CN107093960B - 用于控制电动机的控制设备的方法和*** - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种部署在电动机的控制设备中的控制方法，所述控制设备包括：‑通过第一脉冲宽度调制被控制用于将第一电压脉冲沿施加到电动机的第一转换器(CONV1，CONV20)，所述第一脉冲宽度调制通过将施加在第一斩波频率的第一载波信号与第一调制信号进行比较而获得，‑通过第二脉冲宽度调制控制的第二转换器(CONV2，CONV10)，所述第二脉冲宽度调制通过将施加在第二斩波频率的第二载波信号与第二调制信号进行比较而获得。控制方法包括基于第一斩波频率和第二斩波频率确定理论最佳相移角(Ψ_{i_opt_th})。

Description

用于控制电动机的控制设备的方法和***

技术领域

本发明涉及一种部署在用于电动机的控制设备中的控制方法、以及一种所述设备中采用的用于所述方法的部署的控制***。

背景技术

使用多转换器控制设备来控制一个或多个电动机是已知的。因此，在不同的架构之间做出区分：

-在第一架构中，该设备包括至少两个并联连接到公共DC供应总线的、逆变器类型的转换器，其中这些逆变器中的每一个被设计用于控制单独的电动机。

-在第二架构中，该设备包括连接到电网***的有源整流器类型的第一转换器、和被设计用于控制电动机的逆变器类型的第二转换器。

通常，每个转换器中的晶体管的开关时间由脉冲宽度调制(以下称为“PWM”)确定。交叉型的PWM涉及对称或不对称三角载波信号与一个或多个调制信号的比较。在转换器的功率晶体管中，载波信号和一个或多个调制信号之间的交叉点定义了用于晶体管的闭合和断开的开关时间。

已知施加到转换器的斩波频率的增加导致共模电流的增加。产生的共模电流可以在***和每个电动机之间的各种路径中流动。这些路径由产生的电容耦合创建：

-在将每个转换器连接到其电负载的电缆的导体之间，

-在电动机的绕组和定子之间，和

-在每个转换器的晶体管和连接到地的耗散器之间。

在该设备根据上述两种架构中的一种而因此包括两个转换器的情况下，总共模电压是每个转换器产生的干扰的总和。

通常，使用滤波器来减少产生的干扰。滤波器可以包括无源和/或有源部件。在基于无源部件的滤波***中，该***必须确定尺寸：

-用于实现必要的干扰衰减，以符合电磁干扰的标准预定义阈值，

-以确保其共模电感不会饱和。

为了对这些共模电压进行滤波，布置在输入侧的EMC滤波器经常尺寸过大以满足这两个约束，从而适应滤波器电感的磁芯饱和的最不利的情况。

在根据前述类型的有源整流器架构执行的设备中，已经开发了用于减小共模电流的各种解决方案。这些解决方案涉及例如对整流器和逆变器的控制功能采取措施。

例如，文献JP2003018853提出了一种用于通过将用于闭合(或断开)整流器级中的三个功率晶体管(高或低)的开关功能、与用于闭合(或断开)逆变器级中的三个对应的晶体管(分别为高或低)的开关功能同步，来减小变速器中的共模电流的方法。该解决方案允许减小用于共模电流的滤波的滤波器的尺寸，从而降低转换器的成本。

专利US 6,185,115还描述了一种用于使整流器级的开关功能与逆变器级的开关功能同步，从而降低共模电压的方法。所提出的方法包括使逆变器级上的单个开关臂的开关与上升沿和下降沿同步，与整流器级上的单个开关臂的开关同步，从而允许在一个斩波间隔中所有开关臂上从十二个电压脉冲沿减小到八个电压脉冲沿。

专利申请EP2442436A2还描述了一种用于在整流器级和逆变器级之间同步开关功能的方法。该方法允许将整流器级上的晶体管中的每个开关操作与逆变器级上的开关操作同步，从而允许减少产生的总共模电压。

