而流走。因此，尽管电容器56将交变电流偏离到保护节点22，其也不会降低测量电子设备关于未知阻抗16的灵敏度。电阻器60大体上限定了互阻抗放大器50的增益(或互阻抗)。电阻器62和电容器64确保放大器66的开环增益并且放大器66的反馈部件具有足够的相位裕度，防止了反馈***的振荡。
具有增益和偏移校正的低通滤波器52以互阻抗放大器50的输出和微控制器30的第三PWM输出68作为输入。互阻抗放大器50的输出电压通常太小而不能由微控制器30的ADC(模数转换器)输入端70直接读取。同样，互阻抗放大器50的输出端67处仍存在相当大量的保护正弦波。因此，具有增益和偏移校正的低通滤波器52通过低通滤波并以固定增益放大产生的DC电压来移除互阻抗放大器50的输出端67处的残余保护正弦波。为了避免放大导致DC电压过度驱动微控制器30的ADC输入端70，通过将来自微控制器30的PWM输出端68的信号注入具有增益和偏移校正的低通滤波器52的输入端来施加偏移校正。电阻器72与74之间的电阻比限定了偏移校正范围。电阻器72、74、76和78、电容器80、82和运算放大器84一起构成所谓的多级反馈(MFB)二阶有源低通滤波器。DC电压源86限定了具有增益和偏移的低通滤波器52的DC操作点。典型地，DC电压源86的DC电压被选择为等于微控制器30的电源电压的一半。
出于校准的目的，参考阻抗(也被称为标准阻抗)88与未知阻抗16并行地布置在感测节点44与电路接地之间。参考阻抗被布置为与开关90串联，开关90经由微控制器30的另一个数字输出端92来控制。微控制器30周期性地断开和闭合开关90(例如以10Hz和10kHz之间的速率)并且由此与未知阻抗16并行地切换参考阻抗88。对于开关90的每个开关位置，微控制器30测量复值。令α表示当开关90断开时所获得的复值，并且令β表示当开关90闭合时所获得的复值。通过计算α＝α1+jα2获得α，其中α1是当多路复用器48相对于保护正弦波的相位是时(不需要是已知的，但必须是常数)在微控制器输入端70处测量的电压，而α2是当多路复用器48相对于保护正弦波的相位是时在微控制器输入端70处测量的电压。对于α1和α2的测量，开关90都是断开的。通过计算β＝β1+jβ2获得β，其中β1是当多路复用器48相对于保护正弦波的相位是时在微控制器输入端70处测量的电压(与用于确定α的值相同)，而β2是当多路复用器48相对于保护正弦波的相位是时在微控制器输入端70处测量的电压。对于β1和β2的测量，开关90都是闭合的。因为参考阻抗88与未知阻抗16并联，这两个测量的复值之间的差β-α对应于参考阻抗88的复阻抗，未知阻抗16将在下面以ZX表示。由于参考阻抗88的复阻抗ZREF是已知的，因此差β-α与参考阻抗的已知复值ZREF之间的比可以被用作校准因数。微控制器30因此将测量的复值α除以差值β-α并且将结果与参考阻抗88的已知值ZREF相乘。(这可以由下面的式子导出：ZX/ZREF＝α/(β-α)，因此，ZX＝ZREFα/(β-α)。)
在示出的实施例中，提供第二参考阻抗94。多路复用器96交替地将第二参考阻抗94连接到互阻抗放大器的电流输入端54或连接到保护节点22。另一方面，第二参考阻抗94经由开关98而连接到电路接地。多路复用器96的切换动作由微控制器30的第四PWM输出端100控制。
当实施上面提到的α和β的测量时，微控制器30优选保持第二参考阻抗94连接到保护节点22，以便避免其作为偏移而进入测量结果。
