CN107113258B - 相干光学接收器中光学通信信号的数字信号处理 - Google Patents

相干光学接收器中光学通信信号的数字信号处理 Download PDF

Info

Publication number
CN107113258B
CN107113258B CN201580073378.7A CN201580073378A CN107113258B CN 107113258 B CN107113258 B CN 107113258B CN 201580073378 A CN201580073378 A CN 201580073378A CN 107113258 B CN107113258 B CN 107113258B
Authority
CN
China
Prior art keywords
output
equalizer
optical
symbol sequence
phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN201580073378.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107113258A (zh
Inventor
F.卡瓦列雷
M.塞孔迪尼
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Original Assignee
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB filed Critical Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Publication of CN107113258A publication Critical patent/CN107113258A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107113258B publication Critical patent/CN107113258B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • G—PHYSICS
    • G02—OPTICS
    • G02F—OPTICAL DEVICES OR ARRANGEMENTS FOR THE CONTROL OF LIGHT BY MODIFICATION OF THE OPTICAL PROPERTIES OF THE MEDIA OF THE ELEMENTS INVOLVED THEREIN; NON-LINEAR OPTICS; FREQUENCY-CHANGING OF LIGHT; OPTICAL LOGIC ELEMENTS; OPTICAL ANALOGUE/DIGITAL CONVERTERS
    • G02F2/00—Demodulating light; Transferring the modulation of modulated light; Frequency-changing of light
    • G02F2/002—Demodulating light; Transferring the modulation of modulated light; Frequency-changing of light using optical mixing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H04B10/6165—Estimation of the phase of the received optical signal, phase error estimation or phase error correction
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/64—Heterodyne, i.e. coherent receivers where, after the opto-electronic conversion, an electrical signal at an intermediate frequency [IF] is obtained
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J14/00—Optical multiplex systems
    • H04J14/02—Wavelength-division multiplex systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03592—Adaptation methods
    • H04L2025/03598—Algorithms
    • H04L2025/03675—Blind algorithms using gradient methods
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04Q—SELECTING
    • H04Q11/00—Selecting arrangements for multiplex systems
    • H04Q11/0001—Selecting arrangements for multiplex systems using optical switching
    • H04Q11/0005—Switch and router aspects
    • H04Q2011/0007—Construction
    • H04Q2011/0011—Construction using wavelength conversion

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Optics & Photonics (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

一种在用于光学通信网络的相干光学接收器中使用的数字信号处理DSP单元（10）。DSP单元包括自适应均衡器（12）和处理块（22）。均衡器（12）包括：用于接收电信号的输入端口，每个电信号对应于由相干光学接收器接收的光学信号的不同的偏振状态；以及输出端口，其每个连接到处理分支（14）。处理分支包括符号序列估计器SSE（16）和载波相位估计器CPE（18），载波相位估计器包括用于接收从处理分支的输出录制的信号的输入。CPE的输出连接到与SSE和均衡器的相应输出端口互连的相位调节器（20）。处理块（22）连接到相位调节器的输出和均衡器的输出中的至少一个、CPE的输出、以及处理分支的输出。