然而，这些先前专利中描述的解决方案不一定令人满意，并且不能应用于其架构包括连接到公共DC供应总线的至少两个并联逆变器的控制设备中。

因此，本发明的目的是提出一种控制方法，其允许对共模电压产生的最大限制，从而允许使用具有适当额定值的共模滤波器，并且其可以适于包含根据不同的拓扑布置的至少两个转换器的控制设备。

发明内容

该目的通过一种部署在用于控制电动机的设备中的控制方法来实现，其中所述控制设备包括：

-多个输入相，其被设计用于连接到用于输送AC电压的电网***，

-连接在输入相上的共模滤波器，包括至少一个电感，

-DC供应总线，其被布置用于输送DC电压，

-连接到所述DC供应总线的第一转换器，通过第一脉冲宽度调制被控制用以将第一电压脉冲沿施加到电动机，所述第一脉冲宽度调制通过将施加在第一斩波频率的被描述为参考载波信号的第一载波信号与第一调制信号进行比较而获得，

-连接到所述DC供应总线并通过第二脉冲宽度调制来控制的第二转换器，所述第二脉冲宽度调制通过将施加在第二斩波频率的第二载波信号与第二调制信号进行比较而获得，

所述第二载波信号被设计为与参考载波信号异相一个相移角。

根据本发明的控制方法包括从第一斩波频率和第二斩波频率确定最佳相移角，其中所述最佳相移角对应于共模滤波器的电感接收的最大磁通量尽可能低的相移角，以避免电感的磁芯的任何饱和。

根据特定特征，该方法包括用于确定第一斩波频率和第二斩波频率之间的比率的步骤。

根据另一特定特征，该方法包括用于从预定数据表中读取多个比率值的步骤，以及对于每个比率值，读取对应于最大磁通量的理论(notional)最佳相移角。

根据实施例的第一变型，如果控制设备具有相对于地的对称架构，则最佳相移角对应于所述理论最佳相移角。

根据实施例的第二变型，如果控制设备具有相对于地的不对称架构，则最佳相移角对应于所述理论最佳相移角加上校正值。

根据特定特征，校正值基于针对共模滤波器的电感测量的理论磁通量和实际磁通量之间的差来确定。

根据另一特定特征，该方法包括用于检测第一载波信号达到最小值的步骤、以及用于使第二载波信号相对于第一载波信号同步的步骤，以便考虑确定的最佳相移角。

根据实施例的另一变型，如果控制设备中的第二转换器是有源整流器类型的，则最佳相移角对应于理论最佳相移角加上180°的值。

根据实施例的另一变型，如果控制设备包括通过第三脉冲宽度调制控制的第三转换器(该第三脉冲宽度调制通过将施加在第三斩波频率的第三载波信号与第三调制信号进行比较获得)，则所述方法包括以下：

-确定第一载波信号的斩波频率和第二载波信号的斩波频率之间的第一比率，

-确定第一载波信号的斩波频率和第三载波信号的斩波频率之间的第二比率，

-确定与由由此确定的第一比率和第二比率形成的系列相关联的一系列两个理论最佳相移角。

本发明还涉及一种被设计用于部署上述控制方法的控制***，其中所述***包括至少一个控制单元，并且包括用于从第一斩波频率和第二斩波频率确定最佳相移角的模块，其中要施加的所述最佳相移角对应于由共模滤波器的电感接收的最大磁通量尽可能低的相移角。

根据特定特征，该***包括用于确定第一斩波频率和第二斩波频率之间的比率的模块。

根据另一特定特征，所述***包括用于从预定数据表读取多个比率值、以及对于每个比率值读取对应由此确定的最大磁通量的理论最佳相移角的模块。

根据实施例的第一变型，如果控制设备具有相对于地的对称架构，则最佳相移角对应于所述理论最佳相移角。

根据实施例的另一变型，如果控制设备具有相对于地的不对称架构，则最佳相移角对应于所述理论最佳相移角加上校正值。

根据特定特征，基于针对共模滤波器的电感测量的理论磁通量和实际磁通量之间的差来确定校正值。

根据另一特定特征，该***包括用于检测第一载波信号达到最小值的模块、以及用于使第二载波信号相对于第一载波信号同步的模块，以便考虑由此确定的最佳相移角。

根据实施例的另一变型，如果控制设备中的第二转换器是有源整流器类型的，则最佳相移角对应于理论最佳相移角加上180°的值。

根据实施例的另一变型，如果控制设备包括通过第三脉冲宽度调制控制的第三转换器(该第三脉冲宽度调制通过将施加在第三斩波频率的第三载波信号与第三调制信号进行比较而获得)，则该***包括以下：