第二参考阻抗94优选以下面的方式来使用。首先，控制多路复用器48以使其将感测电极12切换到保护节点22。测量电子设备由此变得对未知阻抗16的任何变化不灵敏。经由另一个数字输出端102，微控制器30闭合开关98。随后控制多路复用器96以交替地将第二参考阻抗94在保护电压的一半周期期间连接到保护节点22并且在保护电压的另一半周期期间连接到互阻抗放大器50的电流输入端54。多路复用器94的切换动作由微控制器30的第四PWM输出端100控制。在该测量期间PWM输出端28和100上的信号的频率相同并且微控制器30的软件控制这些信号之间的相移。微控制器30在优选相隔90度的两个相移值之间交替改变相移。针对这些相移值中的每一个测量流入第二参考阻抗94的电流产生两个实值测量，在此被表示为γ1和γ2，或一个复值γ＝γ1+jγ2，其对应于第二参考阻抗的复阻抗。该布置具有的优点在于，参考阻抗94被单独测量并且与未知阻抗独立。假定值α和γ是使用相同的相位偏移获得的，微控制器能够将未知电容计算为ZX＝ZREF2α/γ，其中ZREF2是第二参考阻抗94的已知值。值得注意的是，第二参考阻抗94能够用作第一参考阻抗88的替代物或补充。实施两个(或甚至更多)参考阻抗增加了***的冗余并且在需要高的故障检测可能性的情况下可能是有用的。
另外，能够测量公共节点与地之间的偏移电容以及多路复用器96的输出端与地之间的偏移电容的和，假定多路复用器96的寄生电容显著小于偏移电容。对于这种测量，微控制器30断开开关98，但是以其它方式保持与γ的测量相同的***构造。在这种情况下，该测量产生复值，在下文中表示为γ'，其对应于多路复用器96的偏移阻抗(或偏移电容)。假定用于测量电子设备中的所有多路复用器大体上相同，则可以从所测量的未知阻抗中减去多路复用器的寄生偏移阻抗以获得测量的较高准确度。
还是如图1所示，电容感测装置10可以包括多个感测电极和/或保护电极。第二感测电极12a经由屏蔽电缆20a的芯导体46a连接到第二感测节点44a。多路复用器48a被提供用于将感测节点44a交替连接到互阻抗放大器50的电流输入端54以及连接到保护节点22。当电容感测装置10独立测量第一未知阻抗16时，微控制器30控制多路复用器48a使得第二感测电极12a连接到保护节点22。微控制器30利用第五PWM输出端28a控制多路复用器48a。第二感测电极12a的灵敏度通过第二屏蔽电极14a朝向一侧降低，第二屏蔽电极14a经由屏蔽电缆20a的屏蔽导体24a连接到保护节点22。EMI保护电容器58a与电容器38一起确保高频电流可以流到电路接地而大体上不扰乱互阻抗放大器50和其它测量电子设备。当电容感测装置10独立测量第二未知阻抗16a时，微控制器30控制多路复用器48使得第一感测电极12在操作多路复用器48a的同时连接到保护节点22，如上面针对第一多路复用器48所描述的。
尽管在图1中仅示出了两个天线布置，但是应该注意的是，能够以与所示的相类似的方式连接更多天线布置。
电容器38、58和58a确保在所谓的BCI(大电流注入)测试期间注入到传感器电缆中的RF电流大体上通过电容器58和38或58a和38而流入电路接地而不是流入测量电子设备。另外，经由多路复用器48或48a流入节点54的剩余RF电流在很大程度上跨过电容器56和38而流入电路接地。
在图1所示的实施例的优选实施方式中，已经选择了下面的***参数：
-电阻32＝330Ω
-电容34＝2.7nF
-电感36＝560μH
-电容38＝4.7nF
-电阻40＝3.3kΩ
-电容42＝10nF
-电容56＝47nF
-电容58＝470pF
-电阻50＝100kΩ
-电阻62＝100Ω
-电容64＝1nF
-电阻72＝3.6kΩ
-电阻74＝33kΩ
-电容80＝22nF
-电阻76＝33kΩ