Description

相干光学接收器中光学通信信号的数字信号处理
技术领域
本发明涉及在用于光学通信网络的相干光学接收器中使用的数字信号处理单元，以及涉及用于包括所述数字信号处理单元的光学通信网络的相干光学接收器。本发明还涉及用于相干光学接收器中光学通信信号的数字信号处理的方法。
背景技术
相干光纤***中接收的信号受传播减损（例如偏振旋转、色度色散、偏振模式色散）的影响。相干光纤***中的相位和频率偏移补偿问题例如被M. Kuschnerov等人在"DSPfor Coherent Single-Carrier Receivers"（J.Lightwave Technol,vol.27,no.16,page3614,15 August 2009）中论述。在常规波分复用WDM光学通信***中，采用直交信令（诸如Nyquist WDM），光纤减损通过自适应2D前馈均衡器2D-FFE（也称为蝴蝶均衡器）来被补偿。均衡器通过尝试最小化均衡的样本与传送的符号之间的均方误差MSE的随机梯度算法的方法来被简单配置并自适应控制。以该方式，2D-FFE最小化噪声和符号间干扰ISI对MSE的贡献。然而，在基于时间频率打包TFP的相干***中，该策略不再是最优的。实际上，2D-FFE的作用应该是：在不尝试移除由TFP有意引入的ISI的情况下，补偿光纤减损和执行匹配的滤波。在2D-FFE之后，最大后验概率MAP检测器（比如通过 Bahl、Cocke、Jelinek、Raviv、BCJR算法实现的）应该处理该ISI。而且，控制策略应该是自适应的，并且不应该要求构成传送器（驱动器、调制器、滤波器）和接收器（滤波器、光电检测器、模数转换器）的各种元件的传递函数的先验知识。最后，控制策略还应该处理与频率偏移和相位噪声补偿算法的可能交互。
发明内容
目的是提供在用于光学通信网络的相干光学接收器中使用的改进的数字信号处理单元。另外目的是，提供用于光学通信网络（包括）的改进的相干光学接收器。另外目的是，提供用于相干光学接收器中的光学通信信号的数字信号处理的改进方法。
本发明的第一方面提供一种在用于光学通信网络的相干光学接收器中使用的数字信号处理单元。所述数字信号处理单元包括自适应均衡器和处理块。所述自适应均衡器包括用于接收电信号的多个输入端口和多个输出端口。每个电信号对应于由相干光学接收器接收的光学信号的不同的偏振状态。每个输出端口连接到处理分支，其中处理分支包括至少一个符号序列估计器和载波相位估计器。载波相位估计器包括用于接收从处理分支的输出录制的信号的输入。载波相位估计器的输出连接到与符号序列估计器和自适应均衡器的相应输出端口互连的相位调节器。处理块连接到相位调节器的输出和自适应均衡器的输出中的至少一个、载波相位估计器的输出、以及处理分支的输出。
数字信号处理DSP单元可以区分由于光纤传播减损引起的ISI（其由自适应均衡器补偿）与由TFP有意引入的ISI（其由符号序列估计器负责）。以该方式，DSP单元可以确保自适应均衡器与符号序列估计器之间任务的恰当分配。DSP单元可使具有高ISI的信号（如在TFP的情况中）能够被正确接收。
在实施例中，处理块布置成执行同时的信道响应系数估计和均衡器系数估计。处理块布置成向符号序列估计器提供所得到的信道响应系数，并且向自适应均衡器提供所得到的均衡器系数。DSP单元可以区分由于光纤传播减损引起的ISI与由TFP有意引入的ISI，并且可以确保自适应均衡器与符号序列估计器之间任务的恰当分配。
在实施例中，处理块布置成执行由用于估计均衡器系数的第一关系式和用于估计信道响应系数的第二关系式构成的梯度算法。符号序列估计器布置成使用信道响应系数来执行符号序列估计算法。如在常规相干光学***中一样，DSP单元基于随机梯度算法，但可区分由于光纤传播减损引起的ISI与由TFP有意引入的ISI。DSP单元可以因此确保自适应均衡器与符号序列估计器之间任务的恰当分配。
在实施例中，梯度算法是迭代数据辅助随机梯度算法，其布置成最小化从自适应均衡器输出的选择的均衡的信号样本与估计的信道样本之间的误差ek。如在常规相干光学***中一样，DSP单元基于随机梯度算法，但可区分由于光纤传播减损引起的ISI与由TFP有意引入的ISI。DSP单元可以因此确保自适应均衡器与符号序列估计器之间任务的恰当分配。
在实施例中，第一关系式布置成通过从先前均衡器系数C (k) 中减去第一更新值来估计均衡器系数C (k+1) ，第一更新值与误差ek是成比例的，并且第二关系式用于通过向先前信道响应系数h (k) 加上第二更新值来估计信道响应系数h (k+1) ，第二更新值与误差ek是成比例的。通过使用随机梯度算法的该变化，DSP单元可执行同时的信道响应系数和均衡器系数估计。这可使DSP单元能够区分由于光纤传播减损引起的ISI与由TFP有意引入的ISI，并且因此确保自适应均衡器与符号序列估计器之间任务的恰当分配。
在实施例中，第一关系式是：
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE002
，
其中
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE004
是第一步长（step-size）增益，gk是对于第k个均衡的信号样本sk的相位估计的列向量，并且Nc是自适应均衡器的抽头数量。第二关系式是：
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE006
，
其中
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE008
是第二步长增益，xk+i是传送的符号的列向量，并且LT是由符号序列估计器使用的信号样本数量。
通过使用随机梯度算法的该变化，DSP单元可执行同时的信道响应系数和均衡器系数估计。这可使DSP单元能够区分由于光纤传播减损引起的ISI与由TFP有意引入的ISI，并且因此确保自适应均衡器与符号序列估计器之间任务的恰当分配。该随机梯度算法的关系式要求传送的符号的知识。虽然均衡器系数需要被连续地更新以跟踪光纤信道的变化，总信道响应的系数{hi}不随时间改变，并且当设立链路时仅能被估计一次。算法的初始收敛能通过已知训练序列的使用来保证，而光纤信道的慢跟踪能通过根据第一关系式仅更新均衡器系数来实现。这可以按照比采样速率1/T低得多的速率和采用显著的延迟来完成。这可允许DSP单元与导频符号一起使用，和/或用最终判定替代传送的符号（在整个码字的成功解码之后），其中对信息速率和性能的影响是可忽略的。
在实施例中，由相干光学接收器接收的光学信号携带传送的符号序列以及以速率rp均匀***在序列中的导频符号。载波相位估计器配置成利用导频信号提供载波相位的粗略初始估计。这可使迭代数据辅助随机梯度算法能够自我引导（bootstrap），因为在第一迭代，初步符号判定是不可用的。
在实施例中，自适应均衡器的输出端口中的每个连接到单独处理分支。每个单独处理分支包括至少一个所述符号序列估计器、所述载波相位估计器以及与所述至少一个符号序列估计器和自适应均衡器的相应输出端口互连的相位调节器。处理块连接到相位调节器的输出和自适应均衡器的输出中的至少一个、每个载波相位估计器的输出、以及处理分支的输出。DSP单元可处理双偏振信号，每个处理分支接收从均衡器输出的相应电信号并对应于偏振的一个状态。
在实施例中，每个单独处理分支包括以并行方式布置的两个符号序列估计器。其中，一个符号序列估计器接收同相分量，且另一个符号序列估计器接收从自适应均衡器输出的信号的正交分量。每个分支的载波相位估计器的输出连接到与符号序列估计器和自适应均衡器的相应输出端口互连的相位调节器。DSP单元可因此单独处理从自适应均衡器输出的信号的同相和正交分量。DSP单元可用于处理双偏振正交相位移位键控DP-QPSK调制信号。
在实施例中，每个处理分支包括连接到每个符号序列估计器的输出的相应前向误差校正FEC解码器，其中CPE单元的输入从FEC解码器的输出录制。
在实施例中，FEC解码器是低密度奇偶校验LDPC解码器。
在实施例中，符号序列估计器是最大后验MAP检测器和最大似然序列检测器MLSD中的一个。
在实施例中，信道响应系数通过使用最大似然序列估计MLSE算法来用于Ungerboeck观察模型。
在实施例中，最大后验MAP检测器是Bahl、Cocke、Jelinek、Raviv、BCJR检测器。每个BCJR检测器和LDPC解码器对迭代地交换信息，以根据如例如在J.Hagenauer的"Theturbo principle: Tutorial introduction and state of the art,"（Proc.International Symposium on Turbo Codes and Related Topics）中所描述的turbo原理来实现最大后验概率MAP检测。DSP单元可确保自适应均衡器与BCJR检测器之间任务的恰当分配，从而提供自适应均衡器的正确配置和对于BCJR检测器的检测度量。
在实施例中，每个BCJR检测器是2LT-状态BCJR检测器。
在实施例中，载波相位估计器是判定导向的载波相位估计单元，并且相位调节器是复数乘法器。可因此采用基于Tikhonov参数化算法并考虑ISI的载波相位估计来应对激光器相位噪声。
在实施例中，载波相位估计器是非判定导向的载波相位估计单元。
在实施例中，输出端口数量等于输入端口数量。
在实施例中，自适应均衡器是自适应2D前馈均衡器2D-FFE。2D-FFE可补偿线性传播减损，诸如群速色散GVD偏振旋转和偏振模式色散PMD，以及DSP单元内匹配的滤波器的完整实现。DSP单元可确保2D-FFE与BCJR检测器之间任务的恰当分配，从而提供2D-FFE的正确配置和对于BCJR检测器的检测度量。
在实施例中，数字信号处理单元还包括配置成用于补偿传送器中第一激光器与接收器中第二激光器之间的频率偏移的补偿器，所述补偿器连接在输入与自适应均衡器之间。
在实施例中，数字信号处理单元还包括输入，该输入用于接收携带样本的向量的电信号。每个样本对应于不同的偏振状态。该输入操作以将向量分离成单独的信号，每个信号具有不同的偏振状态。
在实施例中，该输入用于接收携带包括每偏振状态一个复数样本的样本的列向量的电信号。补偿器配置成补偿第一激光器与第二激光器之间的任何大且缓慢变化的频率偏移f0的存在。数字信号处理单元配置成获得频率偏移估计
Figure DEST_PATH_IMAGE010
,其通过采用频率估计算法在已知训练序列上在训练阶段期间被获得。可使用在U. Mengali和M. Morelli的“Data-Aided Frequency Estimation for Burst Digital transmission”（IEEE Transactionson Communications, vol.45, no.1, page 23,January 1997）中描述的频率估计算法。数字信号处理单元配置成基于判定的符号更新频率偏移估计。
在实施例中，数字信号处理单元具有多对输入，例如2、4、6对输入端口，并且包括如上面所描述的自适应均衡器、处理块和处理分支的多个副本。