-用于确定第一载波信号的斩波频率和第二载波信号的斩波频率之间的第一比率的模块，

-用于确定第一载波信号的斩波频率和第三载波信号的斩波频率之间的第二比率的模块，

-用于确定与由由此确定的第一比率和第二比率形成的系列相关联的一系列两个理论最佳相移角的模块。

附图说明

根据以下参照附图所阐述的详细描述，进一步的特点和优点将变得显而易见，其中：

-图1A和1B示出了用于电动机的控制设备的架构，其中两个并联逆变器连接到公共DC供应总线，每个逆变器被设计用于控制单独的电动机。

-图1C示出了由图1A和1B所示类型的设备产生的共模电压。

-图2示出了用于电动机的控制设备的架构，其具有有源整流器和连接到电动机的逆变器。

-图3A和3B示出了以作为两个载波信号之间施加的相移的函数的磁通量的变化。

-图4示出了从共模滤波器的电感考虑的、作为两个载波信号之间施加的相移角的函数的最大通量变化的曲线。

-图5示出了数据表的示例，其示出了作为两个斩波频率之间的比率的函数的要施加在两个载波信号之间的相移。

-图6示出了在第一操作情况下本发明的原理的示意图。

-图7示出了在第二操作情况下本发明的原理的示意图。

具体实施方式

本发明公开了一种控制方法，其可以适用于用于控制电动机的设备的不同架构。它可以适用于包括至少两个转换器的架构。

为了简化起见，尽管下面将对于具有两个转换器的设备而描述本发明，但是应当理解，该原理可以应用于具有多于两个转换器的设备。随后将详细描述与具有多于两个转换器的设备相关联的操作的特定特征。

具有两个转换器的第一设备架构在图1A中示出，并且包括：

-连接到供电***R的多个输入相，例如，在连接到三相***的情况下为三个输入相。

-例如二极管桥类型的无源整流器REC，用于将由供电***输送的AC电压变换为DC电压。

-具有处于正电位的第一供应线L1和处于负电位的第二供应线L2的DC供应总线，其中在第一供应线L1和第二供应线L2之间施加DC电压。

-至少一个总线电容器Cbus，连接在第一供应线L1和第二供应线L2之间，并且被设计为在总线上保持恒定的DC电压。

-逆变器类型的第一转换器CONV1，连接到DC供应总线并且包括并联连接在两条供应线之间的多个开关臂。每个开关臂包括串联连接的、例如IGBT类型的至少两个晶体管。

-第一输出相U、V、W，其中每个第一输出相连接到第一转换器的单独的开关臂中的两个晶体管之间的中点，并且因此连接到第一电动机M1。

-逆变器类型的第二转换器CONV2，与第一转换器CONV1并联地连接到DC供应总线，并且还包括并联连接在两条供应线之间的多个开关臂。每个开关臂包括串联连接的、例如IGBT类型的至少两个晶体管。

-第二输出相X、Y、Z，其中每个第二输出相连接到第二转换器的单独的开关臂中的两个晶体管之间的中点，并且因此连接到第二电动机M2。

在图1B中，控制设备直接连接到DC电压源，因此不需要整流器。然而，如图1A所示，包括两个转换器的下电路架构保持相同，并且下文描述的根据本发明的解决方案对于连接到AC电压源(图1A)和连接到DC电压源(图1B)的设备均有效。