-电阻78＝10kΩ
-电容82＝680pF
-阻抗88＝100kΩ
-阻抗94＝100kΩ
-电容58a＝470pF
-DC电压源86的电压＝2.5V
-微控制器电源电压＝5V
-操作频率(即保护电压的频率)＝125kHz
尽管已经详细描述了具体实施例，本领域技术人员将会认识到，对那些细节的各种修改和替代物可以按照公开内容的整个教导来发展。本文指示的任何数量值同样仅为了说明的目的而提供。因此，所公开的特定布置仅表示说明性的而非对本发明的范围进行限定，本发明的范围将由所附权利要求及其任何和全部等同物的完整宽度来给出。

Claims (10)

1.一种电容感测装置(10)，包括
天线电极，其用于响应于在所述天线电极中引起的交变电压而发射交变电场；
控制和评估电路，其被配置为通过将电流注入到所述天线电极来保持所述交变电压等于交变参考电压，并且被配置为测量所述电流；
其特征在于，
所述控制和评估电路包括：
具有用于提供数字信号的数字输出端的微控制器；以及
低通滤波器，其操作连接到所述数字输出端以用于通过对所述数字信号进行低通滤波来产生所述交变参考电压，并且所述控制和评估电路包括互阻抗放大器，所述互阻抗放大器具有：操作连接到所述天线电极的电流输入端；参考电压输入端，其操作连接到所述低通滤波器以用于接收所述交变参考电压；以及经由反馈网络与所述电流输入端操作连接的输出端，所述互阻抗放大器被配置为用于通过引起流过参考网络并且流入所述天线电极的电流来防止所述电流输入端与所述参考电压输入端之间的电势差，所述输出端被配置为输出指示所述电流的测量电压。
2.如权利要求1所述的电容感测装置，包括驱动屏蔽电极，所述驱动屏蔽电极操作连接到所述低通滤波器以用于施加所述交变参考电压。
3.如权利要求2所述的电容感测装置，包括屏蔽电缆，所述屏蔽电缆包括芯导体以及围绕所述芯导体的屏蔽导体，其中所述天线电极经由所述芯导体而与所述控制和评估电路操作连接，并且其中，所述驱动屏蔽电极经由所述屏蔽导体而操作连接到所述低通滤波器。
4.如权利要求1至3中的任一项所述的电容感测装置，其中，操作连接到所述数字输出端的所述低通滤波器包括LC低通滤波器。
5.如权利要求1至3中的任一项所述的电容感测装置，包括至少一个标准阻抗，所述至少一个标准阻抗能够利用开关而与所述天线电极并行受控切换，所述开关与所述至少一个标准阻抗串联布置并且由所述微控制器控制。
6.如权利要求1所述的电容感测装置，其中，所述微控制器包括测量输入端，其中，所述互阻抗放大器的所述输出端经由另一个低通滤波器而与所述测量输入端操作连接，所述另一个低通滤波器包括偏移校正电路。
7.如权利要求1至3中的任一项所述的电容感测装置，其中，所述电流输入端经由多路复用器而操作连接到所述天线电极，所述多路复用器被配置为将所述天线电极交替地切换到所述电流输入端和所述参考电压输入端。
8.如权利要求7所述的电容感测装置，其中，所述多路复用器被配置为交替地将所述天线电极在所述交变参考电压的第一半周期期间切换到所述电流输入端，而在所述交变参考电压的第二半周期期间切换到所述参考电压输入端。
9.如权利要求1至3中的任一项所述的电容感测装置，包括第一分流电容器和第二分流电容器，所述第一分流电容器连接在所述天线电极与所述互阻抗放大器的所述参考电压输入端之间，并且所述第二分流电容器连接在所述参考电压输入端与电路接地之间。
10.一种组合的电容感测和加热***，包括如权利要求1所述的电容感测装置，其中，所述天线电极是加热电路的一部分。
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