本发明的第二方面提供了一种用在光学通信网络中的相干光学接收器。相干光学接收器包括光学输入、分离器、激光器、两个2x2 90°光学混合器、四对平衡的光电检测器和数字信号处理单元。光学输入布置成接收光学信号。分离器布置成将接收的光学信号分离成两个直交的偏振状态。激光器布置成作为本地振荡器操作以生成第二光学信号。所述两个2x2 90°光学混合器布置成将从分离器接收的所述两个直交的偏振状态的光场与第二光学信号的光场组合。第一两对光电检测器连接到第一光学混合器，而第二两对光电检测器连接到第二光学混合器。所述四对光电检测器包括布置成输出表示所接收的光学信号的所述两个直交的偏振状态的同相和正交分量的电信号的四个输出。所述四个输出连接到四个模数转换器，并且所述四个模数转换器的输出连接到数字信号处理单元。数字信号处理单元包括自适应均衡器和处理块。自适应均衡器包括用于接收电信号的多个输入端口和多个输出端口。每个电信号对应于由相干光学接收器接收的光学信号的不同的偏振状态。输出端口中的每个连接到处理分支，其中处理分支包括至少一个符号序列估计器和载波相位估计器。载波相位估计器包括用于接收从处理分支的输出录制的信号的输入。载波相位估计器的输出连接到与符号序列估计器和自适应均衡器的相应输出端口互连的相位调节器。处理块连接到相位调节器的输出和自适应均衡器的输出中的至少一个、载波相位估计器的输出、以及处理分支的输出。
相干接收器可以区分由于光纤传播减损引起的ISI（其由自适应均衡器补偿）与由TFP有意引入的ISI（其由符号序列估计器负责）。以该方式，DSP单元可以确保接收器的自适应以及自适应均衡器与符号序列估计器之间任务的恰当分配。DSP单元可使具有高ISI的信号（如在TFP的情况中）能够被相干接收器正确接收。
在实施例中，光学信号具有时间频率打包调制格式。DSP单元可使具有高ISI的信号（如在TFP的情况中）能够被正确接收。
在实施例中，处理块布置成执行同时的信道响应系数估计和均衡器系数估计。处理块布置成向符号序列估计器提供所得到的信道响应系数，并且向自适应均衡器提供所得到的均衡器系数。DSP单元可以区分由于光纤传播减损引起的ISI与由TFP有意引入的ISI，并且可以确保自适应均衡器与符号序列估计器之间任务的恰当分配。
在实施例中，处理块布置成执行由用于估计均衡器系数的第一关系式和用于估计信道响应系数的第二关系式构成的梯度算法。符号序列估计器布置成使用信道响应系数来执行符号序列估计算法。如在常规相干光学***中一样，DSP单元基于随机梯度算法，但可区分由于光纤传播减损引起的ISI与由TFP有意引入的ISI。DSP单元可以因此确保自适应均衡器与符号序列估计器之间任务的恰当分配。
在实施例中，梯度算法是迭代数据辅助随机梯度算法，其布置成最小化从自适应均衡器被输出的选择的均衡的信号样本与估计的信道样本之间的误差ek。如在常规相干光学***中一样，DSP单元基于随机梯度算法，但可区分由于光纤传播减损引起的ISI与由TFP有意引入的ISI。DSP单元可以因此确保自适应均衡器与符号序列估计器之间任务的恰当分配。
在实施例中，第一关系式布置成通过从先前均衡器系数C (k) 中减去第一更新值来估计均衡器系数C (k+1) ，第一更新值与误差ek是成比例的，并且第二关系式用于通过向先前信道响应系数h (k) 加上第二更新值来估计信道响应系数h (k+1) ，第二更新值与误差ek是成比例的。通过使用随机梯度算法的该变化，DSP单元可执行同时的信道响应系数和均衡器系数估计。这可使DSP单元能够区分由于光纤传播减损引起的ISI与由TFP有意引入的ISI，并且因此确保自适应均衡器与符号序列估计器之间任务的恰当分配。
在实施例中，第一关系式是：
Figure DEST_PATH_IMAGE002A
，
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE011
是第一步长增益，gk是对于第k个均衡的信号样本sk的相位估计的列向量，并且Nc是自适应均衡器的抽头数量。第二关系式是：
Figure DEST_PATH_IMAGE006A
，
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE008A
是第二步长增益，xk+i是传送的符号的列向量，并且LT是由符号序列估计器使用的信号样本数量。
通过使用随机梯度算法的该变化，DSP单元可执行同时的信道响应系数和均衡器系数估计。这可使DSP单元能够区分由于光纤传播减损引起的ISI与由TFP有意引入的ISI，并且因此确保自适应均衡器与符号序列估计器之间任务的恰当分配。该随机梯度算法的关系式要求传送的符号的知识。虽然均衡器系数需要连续地被更新以跟踪光纤信道的变化，总信道响应的系数{hi}不随时间改变，并且当设立链路时仅能被估计一次。该算法的初始收敛能通过已知训练序列的使用来保证，而光纤信道的慢跟踪能通过根据第一关系式仅更新均衡器系数来实现。这可以按照比采样速率1/T低得多的速率和采用显著的延迟来完成。这可允许DSP单元与导频符号一起使用，和/或用最终判定替代传送的符号（在整个码字成功解码之后），其中对信息速率和性能的影响是可忽略的。
在实施例中，由相干光学接收器接收的光学信号携带传送的符号序列以及以速率rp均匀***在序列中的导频符号。载波相位估计器配置成利用导频信号提供载波相位的粗略初始估计。这可使迭代数据辅助随机梯度算法能够自我引导，因为在第一迭代，初步符号判定是不可用的。
在实施例中，自适应均衡器的输出端口中的每个连接到单独处理分支。每个单独处理分支包括至少一个所述符号序列估计器、所述载波相位估计器以及与所述至少一个符号序列估计器和自适应均衡器的相应输出端口互连的相位调节器。处理块连接到相位调节器的输出和自适应均衡器的输出中的至少一个、每个载波相位估计器的输出、以及处理分支的输出。DSP单元可处理双偏振信号，每个处理分支接收从均衡器输出的相应电信号并对应于偏振的一个状态。
在实施例中，每个单独处理分支包括以并行方式布置的两个符号序列估计器。其中，一个符号序列估计器接收同相分量，且另一个符号序列估计器接收从自适应均衡器输出的信号的正交分量。每个分支的载波相位估计器的输出连接到与符号序列估计器和自适应均衡器的相应输出端口互连的相位调节器。DSP单元可因此单独处理从自适应均衡器输出的信号的同相和正交分量。DSP单元可用于处理双偏振正交相位移位键控DP-QPSK调制信号。
在实施例中，每个处理分支包括连接到每个符号序列估计器的输出的相应前向误差校正FEC解码器，其中CPE单元的输入从FEC解码器的输出录制。
在实施例中，FEC解码器是低密度奇偶校验LDPC解码器。
在实施例中，符号序列估计器是最大后验MAP检测器和最大似然序列检测器MLSD中的一个。
在实施例中，信道响应系数通过使用最大似然序列估计MLSE算法来用于Ungerboeck观察模型。
在实施例中，最大后验MAP检测器是Bahl、Cocke、Jelinek、Raviv、BCJR检测器。每个BCJR检测器和LDPC解码器对迭代地交换信息，以根据如例如在J.Hagenauer的"Theturbo principle: Tutorial introduction and state of the art," （Proc.International Symposium on Turbo Codes and Related Topics）中所描述的turbo原理来实现最大后验概率MAP检测。DSP单元可确保自适应均衡器与BCJR检测器之间任务的恰当分配，从而提供自适应均衡器的正确配置和对于BCJR检测器的检测度量。
在实施例中，每个BCJR检测器是2LT-状态BCJR检测器。
在实施例中，载波相位估计器是判定导向的载波相位估计单元，并且相位调节器是复数乘法器。可因此采用基于Tikhonov参数化算法和考虑ISI的载波相位估计来应对激光器相位噪声。
在实施例中，载波相位估计器是非判定导向的载波相位估计单元。
在实施例中，输出端口数量等于输入端口数量。
在实施例中，自适应均衡器是自适应2D前馈均衡器2D-FFE。2D-FFE可补偿线性传播减损，诸如群速色散GVD偏振旋转和偏振模式色散PMD，以及DSP单元内匹配的滤波器的完整实现。DSP单元可确保2D-FFE与BCJR检测器之间任务的恰当分配，从而提供2D-FFE的正确配置和对于BCJR检测器的检测度量。
在实施例中，数字信号处理单元还包括配置成用于补偿传送器中第一激光器与接收器中第二激光器之间的频率偏移的补偿器，所述补偿器连接在输入与自适应均衡器之间。
在实施例中，数字信号处理单元还包括用于接收携带样本的向量的电信号的输入。每个样本对应于不同的偏振状态。该输入操作以将向量分离成单独的信号，每个信号具有不同的偏振状态。
在实施例中，该输入用于接收携带包括每偏振状态一个复数样本的样本的列向量的电信号。补偿器配置成补偿第一激光器与第二激光器之间的任何大且缓慢变化的频率偏移f0的存在。数字信号处理单元配置成获得频率偏移估计
Figure DEST_PATH_IMAGE010A
，其通过采用频率估计算法在已知训练序列上的训练阶段期间被获得。可使用在U. Mengali和M. Morelli的“Data-Aided Frequency Estimation for Burst Digital transmission”（IEEE Transactionson Communications, vol.45, no.1, page 23,January 1997）中描述的频率估计算法。数字信号处理单元配置成基于判定的符号更新频率偏移估计。
在实施例中，数字信号处理单元具有多对输入，例如2、4、6对输入端口，并且包括如上面所描述的自适应均衡器、处理块和处理分支的多个副本。
在实施例中，相干光学接收器还包括布置成分离第二光学信号的偏振维持分离器。
本发明的第三方面提供了一种在用于光学通信网络的相干光学接收器中使用的数字信号处理单元，所述数字信号处理单元包括：
- 自适应2D前馈均衡器2D-FFE，包括用于接收单独信号的端口，每个信号具有不同的偏振状态和与位于对2D-FFE均衡器的输入的偏振状态的数量相等的多个输出端口，其中输出端口中的每个连接到单独处理分支，并且其中每个处理分支包括：
- 并行布置的两个BCJR检测器，用于对误差校正码解码，其中一个BCJR检测器接收同相分量，且另一BCJR检测器接收从2D-FFE均衡器输出的信号的正交分量；
- 两个LDPC解码器，每个LDPC解码器连接到所述BCJR检测器中的一个；
- 判定导向的载波相位估计CPE单元，其包括用于接收从单独处理分支的输出录制的信号的输入，其中CPE单元的输出连接到与BCJR检测器和2D-FFE均衡器的输出互连的复数乘法器，
其中数字信号处理单元还包括处理块，所述处理块连接到CPE单元的输出、处理分支的输出以及至少连接到2D-FFE均衡器的输出或复数乘法器的输出。
在实施例中，数字信号处理单元还包括用于接收携带样本的向量的电信号的输入，每个样本对应于不同的偏振状态，其中输入可操作用于将向量分离成单独信号，每个信号具有不同的偏振状态。
本发明的第四方面提供了一种用于在光学通信网络中的相干光学接收器，所述接收器包括：
- 光学输入，用于接收光学信号；
- 分离器（PBS），用于将接收的光学信号分离成两个直交的偏振状态；
- 激光器，其作为本地振荡器操作，用于生成第二光学信号；
- 两个2x4 90°光学混合器，用于将从分离器接收的直交的偏振状态中的光学与本地振荡器（LO）激光器的光场组合；