对于共同和相同的元件使用与图1A中相同的附图标记，第二设备架构在图2中示出，并且包括：

-连接到供电***R的多个输入相，例如，在连接到三相***的情况下为三个输入相。

-第一转换器CONV10，包括用于将由供电***输送的AC电压变换成DC电压的有源整流器。转换器具有多个开关臂，每个开关臂例如包括至少两个例如IGBT类型的功率晶体管。在英语中，在输入侧具有有源整流器级的这种类型的转换器通常被描述为“有源前端(active front end)”。

-具有处于正电位的第一供应线L1和处于负电位的第二供应线L2的DC供应总线，其中在第一供应线L1和第二供应线L2之间施加DC电压。

-至少一个总线电容器Cbus，连接在第一供应线和第二供应线之间，并且被设计为在总线上保持恒定的DC电压。

-第二CONV20，包括连接到DC供应总线并且具有并联连接在总线的两条供应线L1、L2之间的多个开关臂的逆变器。每个开关臂包括串联连接的、例如IGBT类型的至少两个晶体管。

-输出相U1、V1、W1，其每个连接到逆变器的单独的开关臂中的两个晶体管之间的中点，并且被设计为连接到电动机M3。

在附图中，所示的转换器连接到三相电源，并且是两级类型的，即，它们包括由开关臂控制的两个功率晶体管。自然地，本发明可以应用于包括具有三级或更多级的转换器的架构。

以常规方式，通过脉冲宽度调制(以下称为“常规方式)来执行每个转换器CONV1、CONV2、CONV10、CONV20的晶体管上的命令功能。交叉型的PWM包括将对称或不对称三角载波信号与一个或多个调制信号相比较。对于在逆变器级或整流器级中的功率晶体管，载波信号和一个或多个调制信号之间的交叉点定义了晶体管的闭合和断开的开关时间。

为了控制其转换器，图1A或图2中所示的设备包括适当的控制***。控制***可以包括用于所有转换器的公共控制单元、或者与每个转换器相关联的单独的控制单元。在说明书的其余部分中并且不是作为限制性的，我们将考虑其中单独的控制单元专用于特定转换器的控制的解决方案。因此，两个单独的控制单元UC1、UC2用于相应地控制根据图1A所示的架构的设备的第一转换器CONV1和第二转换器CONV2。因此，两个单独的控制单元UC10、UC20用于相应地控制根据图2所示的架构的设备的第一转换器CONV10和第二转换器CONV20。

每个控制单元UC1、UC2、UC10、UC20通过脉冲宽度调制来确定开关时间，并且向与其相关联的转换器的晶体管提交相应的控制命令。每个晶体管与电网控制装置相关联，该电网控制装置从其相关联的控制单元接收控制命令。每个控制单元具体包括微处理器和存储设施。

在这两种架构中，包括共模电感的共模滤波器F_MC布置在连接到供应电网的输入相上，用于滤除由转换器的开关产生的电磁干扰。这种类型的滤波器是公知的，并且将不在本申请中详细描述。以已知的方式，其具体包括具有磁芯的电感，其中，三个绕组围绕磁芯布置，每个绕组串联连接到单独的输入相。

在具有连接到DC供应总线的两个转换器的架构中，布置在前端的共模滤波器的电感所接收的通量是不同转换器产生的共模电压的组合的函数。

根据本发明，可以证明由共模电感接收的通量是共模电压的积分的函数。

参考示出了图1A和图1B中所示的架构的简化表示的图1C，从电感考虑的该共模电压V_{MC_L}是以下的函数：

-由***中的两个转换器中的每一个产生的共模电压V_MC1、V_MC2，

-存在于电力导体和地之间的杂散电容C1，C2。

然而，在滤波器的电感中产生的最大磁通量以不受控制的方式随时间变化，可能导致其磁芯的饱和。为了应对电感的磁芯饱和的可能性，最简单的解决方案涉及滤波器的过大尺寸以适应最不利的情况。

在图1A和图2中，共模电流I_MC所遵循的路径由虚线表示。

然而，下面描述的本发明允许通过提出对由共模滤波器F_MC的电感接收的通量的控制来限制滤波器的过大尺寸。

参考图1A所示的设备的架构，将更具体描述本发明。然而，应当理解，对于图1B所示的变型和图2所示的设备的第二架构，该解决方案将是相同的，并且对于包括多于两个的并联连接的转换器的任何架构，该解决方案将是可复制的。