- 四对平衡的光电检测器，第一两对光电检测器连接到第一光学混合器，且第二两对光电检测器连接到第二光学混合器；
四对光电检测器，包括四个输出，所述四个输出用于输出表示分离成所接收的两个直交的偏振状态的光学信号的同相和正交分量的电信号，所述四个输出连接到四个模数转换器，并且四个模数转换器的输出根据前述实施例连接到数字信号处理单元。
本发明的第五方面提供了一种用于在相干光学接收器中光学通信信号的数字信号处理的方法。所述方法包括步骤a.到e.。步骤a.包括接收电信号，每个电信号对应于由所述光学接收器接收的光学信号的不同的偏振状态。步骤b.包括在样本上执行自适应均衡以获得均衡的样本，所述自适应均衡使用均衡器系数。步骤c.包括在均衡的样本上执行符号序列估计以获得判定的符号。步骤d.包括在判定的符号上执行载波相位估计以获得相位补偿，并将相位补偿应用到均衡的样本。步骤e.包括执行同时的信道响应系数估计和均衡器系数估计。其中重复步骤e.，并且使用从步骤e.得到的信道响应系数和均衡器系数迭代地执行步骤b.到d.，直到相位补偿后的所述均衡的样本与估计的信道样本之间的误差被最小化。
该方法可使由于光纤传播减损引起的ISI（其由自适应均衡补偿）能够与由TFP有意引入的ISI（其由符号序列估计负责）相区分。以该方式，所述方法可确保在自适应均衡与符号序列估计的步骤之间任务的恰当分配。所述方法可使具有高ISI的信号（如在TFP的情况中）能够正确地被接收。
在实施例中，光学通信信号具有时间频率打包调制格式。所述方法可使TFP信号能够正确地被接收。
在实施例中，步骤e.包括执行由用于估计均衡器系数的第一关系式和用于估计信道响应系数的第二关系式构成的梯度算法。在每个迭代期间，使用在步骤e.中最近估计的均衡器系数来执行步骤b.，并且使用在步骤e.中最近估计的信道响应系数来执行步骤d.。所述方法可使由于光纤传播减损引起的ISI能够与由TFP有意引入的ISI相区分，并且可确保在自适应均衡与符号序列估计的步骤之间任务的恰当分配。所述方法可使具有高ISI的信号（如在TFP的情况中）能够正确地被接收。
在实施例中，梯度算法是迭代数据辅助随机梯度算法，其布置成最小化在相位补偿后的所述均衡的样本与估计的信道样本之间的误差ek。所述方法可提供均衡策略，该策略基于随机梯度算法，如在常规相干光学***中一样，但可区分由于光纤传播减损引起的ISI与由TFP有意引入的ISI。所述方法可确保在自适应均衡与符号序列估计的步骤之间任务的恰当分配。
在实施例中，第一关系式布置成通过从先前均衡器系数
Figure DEST_PATH_IMAGE013
中减去第一更新值来估计均衡器系数
Figure DEST_PATH_IMAGE015
，第一更新值与所述误差ek是成比例的，并且第二关系式用于通过向先前信道响应系数
Figure DEST_PATH_IMAGE017
加上第二更新值来估计信道响应系数
Figure DEST_PATH_IMAGE019
，第二更新值与所述误差ek是成比例的。通过使用随机梯度算法的这个变化，所述方法可执行同时的信道响应系数和均衡器系数估计。这可使所述方法能够区分由于光纤传播减损引起的ISI与由TFP有意引入的ISI，并且确保在自适应均衡与符号序列估计的步骤之间任务的恰当分配。
在实施例中，第一关系式是：
Figure DEST_PATH_IMAGE021
，
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE023
是第一步长增益，gk是对于第k个均衡的信号样本sk的相位估计的列向量，并且Nc是用于执行自适应均衡的自适应均衡器的抽头数量。第二关系式是：
Figure DEST_PATH_IMAGE025
，
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE027
是第二步长增益，xk+i是传送的符号的列向量，并且LT是用于执行所述符号序列估计的信号样本数量。
通过使用随机梯度算法的这个变化，所述方法可执行同时的信道响应系数和均衡器系数估计。这可使所述方法能够区分由于光纤传播减损引起的ISI与由TFP有意引入的ISI，并且因此确保在自适应均衡与符号序列估计的步骤之间任务的恰当分配。这个随机梯度算法的关系式要求传送的符号的知识。虽然均衡器系数需要被不断更新以跟踪光纤信道的变化，但总信道响应的系数{hi}不随时间改变，并且当设立链路时仅能被估计一次。算法的初始收敛能通过使用已知训练序列来保证，而光纤信道的慢跟踪能通过根据第一关系式仅更新均衡器系数来实现。这可按照比采样速率1/T低得多的速率和采用显著的延迟来完成。这可允许所述方法与导频符号一起使用，和/或用最终判定替代传送的符号（在整个码字被成功解码之后），其中对信息速率和性能的影响是可忽略的。
在实施例中，光学信号携带传送的符号的序列以及以速率rp均匀***在序列中的导频符号。步骤d.的载波相位估计配置成利用导频信号提供载波相位的粗略初始估计。这可使迭代数据辅助随机梯度算法能够自我引导，因为在第一迭代，初步符号判定是不可用的。
在实施例中，在对应于每个偏振状态的样本上单独执行步骤b.到e.。
在实施例中，对应于每个偏振状态的样本包括对应于电信号（对应于所述偏振状态）的同相分量的样本和对应于电信号（对应于所述偏振状态）的正交分量的样本。在同相分量样本和正交分量样本上单独执行步骤c.到e.。
在实施例中，所述方法还包括：对在步骤c.中和步骤d.中获得的判定的符号执行前向误差校正，在前向误差校正之后在判定的符号上执行载波相位估计。
在实施例中，使用低密度奇偶校验LDPC前向误差校正码来执行前向误差校正。
在实施例中，使用最大后验MAP检测算法和最大似然序列估计算法MLSD中的一个来执行符号序列估计。
在实施例中，信道响应系数使用最大似然序列估计MLSE算法来用于Ungerboeck观察模型。
在实施例中，最大后验MAP估计算法是Bahl、Cocke、Jelinek、Raviv、BCJR算法。BCJR算法和LDPC码迭代地交换信息，以根据如例如在J. Hagenauer的"The turboprinciple: Tutorial introduction and state of the art"（Proc. InternationalSymposium on Turbo Codes and Related Topics）中所描述的turbo原理来实现最大后验概率MAP检测。
在实施例中，BCJR算法是2LT-状态BCJR算法。
在实施例中，载波相位估计是判定导向的载波相位估计。可因此采用基于Tikhonov参数化算法和考虑ISI的载波相位估计来应对激光器相位噪声。
在实施例中，载波相位估计是非判定导向的载波相位估计。
在实施例中，所述方法还包括：补偿用于生成光学信号的第一激光器与相干光学接收器中的第二激光器之间的频率偏移。在步骤a.与步骤b.之间执行频率偏移补偿。
在实施例中，所述方法还包括接收携带样本的向量的电信号。每个样本对应于不同的偏振状态。所述方法包括：将向量分离成单独信号，每个信号具有不同的偏振状态，所述单独信号形成在步骤a中接收的信号。
在实施例中，所述方法包括接收携带包括每偏振状态一个复数样本的样本的列向量的电信号。所述方法还包括补偿在用于生成光学信号的第一激光器与相干光学接收器中的第二激光器之间的任何大且缓慢变化的频率偏移f0的存在。所述方法包括获得频率偏移估计
Figure DEST_PATH_IMAGE029
，其通过采用频率估计算法在已知训练序列上在训练阶段期间被获得。可使用在U.Mengali和M. Morelli的“Data-Aided Frequency Estimation for Burst Digitaltransmission”（IEEE Transactions on Communications, vol.45, no.1, page 23,January 1997）中描述的频率估计算法。所述方法包括基于判定的符号更新频率偏移估计。在步骤a.与步骤b.之间执行频率偏移补偿。
在实施例中，自适应均衡是自适应2D前馈均衡2D-FFE。这可使所述方法能够补偿线性传播减损，诸如群速色散GVD偏振旋转、和偏振模式色散PMD，以及匹配的滤波器的完整实现。
一种计算机程序，包括指令，所述指令当在至少一个处理器上执行时促使所述至少一个处理器实行用于相干光学接收器中光学通信信号的数字信号处理的方法。
一种含有上述计算机程序的载体。所述载体是电子信号、光学信号、无线电信号或计算机可读存储介质中的一个。
现在将参考附图仅通过示例方式来描述本发明的实施例。
附图说明
图1是根据本发明第一实施例的数字信号处理单元的示意性表示；
图2是根据本发明第二实施例的数字信号处理单元的示意性表示；
图3是根据本发明第八实施例的数字信号处理单元的示意性表示；
图4是图3的数字信号处理单元的功能表示；
图5是根据本发明第九实施例的数字信号处理单元的示意性表示；
图6是根据本发明第十实施例的数字信号处理单元的示意性表示；
图7是根据本发明第十一实施例的数字信号处理单元的示意性表示；
图8是根据本发明第十二实施例的数字信号处理单元的示意性表示；
图9是根据本发明第十三实施例的数字信号处理单元的示意性表示；
图10是根据本发明第十四实施例的数字信号处理单元的示意性表示；
图11是根据本发明第十五实施例的相干光学接收器的示意性表示；
图12是包括图11的相干光学接收器的光学通信网络的示意性表示；
图13示出了根据本发明第十六实施例的数字信号处理的方法的步骤；
图14示出了根据本发明第十八实施例的数字信号处理的方法的步骤；
图15示出了根据本发明第二十四实施例的数字信号处理的方法的步骤；以及
图16示出了根据本发明第二十五实施例的数字信号处理的方法的步骤。
具体实施方式
相同的参考编号将用于不同实施例中的对应特征。
参考图1，本发明的第一实施例提供在用于光学通信网络的相干光学接收器中使用的数字信号处理DSP单元10。DSP单元包括自适应均衡器12和处理块22。
自适应均衡器12包括用于接收电信号的多个输入端口24。每个电信号对应于由相干光学接收器接收的光学信号的不同的偏振状态。自适应均衡器还包括多个输出端口26。在该实施例中，输出端口数量等于输入端口数量，但备选地可存在比输入端口少的输出端口。输出端口中的每个连接到处理分支14，其包括符号序列估计器SSE 16、载波相位估计器CPE 18和相位调节器20。CPE包括用于接收从处理分支的输出录制的信号的输入。CPE的输出连接到相位调整调节器。相位调节器与SSE和自适应均衡器的相应输出端口互连。
处理块22连接到CPE的输出、处理分支的输出、相位调节器的输出和自适应均衡器的输出。
图2示出了根据本发明第二实施例的DSP单元30。该实施例的DSP单元30与前面实施例的DSP单元10相似，外加连接到SSE 16输出的前向误差校正FEC解码器32。CPE 22的输入从FEC解码器的输出被录制。
在第三实施例中，处理块布置成执行同时的信道响应系数估计和均衡器系数估计，并且布置成向SSE 16提供所得到的信道响应系数，并且向自适应均衡器12提供所得到的均衡器系数。
在第四实施例中，处理块22布置成执行由用于估计均衡器系数的第一关系式和用于估计信道响应系数的第二关系式构成的梯度算法。SSE 16布置成通过使用信道响应系数来执行符号序列估计算法。
在第五实施例中，由处理块22执行的梯度算法是迭代数据辅助随机梯度算法，其布置成最小化从自适应均衡器输出的选择的均衡的信号样本与估计的信道样本之间的误差ek。
在第六实施例中，处理块22布置成执行由第一关系式和第二关系式构成的梯度算法。第一关系式布置成通过从先前均衡器系数
Figure DEST_PATH_IMAGE031
中减去第一更新值来估计均衡器系数
Figure DEST_PATH_IMAGE033
。第一更新值与从自适应均衡器输出的选择的均衡的信号样本与估计的信道样本之间的误差ek是成比例的。第二关系式布置成通过向先前信道响应系数
Figure DEST_PATH_IMAGE035
加上第二更新值来估计信道响应系数
Figure DEST_PATH_IMAGE037
。第二更新值与误差ek是成比例的。
在第七实施例中，处理块22布置成执行由第一关系式和第二关系式构成的梯度算法。第一关系式是：
Figure DEST_PATH_IMAGE039
，
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE041
是第一步长增益，gk是第k个均衡的信号样本sk的相位估计的列向量，并且Nc是所述自适应均衡器的抽头数量。
第二关系式是：
Figure DEST_PATH_IMAGE043
，
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE045
是第二步长增益，xk+i是传送的符号的列向量，并且LT是由所述符号序列估计器使用的信号样本数量。
尽管信道响应原理上具有无限长度，但我们出于数字处理目的仅能够考虑有限数量的样本。因此，L定义用于估计误差的样本数量，使得考虑的信道长度是2L+1。LT是由符号序列估计器使用的样本数量。通常LT<L，因为SSE的复杂性随着LT指数增长。
本发明第八实施例提供了如图3和4中所示出的DSP单元40。在该实施例中，符号序列估计器是最大后验MAP检测器44和最大似然序列检测器MLSD 44中的一个。相位调节器是复数乘法器42。在一个处理分支14中处理对应于两个直交的偏振状态的电信号。
图4以更示意性的方式示出了数字信号处理单元40的结构和连接。来自处理块22（其执行信道和均衡器系数估计）的箭头指示，处理块将系数提供给均衡器，并将估计的信道样本提供给符号序列估计器，该实施例中是MAP检测器或MLSD检测器。
图3和图4用虚线框（指示这个元件是可选的）示出了前向误差校正FEC解码器32。
图5示出了根据本发明第九实施例的DSP单元50。在该实施例中，自适应均衡器的输出端口中的每个都连接到单独处理分支14、52，如上所述。每个处理分支包括SSE 16、载波相位估计器CPE 18以及与SSE和自适应均衡器的相应输出端口互连的相位调节器20。
处理块22连接到每个CPE 18的输出、处理分支的输出、相位调节器的输出和自适应均衡器的输出。还示出每个处理分支包含FEC解码器32，但将领会到的是，这再次是可选的。
图6示出了根据本发明第十实施例的DSP单元60。在该实施例中，SSE是最大后验MAP检测器44和最大似然序列检测器MLSD 44中的一个。相位调节器是复数乘法器42。在相应处理分支14、52中单独处理对应于直交的偏振状态的电信号。
图7示出了根据本发明第十一实施例的DSP单元70。在该实施例中，自适应均衡器是2D前馈均衡器FFE 72。载波相位估计器CPE 78是判定导向的载波相位估计器单元，并且所述相位调节器是复数乘法器42。SSE是以Bahl、Cocke、Jelinek、Raviv、BCJR检测器74形式的最大后验MAP检测器。DSP单元70额外地包括FEC解码器、DEC 76，其采取低密度奇偶校验LDPC解码器的形式。
在该实施例中，每个处理分支包括一对BCJR检测器74和一对FEC解码器76。每个偏振的同相分量和正交分量在相应BCJR检测器FEC解码器集中单独处理。
DSP单元70还包括配置用于补偿传送器中第一激光器与接收器中第二激光器之间频率偏移的补偿器（未示出）。补偿器通过第二复数乘法器74的方式来连接在输入与2D-FFE之间。
首先处理样本的第k个接收的列向量
Figure DEST_PATH_IMAGE047
（每个偏振状态一个复数样本），以补偿传送与接收激光器之间的任何大且缓慢变化的频率偏移f0的存在。估计
Figure DEST_PATH_IMAGE049
在训练阶段（在已知训练序列上）期间通过采用在U.Mengali和M.Morelli "Data-AidedFrequency Estimation for Burst Digital transmission"（IEEE Transactions onCommunications,vol.45, no.1,page 23,January 1997）中描述的频率估计算法获得，并且然后基于判定缓慢更新。补偿的样本
Figure DEST_PATH_IMAGE051
然后由自适应2D Nc-抽头同步前馈均衡器2D-FFE 72处理，2D-FFE 72补偿线性传播减损，诸如群速色散GVD、偏振旋转、和偏振模式色散PMD，并且完成匹配的滤波器的实现。
在2D-FFE 72的输出，均衡的样本zk的分量z1,k和z2,k然后被分开，并且独立被处理。对于每个分量，采用基于Tikhonov参数化算法并考虑ISI的“判定导向的载波相位估计”来应对激光器相位噪声。最后，补偿的样本的同相和正交分量且被分开，并被发送到四个并行2LT-状态BCJR检测器74，其后跟随四个低密度奇偶校验LDPC解码器76。BCJR检测器和LDPC解码器迭代地交换信息，以根据如例如在Proc. International Symposium on TurboCodes and Related Topics中的J.Hagenauer的文章"The turbo principle: Tutorialintroduction and state of the art"中所描述的turbo原理取得最大后验概率MAP检测。
在每次迭代，当新（更准确）初步判定从解码器可用时，CPE 78更新相位估计
Figure DEST_PATH_IMAGE053
和
Figure DEST_PATH_IMAGE055
，并且新的一组补偿样本y1,k和y2,k馈送到BCJR检测器。在第一迭代，当初步判定是不可用的时，CPE利用以速率rp均匀***在传送的序列中的导频符号来提供相位的粗略的初始估计，并使迭代过程自我引导。
考虑如图12中所示的光学通信网络，以及在跨光学通信网络的光纤链路224在光学信号传播期间累积的放大自发发射ASE噪声能被建模为在光纤的输入（或等效地在输出）的每个偏振上的独立的加性白高斯噪声AWGN，并且光纤的传递矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE057
（在线性区中）是幺正（unitary）的，即
Figure DEST_PATH_IMAGE059
，自适应均衡器的要求传递矩阵应该是：
Figure DEST_PATH_IMAGE061
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE063
是相干接收器200的光电前端的低通等效传递函数（负责光学滤波器、光电检测器、和模数A/D转换器），并且P(f)是传送的脉冲形状的傅里叶变换（负责传送器220的滤波器、驱动器、以及调制器）。在该情况中，根据要求，对应的总信道传递矩阵将是
Figure DEST_PATH_IMAGE065
，其中I是2x2单位矩阵，与光纤的实际传递矩阵无关。
（1）的求值要求传送器和接收器前端的精准表征以及光纤传递矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE067
的自适应估计。在此，在不要求
Figure DEST_PATH_IMAGE069
、P(f)和
Figure DEST_PATH_IMAGE071
的单独知识情况下，我们根据（1）配置均衡器，如下：
用Sk标示在均衡器输入的样本的第k个列向量（每个偏振状态一个复数样本），并用Ci标示均衡器的第i个抽头的系数的2x2矩阵，均衡的样本由下式给出：
Figure DEST_PATH_IMAGE073
，
用xk标示传送符号的第k个列向量，用hi标示在匹配的滤波器输出，期望的（但未知的）总脉冲响应的所述两个第i个系数的列向量（每偏振一个），并且用
Figure DEST_PATH_IMAGE075
标示在所述两个偏振上第k个样本的相位估计的列向量（从单独载波相位估计算法获得的），相对于期望信道响应的误差是：
Figure DEST_PATH_IMAGE077
其中°标示Hadamard（元素（entrywise））积。遵循在G.Ungerboeck的 "Adaptivemaximum-likelihood receiver for carrier-modulated data transmission systems"（IEEE Trans. Commun.,vol.22,pp.624 636,May 1974）中使用的相同途径，对于没有相位噪声的单偏振情况，能论证当满足匹配的滤波器条件时，即当
Figure DEST_PATH_IMAGE079
时，（3）的每个元件的方差是最小的。给定
Figure DEST_PATH_IMAGE081
的幺正性质，这与（1）等效，并且提供期望的总响应
Figure DEST_PATH_IMAGE083
。
因此，所要求的均衡器系数（以补偿光纤减损并执行匹配的滤波）和Ungerboeck观察模型的期望信道系数均能通过使（3）的方差最小化的迭代数据辅助随机梯度算法同时被估计。通过保持h0恒定（到任意值）并强制对称条件
Figure DEST_PATH_IMAGE085
，均衡器系数的更新法则（即梯度算法的第一关系式）和估计的信道系数（即梯度算法的第二关系式）分别是：
Figure DEST_PATH_IMAGE087
，
以及
Figure DEST_PATH_IMAGE089
，
第二关系式是使用两个样本(xk-i和xk+i)而不是一个样本的梯度算法的“对称”变型。
第一和第二关系式要求传送的符号的知识。虽然均衡器系数需要被不断更新以跟踪光纤信道的变化，但总信道响应的系数{hi}不随时间改变，并且当设立链路时仅能被估计一次。
算法的初始收敛能通过已知训练序列的使用被保证，而光纤信道的慢跟踪能通过根据第一关系式仅更新均衡器系数（可能以比1/T低得多的速率，并且有显著的延迟）来实现。这是因为，当光纤信道的变化典型地发生在毫秒的时间尺度上时，信道在许多连贯码字上保持近似恒定。这允许导频符号的使用和/或用最终判定替代传送的符号（在整个码字成功解码之后），对信息速率和性能具有可忽略不计的影响。
对于BCJR算法的信道度量的计算，要求信道系数{hi}和噪声方差的知识。因此，一旦被第二关系式估计，信道系数就与（3）的方差估计一起传到BCJR检测器74。