为此，本发明作用于用于控制设备中的每个转换器CONV1、CONV2的载波信号之间的相移角Ψ。

为了控制第一转换器中的每个晶体管，第一控制单元UC1部署第一脉冲宽度调制，其至少采用在第一斩波频率f_sw1产生的第一载波信号和第一调制信号。

为了控制第二转换器中的每个晶体管，第二控制单元UC2部署第二脉冲宽度调制，其至少采用在第二斩波频率f_sw2产生的第二载波信号和第二调制信号。

图3A和3B示出了当第一转换器CONV1通过在第一斩波频率f_sw1产生的第一载波信号P1控制并且第二转换器CONV2通过在第二斩波频率f_sw2产生的第二载波信号P2控制时，由共模滤波器的电感接收的最大通量Φ_max的变化，其中两个载波信号相移了在图3A和图3B之间不同的相移角ψ₁、ψ₂。在图3A中相移角不为零，而在图3B中选择相移角例如为零。在这两个图之间，可以观察到载波信号之间的相移角对由滤波器的电感接收的最大通量的值的影响。在图3A中，检测到的最大通量实际上低于图3B中的检测到的最大通量。

因此，本发明的目的是确定要施加在第一载波信号和第二载波信号之间的最佳相移角Ψ_opt，使得由共模滤波器的电感接收的最大通量Φ_maxv将尽可能低，从而允许防止其磁芯的任何饱和。两个载波信号中的一个载波信号将被定义为参考载波信号，而另一个载波信号将相对该一个载波信号相移由此确定的最佳相移角Ψ_opt。

要施加在两个载波信号之间的最佳相移角Ψ_opt是基于在斩波频率f_sw1、f_sw2之间的、指定为ki的比率来确定的。根据第一斩波频率的值和第二斩波频率的值，该比率将采用许多不同的值。该比率由以下关系任意定义：

其中：

-i的范围为1至n，并且n大于或等于2，

-f_sw1是第一载波信号的斩波频率，

-f_sw2是第二载波信号的斩波频率。

因此，比率ki的值会根据每个斩波频率采用的值而变化。对于两个斩波频率之间的每个比率，可以在两个载波信号之间施加多个相移角。对于这些相移角中的每一个，由共模滤波器的电感接收的最大通量将有可能不同。因此，理论最佳相移角Ψ_{i_opt_th}将与在架构的布置相对于地对称的情况下使得共模电感接收的最大通量在理论上最小的比率ki的每个值相关联。

优选地，理论最佳相移角Ψ_{i_opt_th}例如与每个比率ki一起存储在预定数据表中。图5示出了建立作为第一斩波频率和第二斩波频率之间的比率ki的函数的、每个相移角Ψ_{i_opt_th}之间的关系的数据表的表示。

预定数据表将优选地存储在控制单元UC1、UC2中的一个或两个的存储设施中。数据表可以在被加载到存储设施之前，在学习阶段期间或通过仿真来建立。关于其建立，对于两个斩波频率之间的比率ki的每个值，这将涉及：

-扫描相移角的不同潜在值，

-对于每个相移角，通过测量或计算确定由共模滤波器的电感接收的磁通量，

-对于每个相移角，确定由共模电感接收的最大磁通量，

-存储最大磁通量呈现其最小值时的理论最佳相移角Ψ_{i_opt_th}。

根据这些一般原则，在两种情况之间做出区分：

-第一种情况，其中杂散电容C1和C2相等，即，该布置相对于地对称，

-第二种情况，其中杂散电容不同，即，该布置相对于地不对称。

在第一种情况下，电缆、电动机和到地的连接被认为是相同的。因此，由共模滤波器F_MC的电感接收的通量是每个转换器CONV1、CONV2所产生的共模电压的总和的函数，并且作为施加到上述两个载波信号的两个斩波频率f_sw1、f_sw2的函数而变化。

在第一种情况下，要施加在两个载波信号之间的最佳相移角Ψ_opt直接对应于与在两个斩波频率之间确定的比率ki相关联的理论最佳相移角Ψ_{i_opt_th}。

在该第一种情况下，根据本发明的控制方法因此遵循下面参照图6描述的步骤。例如认为但不作为限制，该方法的不同步骤由与第一转换器CONV1的控制相关联的第一控制单元UC1部署。然而，应当理解，该部署可以由第二控制单元进行。因此，第一载波信号被任意地定义为参考载波信号。

-与第一转换器CONV1相关联的第一控制单元UC1包括软件读取器模块，其被设计为读取为了控制第一转换器而产生的第一载波信号的第一斩波频率f_sw1的值，并且向第二控制单元UC2提交用于获取由第二控制单元UC2施加的用于控制第二转换器CONV2的第二载波信号的第二斩波频率f_sw2的值的请求。当接收到该请求时，第二控制单元UC2将第二斩波频率f_sw2的值提交给第一控制单元UC1。

-第一控制单元UC1被设计为激活用于由此获得的两个斩波频率值之间的比率ki的计算模块M1。

-基于所计算的比率ki，第一控制单元UC1运行模块M2，用于确定要在构成参考载波信号的第一载波信号与第二载波信号之间施加的最佳相移角Ψ_opt。如上所述，最佳相移角Ψ_opt可以通过从预定数据表(图5)直接读取而获得。

-第一控制单元UC1被设计为在两个载波信号之间施加由此确定的最佳相移角Ψ_opt。为此：

-第一控制单元UC1运行检测模块，其被设计为检测第一载波信号P1达到最小值的时间。

-基于所确定的时间，第一控制单元UC1对于对应于要施加的最佳相移角Ψ_opt的时间间隔，启动计数器功能。一旦达到该时间间隔，第一控制单元UC1就运行同步模块，该同步模块产生用于传输到第二控制单元UC2的同步位Sync。

-当接收到同步位Sync时，第二控制单元UC2运行用于重置第二载波信号P2的模块，其中该模块被设计为强制第二载波信号P2到最小值。

-如果两个斩波频率之间的比率ki被修改，则必须重新部署上述步骤。

图4示出了作为在载波信号之间施加的最佳相移角Ψ_i的函数而获得的最大通量的变化。因此可以看出，对于载波信号之间的最佳相移角的一个或多个值，存在最小通量。

在根据上述第二架构执行(即，具有有源整流器类型的第一转换器CONV10和连接到电动机的逆变器类型的第二转换器CONV20)的控制设备中，其中通过上述方法确定的最佳相移角Ψ_{i_opt_th}必须调整180°的值。自然地，当第一转换器CONV10和第二转换器CONV20相同时这也适用。

在上述第二种情况下，这些布置相对于地不再相同，使得电动机和/或两个转换器的电缆不同，从而导致杂散电容的单独的值。

在第二种情况下，要施加的最佳相移角Ψ_opt将不是直接从两个斩波频率之间的比率推导的理论最佳相移角Ψ_{i_opt_th}，因为杂散电容C1、C2具有单独的值。因此，必须将校正函数应用于从两个斩波频率之间的比率推导的理论最佳相移角Ψ_{i_opt_th}。该校正可以在***的操作期间实时部署，或者可以通过仿真或通过学习阶段的部署而在该操作之前确定。然后例如可以在控制单元的存储设施中建立和保存用于将经校正的理论最佳相移角与比率ki的每个值相关联的新的数据表。