图8示出了根据本发明第十二实施例的DSP单元80。该实施例的DSP单元具有与先前实施例的DSP单元70相同的大体结构，其被布置成单独处理每个偏振的同相分量和正交分量，但SSE可以是MAP检测器或MLSD检测器44，并且FEC解码器32可选地被包含。
图9示出了根据本发明第十三实施例的DSP单元90。该实施例的DSP单元与图1的DSP单元10相似，但自适应均衡器92具有四个输入和四个输出，分别用于两个偏振中的每个的同相和正交分量。
图10示出了根据本发明第十四实施例的DSP单元100。该实施例的DSP单元与图5的DSP单元50相似，但具有自适应均衡器92，该自适应均衡器92具有四个输入和四个输出，分别用于两个偏振中的每个的同相和正交分量。
自适应均衡器92的每个输出连接到相应处理分支14、52（为了清晰和紧凑的原因，在图中仅示出两个）。
参考图11，本发明第十五实施例提供了如图12中所示出的用于在光学通信网络中使用的相干光学接收器200。
相干光学接收器包括布置成接收光学信号的光学输入202、分离器204、激光器206、两个2x2 90°光学混合器210、四对平衡的光电检测器212和DSP单元100。
分离器204是偏振波束分离器PBS，布置成将接收的光学信号分离成两个直交的偏振状态。激光器206布置成作为本地振荡器LO操作以生成第二光学信号。第二光学信号由偏振维持耦合器208分离，并且第二光学信号的部分被递送到90°光学混合器中的每个。
所述两个2x2 90°光学混合器210布置成将从分离器接收的两个直交的偏振状态的光场与第二光学信号的光场组合。第一两对光电检测器212连接到第一光学混合器，而第二两对光电检测器连接到第二光学混合器。
所述四对光电检测器212包括布置成输出表示接收的光学信号的所述两个直交的偏振状态的同相和正交分量的电信号的四个输出。所述四个输出连接到四个模数A/D转换器214。所述四个模数转换器的输出连接到DSP单元100。
DSP单元100如以上参考图10所描述的一样，但将领会到的是，可备选地使用上述的DSP单元10、30、40、50、60、70、80、90中的任一个。
图12示出了使用时间频率打包TFP和双偏振正交相位移位键控DP-QPSK调制的光学通信网络的传送器220和接收器200。网络能基于相干检测通过使用典型地用于WDM***的相同硬件配置来实现。
由于网络可采用单用户检测器，故按照每个光学载波CH1-CHN使用独立的传送器220和接收器200对。每个光学载波因此以期望的波长例如使用外腔激光器ECL 222被生成、调制、与由其它传送器220生成的被调制的载波光学复用226、通过光学链路224传送，由光学解复用器228提取，并且独立地被检测。在每个传送器中，两个直交的偏振状态的同相（I）和正交（Q）分量由一对嵌套的Mach-Zender调制器MZM 230独立且线性地调制。假若例如传送器（驱动器、调制器、电学滤波器和/或光学滤波器）的总等效低通脉冲响应是p(t)，并且调制器的线性通过采用显著低于调制器VII的驱动电压来维系，那么期望的脉冲形状p(t)可通过使用如所示的低通滤波器LPF 232在驱动调制器的电信号上操作，或者使用光学带通滤波器在调制器之后的光学信号上操作来获得。
还可设计备选调制方案，其中线性调制通过按其最大驱动电压来操作MZM而获得，以降低其***损耗。比如，通过使用额外的MZM作为脉冲雕刻器（pulse carver），并采用光学滤波来获得期望的脉冲形状p(t)以及带宽和时间BT乘积，MZM的非线性仅（并且略微）影响总脉冲形状p(t)，但不引入非线性ISI。然而，通过增大MZM驱动电压而节省的***损耗将被脉冲雕刻器和光学滤波器引入的额外损耗所替代。另一个可能的实现是基于阵列化的波导光栅器件，其对光域中的所有频率子信道进行滤波和复用。
在图12中示出的网络中，我们考虑基于以低电压驱动的单个MZM和模拟电学滤波的调制方案，其目前看起来在成本和复杂性方面是最实际的选择。此外，p(t)的选择不是至关重要的，并且通过采用可用的模拟低通滤波器能获得相当好的性能。
在接收器侧，每个光学载波通过采用相位分集（phase-diversity）和偏振分集（polarization-diversity）相干检测方案被解调。在光学解复用之后，每个载波被PBS 204分离成两个直交的偏振状态，它们然后与90°光学混合器中的本地振荡器LO激光器的光场单独组合，并采用两对平衡的光电检测器被检测。所述四个所得到的电信号，即每个偏振状态的同相和正交分量，然后由模数转换器A/D以至少等于整形脉冲p(t)的总带宽的带宽和两倍的采样率来采样。接收器处理的其余部分由DSP 100以数字方式实现（假设采样率是1/T）。注意，由于采用TFP，所要求的带宽和采样率通常分别低于1/(2T)和1/T，并且在没有任何性能降级的情况下，能采用数字上采样来实现对于符号时间处理所要求的速率1/T。
在操作中，处理块22执行同时的信道估计和均衡器系数演算。处理块将如下项作为输入：均衡器92的输出或由CPE 18和相位调节器20形成的相位噪声补偿单元的输出、载波相位估计器CPE的输出、判定的符号或者来自已知训练序列的符号或导频符号。估计的信道响应包含了传送器与相位噪声补偿单元中间的一切。估计的信道响应和均衡器系数被同时且迭代地估计，使得当将训练序列或导频符号或判定的符号取作为输入时，相位噪声补偿单元的输出与估计的信道的输出之间的误差ek被最小化。
参考图13，本发明的第十六实施例提供用于相干光学接收器中的光学通信信号的数字信号处理的方法300。
该方法包括如下步骤：
a.接收电信号302，每个电信号对应于由光学接收器接收的光学信号的不同的偏振状态；
b.在样本上执行自适应均衡以获得均衡的样本304，自适应均衡使用均衡器系数；
c.在均衡的样本上执行符号序列估计以获得判定的符号306；
d.对判定的符号执行载波相位估计以获得相位补偿，并将相位补偿应用到均衡的样本308；以及
e.执行同时的信道响应系数估计和均衡器系数估计310。
重复步骤e.，并且使用从步骤e.得到的信道响应系数和均衡器系数来迭代地执行步骤b.到d.，直到相位补偿后的均衡的样本与估计的信道样本之间的误差ek被最小化312、314、316。
在第十七实施例中，该方法用于具有时间频率打包TFP调制格式的光学通信信号的数字信号处理。
参考图14，本发明的第十八实施例提供了用于相干光学接收器中的光学通信信号的数字信号处理的方法320。
在该实施例中，步骤e.包括执行梯度算法以获得信道响应系数和均衡器系数322。梯度算法由用于估计均衡器系数的第一关系式和用于估计信道响应系数的第二关系式构成。
在每次迭代期间，使用在步骤e.中最近估计的均衡器系数来执行步骤b.，并且使用在步骤e.中最近估计的信道响应系数来执行步骤d.。
在第十九实施例中，在步骤e.中执行的梯度算法是布置成最小化误差ek的迭代数据辅助随机梯度算法。
在第二十实施例中，在步骤e.中执行的梯度算法由第一关系式和第二关系式构成。第一关系式布置成通过从先前均衡器系数
Figure DEST_PATH_IMAGE091
中减去第一更新值来估计均衡器系数
Figure DEST_PATH_IMAGE093
。第一更新值与误差ek是成比例的。第二关系式布置成通过向先前信道响应系数
Figure DEST_PATH_IMAGE095
加上第二更新值来估计信道响应系数
Figure DEST_PATH_IMAGE097
。第二更新值与误差ek是成比例的。
在第二十一实施例中，在步骤e.中执行的梯度算法由第一关系式和第二关系式构成。第一关系式是：
Figure DEST_PATH_IMAGE099
，
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE101
是第一步长增益，gk是对于第k个均衡的信号样本sk的相位估计的列向量，并且Nc是用于执行自适应均衡的自适应均衡器的抽头数量。
第二关系式是：
Figure DEST_PATH_IMAGE103
，
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE105
是第二步长增益，xk+i是传送的符号的列向量，并且LT是用于执行符号序列估计的信号样本数量。
在第二十一实施例中，光学信号携带传送的符号的序列以及以速率rp均匀***在该序列中的导频符号。步骤d.的载波相位估计配置成利用导频信号提供载波相位的粗略初始估计。
在第二十二实施例中，在对应于每个偏振状态的样本上单独地执行步骤b.到e.。
在第二十三实施例中，对应于每个偏振状态的样本包括对应于与所述偏振状态相对应的电信号的同相分量的样本和对应于与所述偏振状态相对应的电信号的正交分量的样本。在同相分量样本和正交分量样本上单独地执行步骤c.到e.。
在图15中示出的第二十四实施例中，方法330还包括在步骤c.中获得的判定符号上执行前向误差校正FEC 332。在步骤d.中，在前向误差校正之后在判定符号上执行载波相位估计。可使用低密度奇偶校验LDPC前向误差校正码来执行前向误差校正。
在实施例中，使用最大后验MAP估计算法来执行符号序列估计。MAP估计算法是Bahl、Cocke、Jelinek、Raviv、BCJR算法。BCJR算法是2LT-状态BCJR算法。BCJR算法和LDPC码迭代地交换信息，以根据如例如在J.Hagenauer的"The turbo principle: Tutorialintroduction and state of the art"（Proc. International Symposium on TurboCodes and Related Topics）中所描述的turbo原理实现最大后验概率MAP检测。
在进一步的实施例中，使用最大似然序列估计算法MLSD来执行符号序列估计。信道响应系数用于Ungerboeck观察模型。
在实施例中，载波相位估计是判定导向的载波相位估计。可因此采用基于Tikhonov参数化算法和考虑ISI的载波相位估计来应对激光器相位噪声。
在实施例中，载波相位估计是非判定导向的载波相位估计。
在图16中示出的第二十五实施例中，方法340包括接收携带样本的列向量的电信号342。列向量包括每偏振状态一个复数样本。列向量被分离成单独信号，每个信号具有不同的偏振状态。这些信号形成在步骤a.中接收的信号。
所述方法340还包括：补偿346在用于生成光学信号的第一激光器与相干光学接收器中的第二激光器之间的任何大且缓慢变化的频率偏移f0的存在。频率偏移估计
Figure DEST_PATH_IMAGE107
在已知训练序列上的训练阶段期间通过采用在U.Mengali和M.Morelli "Data-Aided FrequencyEstimation for Burst Digital transmission"（IEEE Transactions onCommunications, vol.45, no.1, page 23, January 1997）中描述的频率估计算法而获得。该方法包括：基于判定的符号更新频率偏移估计。
第二十六实施例提供了一种计算机程序，其包括指令，所述指令当在至少一个处理器执行时，促使所述至少一个处理器实行用于相干光学接收器中光学通信信号的数字信号处理的方法（如上面任何实施例中所描述的）。
第二十七实施例提供了含有先前实施例的计算机程序的载体。所述载体是电子信号、光学信号、无线电信号或计算机可读存储介质中的一个。

Claims (20)

1.一种供在用于光学通信网络的相干光学接收器中使用的数字信号处理单元，所述数字信号处理单元包括：
自适应均衡器，所述自适应均衡器包括用于接收电信号的多个输入端口，每个电信号对应于由所述相干光学接收器接收的光学信号的不同的偏振状态，且所述自适应均衡器包括多个输出端口，其中每个所述输出端口连接到处理分支，其中所述处理分支包括：
至少一个符号序列估计器；以及
载波相位估计器，其包括用于接收从所述处理分支的输出录制的信号的输入，其中所述载波相位估计器的输出连接到相位调节器，所述相位调节器与所述至少一个符号序列估计器和所述自适应均衡器的相应输出端口互连；
以及
处理块，其连接到所述相位调节器的输出和所述自适应均衡器的输出中的至少一个、所述载波相位估计器的输出、以及所述处理分支的输出。
2.如权利要求1中所要求保护的数字信号处理单元，其中所述处理块布置成用于执行同时的信道响应系数估计和均衡器系数估计，并且所述处理块布置成用于向所述符号序列估计器提供所得到的信道响应系数，并且向所述自适应均衡器提供所得到的均衡器系数。
3.如权利要求2中所要求保护的数字信号处理单元，其中：
所述处理块布置成用于执行由用于估计所述均衡器系数的第一关系式和用于估计所述信道响应系数的第二关系式构成的梯度算法；以及
所述符号序列估计器布置成用于使用所述信道响应系数来执行符号序列估计算法。
4.如权利要求3中所要求保护的数字信号处理单元，其中所述梯度算法是迭代数据辅助随机梯度算法，所述迭代数据辅助随机梯度算法布置成用于最小化从所述自适应均衡器输出的选择的均衡的信号样本与估计的信道符号之间的误差ek。
5.如权利要求4中所要求保护的数字信号处理单元，其中所述第一关系式布置成用于通过从先前均衡器系数C (k) 中减去第一更新值来估计均衡器系数C (k+1) ，所述第一更新值与所述误差ek是成比例的，并且第二关系式用于通过向先前信道响应系数h (k) 加上第二更新值来估计信道响应系数h (k+1) ，所述第二更新值与所述误差ek是成比例的。
6.如权利要求5中所要求保护的数字信号处理单元，其中：
所述第一关系式是：
Figure DEST_PATH_IMAGE001
，
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE002
是第一步长增益，gk是对于第k个均衡的信号样本sk的相位估计的列向量，并且Nc是所述自适应均衡器的抽头数量；
并且所述第二关系式是：
Figure DEST_PATH_IMAGE003
，
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE004
是第二步长增益，xk+i是传送的符号的列向量，LT是由所述符号序列估计器使用的信号样本数量。
7.如任一前述权利要求中所要求保护的数字信号处理单元，其中所述自适应均衡器的所述输出端口中的每个连接到单独处理分支，并且每个单独处理分支包括：
至少一个所述符号序列估计器；
所述载波相位估计器；以及
相位调节器，其与所述至少一个符号序列估计器和所述自适应均衡器的相应输出端口互连，并且其中，所述处理块连接到所述相位调节器的所述输出和所述自适应均衡器的所述输出中的至少一个、每个载波相位估计器的输出、以及所述处理分支的输出。
8.如权利要求7中所要求保护的数字信号处理单元，其中每个单独处理分支包括以并行的方式布置的两个符号序列估计器，其中一个符号序列估计器接收从所述自适应均衡器输出的所述信号的同相分量，且另一个符号序列估计器接收从所述自适应均衡器输出的所述信号的正交分量，并且其中每个分支的所述载波相位估计器的所述输出连接到与所述符号序列估计器和所述自适应均衡器的相应输出端口互连的所述相位调节器。
9.如权利要求1-6中的任一项中所要求保护的数字信号处理单元，其中每个处理分支包括连接到每个符号序列估计器的输出的相应前向误差校正FEC解码器，其中所述载波相位估计器的输入从所述FEC解码器的输出被录制。
10.如权利要求1-6中的任一项中所要求保护的数字信号处理单元，其中所述符号序列估计器是最大后验MAP检测器和最大似然序列检测器MLSD中的一个。
11.如权利要求10中所要求保护的数字信号处理单元，其中所述最大后验MAP检测器是Bahl、Cocke、Jelinek、Raviv、BCJR检测器。
12.如权利要求1-6中的任一项中所要求保护的数字信号处理单元，其中所述载波相位估计器是判定导向的载波相位估计单元，并且所述相位调节器是复数乘法器。
13.一种供在光学通信网络中使用的相干光学接收器，所述相干光学接收器包括：
光学输入，布置成用于接收光学信号；
分离器，布置成用于将所接收的光学信号分离成两个直交的偏振状态；
激光器，布置成用于作为本地振荡器操作以生成第二光学信号；
两个2x2 90°光学混合器，其布置成用于将从所述分离器接收的所述两个直交的偏振状态的光场与所述第二光学信号的光场组合；
四对平衡的光电检测器，第一两对所述光电检测器连接到第一光学混合器，且第二两对所述光电检测器连接到第二光学混合器；
所述四对平衡的光电检测器，包括布置成用于输出表示所接收的光学信号的所述两个直交的偏振状态的同相和正交分量的电信号的四个输出，所述四个输出连接到四个模数转换器，并且所述四个模数转换器的输出连接到如任一前述权利要求中所要求保护的数字信号处理单元。
14.一种用于相干光学接收器中的光学通信信号的数字信号处理的方法，所述方法包括如下步骤：
a. 接收电信号，每个电信号对应于由所述光学接收器接收的光学信号的不同的偏振状态；
b. 在样本上执行自适应均衡以获得均衡的样本，所述自适应均衡使用均衡器系数；
c. 在所述均衡的样本上执行符号序列估计以获得判定的符号；
d. 在所述判定的符号上执行载波相位估计以获得相位补偿，并将所述相位补偿应用到所述均衡的样本；以及
e. 执行同时的信道响应系数估计和均衡器系数估计，
其中重复步骤e.，并且使用从步骤e.得到的信道响应系数和均衡器系数来迭代地执行步骤b.到d.，直到相位补偿后的所述均衡的样本与估计的信道样本之间的误差被最小化。
15.如权利要求14中所要求保护的方法，其中所述光学通信信号具有时间频率打包调制格式。
16.如权利要求14或15中所要求保护的方法，其中步骤e.包括：
执行由用于估计所述均衡器系数的第一关系式和用于估计所述信道响应系数的第二关系式构成的梯度算法；以及
在每个迭代期间，使用在步骤e.中最近估计的所述均衡器系数来执行步骤b.，并且使用在步骤e.中最近估计的所述信道响应系数来执行步骤d.。
17.如权利要求16中所要求保护的方法，其中所述梯度算法是迭代数据辅助随机梯度算法，所述迭代数据辅助随机梯度算法布置成用于最小化相位补偿后的所述均衡的样本与估计的信道样本之间的误差ek。
18.如权利要求17中所要求保护的方法，其中所述第一关系式布置成用于通过从先前均衡器系数C (k) 中减去第一更新值来估计均衡器系数C (k+1) ，所述第一更新值与所述误差ek是成比例的，并且第二关系式用于通过向先前信道响应系数h (k) 加上第二更新值来估计信道响应系数h (k+1) ，所述第二更新值与所述误差ek是成比例的。
19.如权利要求18中所要求保护的方法，其中：
所述第一关系式是：
Figure DEST_PATH_IMAGE005
，
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE006
是第一步长增益，gk是对于第k个均衡的信号样本sk的相位估计的列向量，并且Nc是用于执行所述自适应均衡的自适应均衡器的抽头数量；
并且所述第二关系式是：
Figure DEST_PATH_IMAGE007
，
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE008
是第二步长增益，xk+i是传送的符号的列向量，LT是用于执行所述符号序列估计的信号样本数量。
20.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序包括指令，所述指令当在至少一个处理器上执行时，促使所述至少一个处理器实行根据权利要求14至19中任一项所述的方法。
CN201580073378.7A 2014-11-13 2015-02-09 相干光学接收器中光学通信信号的数字信号处理 Expired - Fee Related CN107113258B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201462079240P 2014-11-13 2014-11-13
US62/079240 2014-11-13
PCT/EP2015/052574 WO2016074803A1 (en) 2014-11-13 2015-02-09 Digital signal processing of an optical communications signal in a coherent optical receiver