为了确定要应用的校正，第一控制单元UC1必须确定在共模滤波器的电感中流动的实际磁通量。该实际磁通量可以通过以下确定：

-通过使用磁通量传感器在电感中直接测量，

-通过基于共模滤波器的电感的端子处的电压而间接测量。对于三绕组电感，这给出：

其中V1、V2和V3是电感中每个绕组的端子处的电压。

相关联的磁通量从以下关系式推导：

参考图7，考虑到实时执行的对理论最佳相移角Ψ_{i_opt_th}的校正，在控制***中部署的根据本发明的方法因此包括以下步骤：

-与第一转换器CONV1相关联的第一控制单元UC1包括软件读取器模块，其被设计为读取为了控制第一转换器而产生的第一载波信号P1的第一斩波频率f_sw1的值，并且向第二控制单元UC2提交用于获取由第二控制单元UC2施加的用于控制第二转换器CONV2的第二载波信号P2的第二斩波频率f_sw2的值的请求。当接收到该请求时，第二控制单元UC2将第二斩波频率的值提交给第一控制单元。

-第一控制单元UC1被设计为激活用于由此获得的两个斩波频率值之间的比率ki的计算模块M10。

-基于所计算的比率ki，第一控制单元UC1运行用于确定要施加在两个载波信号之间的理论最佳相移角Ψ_{i_opt_th}的模块。如上所述，理论最佳相移角Ψ_{i_opt_th}可以通过从预定数据表(图5)直接读取而获得。该理论最佳相移角Ψ_{i_opt_th}对应于例如将被保存在数据表中并由第一控制单元UC1读取的理论最小通量Φ_{i_th}。

-同时，第一控制单元基于通过前述方法之一确定的磁通量来定义实际最小磁通量Φ_mes，前述方法之一即：在例如等于一秒的预定处理间隔内直接或间接的测量其中，其中，不管各种转换器上的斩波频率如何，该间隔均有效。

-第一控制单元运行比较模块M30，比较模块M30被设计为将理论最小磁通Φ_{i_th}与实际最小磁通Φ_mes进行比较并且确定差分(differential)D。差分D例如被加载到例如比例积分校正类型的校正模块M40中，用于从中推导出将被应用于理论最佳相移角Ψ_{i_opt_th}的校正Vcorr。将校正值与理论最佳相移角Ψ_{i_opt_th}相加，以获得对应于用于达到实际最小通量的最佳相移角Ψ_opt的经校正的相移角。

-第一控制单元UC1随后在两个载波信号P1、P2之间施加由此确定的最佳相移角Ψ_opt。为此：

-第一控制单元UC1运行检测模块，其被设计为确定第一载波信号P1达到最小值的检测时间。

-在由此确定的检测时间的影响下，第一控制单元UC1对于对应于要施加的最佳相移角Ψ_opt的时间间隔，启动计数器功能。一旦达到该时间间隔，第一控制单元UC1就产生用于传输到第二控制单元UC2的同步位。

-在接收到同步位时，第二控制单元UC2运行用于重置第二载波信号P2的模块，其被设计为强制第二载波信号到最小值。

-如果两个斩波频率之间的比率被修改，则必须重新部署上述步骤。

如果设备包括多于两个转换器，则对于相对于地对称或不对称的布置，可以以类似的方式应用上述两种方法。在包括多于两个转换器的架构中，必须确定施加在每个转换器上的每个载波信号的相对于参考载波信号的最佳相移角。最佳相位角的组合系列对应于由共模滤波器的电感接收的最小通量值。该系列与一系列比率相关联，其中该系列中的每个比率基于与特定转换器相关联的载波信号的斩波频率和参考载波信号的斩波频率来确定。因此，对于每个系列的比率，存在为了达到最小磁通量而要施加的一系列最佳相移角。每个系列的比率和一系列最佳相移角之间的关联例如被保存在数据表中。如上所述，该数据表可以在学习阶段期间或通过仿真，通过扫描各种参数并选择磁通量最小的那些数据系列来建立。

因此，本发明具有许多优点。它允许：

-在包括多个并联连接到公共DC供应总线的逆变器的控制***架构中，对由共模滤波器的电感接收的最大通量值的优化。

-在包括一个有源整流器和一个逆变器的控制***架构中，对由共模滤波器的电感接收的最大通量的优化。

-在相对于地对称或非对称的架构中，对由共模滤波器的电感接收的最大通量的优化。

-通过对根据本发明的方法的一次性部署，来从电感的饱和状态恢复。

-确定共模滤波器的最佳尺寸，从而避免任何成本或空间的问题。

Claims (18)