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107113258A CN107113258A (zh) 2017-08-29
CN107113258B true CN107113258B (zh) 2020-10-09

Family

ID=52464389

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201580073378.7A Expired - Fee Related CN107113258B (zh) 2014-11-13 2015-02-09 相干光学接收器中光学通信信号的数字信号处理

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10291331B2 (zh)
EP (1) EP3219062B1 (zh)
CN (1) CN107113258B (zh)
WO (1) WO2016074803A1 (zh)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9853734B1 (en) * 2015-04-16 2017-12-26 Inphi Corporation Apparatus and methods for digital signal constellation transformation
WO2018175946A1 (en) * 2017-03-24 2018-09-27 Cable Television Laboratories, Inc. System and methods for coherent pon architecture and burst-mode reception
US10554309B2 (en) * 2018-01-18 2020-02-04 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Pilot-aided carrier phase estimation for optical communications
JP6859457B2 (ja) * 2018-01-19 2021-04-14 日本電信電話株式会社 シンボル判定装置及びシンボル判定方法
US10547408B2 (en) * 2018-05-03 2020-01-28 Juniper Networks, Inc. Methods and apparatus for improving the skew tolerance of a coherent optical transponder in an optical communication system
CN108768540B (zh) * 2018-05-25 2020-05-05 武汉邮电科学研究院有限公司 光信号接收装置、方法及具有该装置的相干光传输***
EP3837780B1 (en) * 2018-09-11 2023-11-01 Huawei Technologies Co., Ltd. Equalizing device for compensating rapid state of polarization changes of an optical signal
EP3637324A1 (en) * 2018-10-08 2020-04-15 Nokia Solutions and Networks Oy Geometric constellation shaping for optical data transport
CN109510668B (zh) * 2018-12-11 2020-06-30 武汉邮电科学研究院有限公司 相干光通信中基于准前馈控制的自适应均衡器及方法
JP7235963B2 (ja) * 2019-03-11 2023-03-09 日本電信電話株式会社 光受信機の評価方法及び光受信機の評価装置
CN113517934B (zh) * 2020-04-10 2022-10-11 华为技术有限公司 一种信号处理方法及相关设备
CN113890793A (zh) * 2020-07-03 2022-01-04 华为技术有限公司 一种数据传输方法及装置
CN112039586A (zh) * 2020-08-21 2020-12-04 武汉邮电科学研究院有限公司 基于数字信号处理的osnr测量方法、装置及***
CN114629553B (zh) * 2022-02-28 2023-10-03 复旦大学 基于元学习的多体制星地激光通信大气湍流信道估计***
CN115001591B (zh) * 2022-05-25 2023-08-04 西安交通大学 一种100g以上相干光检测用高速模拟复用器

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101491044A (zh) * 2006-07-14 2009-07-22 诺基亚西门子通信有限责任两合公司 用于解调正交调制信号的接收器结构和方法
CN101860500A (zh) * 2009-04-13 2010-10-13 华为技术有限公司 一种产生、接收相位偏振调制信号的方法、装置和***
CN104012026A (zh) * 2011-12-30 2014-08-27 骁阳网络有限公司 用于相干偏振复用光学接收器的符号定时估计

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7315575B2 (en) * 2004-03-08 2008-01-01 Nortel Networks Limited Equalization strategy for dual-polarization optical transport system
US7606498B1 (en) * 2005-10-21 2009-10-20 Nortel Networks Limited Carrier recovery in a coherent optical receiver
US7701842B2 (en) * 2008-02-13 2010-04-20 Nortel Networks Limited Low conversion rate digital dispersion compensation
US8306418B2 (en) * 2009-03-10 2012-11-06 Tyco Electronics Subsea Communications Llc Data pattern dependent distortion compensation in a coherent optical signal receiver
US8301037B2 (en) * 2010-03-05 2012-10-30 Alcatel Lucent Iterative carrier-phase estimation and data recovery for coherent optical receivers
US8515292B2 (en) * 2010-11-03 2013-08-20 Nec Laboratories America, Inc. Optimized normalized least mean square phase estimation
US8977141B2 (en) * 2011-02-07 2015-03-10 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Digital signal processing apparatus
US9025963B2 (en) * 2012-03-29 2015-05-05 Juniper Networks, Inc. Processing data in a coherent optical communication system
EP2651051A1 (en) * 2012-04-13 2013-10-16 Alcatel Lucent Nonlinear Cross-Polarization Mitigation Algorithm
US9020364B2 (en) * 2012-09-27 2015-04-28 Alcatel Lucent Optical receiver having a signal-equalization capability
US9184854B2 (en) * 2012-10-09 2015-11-10 Nec Laboratories America, Inc. Inter-band cross-phase modulation compensation for the mitigation of intra-channel nonlinear impairments in optical fiber transmission
US9240843B1 (en) * 2012-12-28 2016-01-19 Juniper Networks, Inc. Method and apparatus for blind time skew compensation for coherent optical receivers
JP2014187506A (ja) * 2013-03-22 2014-10-02 Sumitomo Electric Ind Ltd 光受信器及びその製造方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101491044A (zh) * 2006-07-14 2009-07-22 诺基亚西门子通信有限责任两合公司 用于解调正交调制信号的接收器结构和方法
CN101860500A (zh) * 2009-04-13 2010-10-13 华为技术有限公司 一种产生、接收相位偏振调制信号的方法、装置和***
CN104012026A (zh) * 2011-12-30 2014-08-27 骁阳网络有限公司 用于相干偏振复用光学接收器的符号定时估计

Also Published As

Publication number Publication date
WO2016074803A1 (en) 2016-05-19
EP3219062A1 (en) 2017-09-20
EP3219062B1 (en) 2021-06-02
US10291331B2 (en) 2019-05-14
CN107113258A (zh) 2017-08-29
US20170338893A1 (en) 2017-11-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107113258B (zh) 相干光学接收器中光学通信信号的数字信号处理
JP6410948B2 (ja) 光信号を復号化する方法および受信機
EP2817900B1 (en) System and method for blind equalization and carrier phase recovery in a quadrature amplitude modulated system
US8693898B2 (en) Adaptive equalizer, optical receiver, and tap coefficient correcting method
Winzer et al. Spectrally efficient long-haul optical networking using 112-Gb/s polarization-multiplexed 16-QAM
US8744279B2 (en) Adaptive PMD equalizer and implementation
EP2975787B1 (en) Adaptive post digital filter and inter-symbol interference equalizer for optical communication
EP2666272B1 (en) Digital demodulator architecture
US9531480B2 (en) Optical receiver
US8831081B2 (en) Digital filter device, digital filtering method and control program for the digital filter device
US8335440B2 (en) Method, system, and apparatus for blind equalization of BPSK signals
JP6195661B2 (ja) 光伝送のための周波数ダイバーシティｍｉｍｏ処理
JP6135415B2 (ja) 非線形歪み補償装置及び方法並びに光受信器
US10148363B2 (en) Iterative nonlinear compensation
CN109328451A (zh) 用于预编码超奈奎斯特信令的***和方法
US9537683B1 (en) Method and apparatus for residual phase noise compensation
EP2782282A2 (en) Soft maximum likelihood sequence estimation in digital communication
US20170170993A1 (en) Training assisted joint equalization
US11539447B2 (en) Subcarrier based adaptive equalization of electrical filtering effects on sub-carrier multiplexed signals
Chang et al. A faster-than-Nyquist PDM-16QAM scheme enabled by Tomlinson-Harashima precoding
EP2862297B1 (en) Receiver for optical transmission system
Valls et al. Hardware Architecture of a QAM Receiver for Short-Range Optical Communications
Savory et al. DSP for optical transponders
Noé et al. Advances in coherent optical modems and 16-QAM transmission with feedforward carrier recovery
Hauske et al. Reduced complexity Rx concepts for optical multilevel transmission

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20201009