1.一种在电动机的控制设备中部署的控制方法，其中所述控制设备包括：

-多个输入相，其被设计用于连接到用于输送AC电压的电网***，

-连接到所述输入相上的共模滤波器(F_MC)，包括至少一个电感，

-DC供应总线，其被布置用于输送DC电压，

-连接到所述DC供应总线的第一转换器(CONV1，CONV20)，其通过第一脉冲宽度调制被控制用于将第一电压脉冲沿施加到电动机，所述第一脉冲宽度调制通过将在第一斩波频率施加的被描述为参考载波信号的第一载波信号(P1)与第一调制信号进行比较而获得，

-连接到所述DC供应总线并通过第二脉冲宽度调制控制的第二转换器(CONV2，CONV10)，所述第二脉冲宽度调制通过将在第二斩波频率施加的第二载波信号(P2)与第二调制信号进行比较而获得，

-所述第二载波信号(P2)被设计为与参考载波信号异相一个相移角，

-其特征在于，所述控制方法包括从所述第一斩波频率和所述第二斩波频率确定最佳相移角(Ψ_opt)，其中所述最佳相移角(Ψ_opt)是使得由所述共模滤波器的电感接收的最大磁通量尽可能低的相移角。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法包括用于确定所述第一斩波频率和所述第二斩波频率之间的比率(ki)的步骤。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，该方法包括用于读取预定数据表的步骤，所述预定数据表包含所述比率(ki)的多个存储值、以及针对每个比率值而包含对应于最大磁通量的理论最佳相移角(Ψ_{i_opt_th})。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，如果所述控制设备具有相对于地对称的架构，则最佳相移角对应于所述理论最佳相移角(Ψ_{i_opt_th})。

5.如权利要求3所述的方法，其特征在于，如果控制设备具有相对于地不对称的架构，则最佳相移角对应于所述理论最佳相移角(Ψ_{i_opt_th})加上校正值(Vcorr)。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，基于针对所述共模滤波器的电感测量的理论磁通量(Φ_{i_th})和实际磁通量(Φ_mes)之间的差来确定所述校正值(Vcorr)。

7.如权利要求4至6中任一项所述的方法，其特征在于，该方法包括用于检测所述第一载波信号(P1)达到最小值的步骤、以及用于使所述第二载波信号(P2)相对于所述第一载波信号同步的步骤，以便考虑所确定的最佳相移角(Ψ_opt)。

8.如权利要求3所述的方法，其特征在于，如果所述控制设备中的所述第二转换器是有源整流器类型的，则所述最佳相移角对应于所述理论最佳相移角加上180°的值。

9.如权利要求3所述的方法，其特征在于，如果所述控制设备包括由通过将施加在第三斩波频率的第三载波信号与第三调制信号进行比较而获得的第三脉冲宽度调制控制的第三转换器，则所述方法包括以下：

确定所述第一载波信号的斩波频率和所述第二载波信号的斩波频率之间的第一比率，

确定所述第一载波信号的斩波频率和所述第三载波信号的斩波频率之间的第二比率，

确定与所述第一比率相关联的用于所述第二载波信号的理论最佳相移角和与所述第二比率相关联的用于所述第三载波信号的理论最佳相移角。

10.控制***，被设计用于部署如前述权利要求之一所述的控制方法，其中所述***包括至少一个控制单元(UC1，UC10，UC2，UC20)，并且其特征在于，该***包括用于从所述第一斩波频率和所述第二斩波频率确定最佳相移角(Ψ_opt)的模块，其中要施加的所述最佳相移角(Ψ_opt)对应于使得由所述共模滤波器的电感接收的最大磁通量尽可能低的相移角。

11.如权利要求10所述的***，其特征在于，该***包括用于确定所述第一斩波频率和所述第二斩波频率之间的比率(ki)的模块。

12.如权利要求11所述的***，其特征在于，该***包括用于读取预定数据表的模块，所述预定数据表包含比率(ki)的多个存储值、以及针对每个比率值而包含由此确定的对应于所述最大磁通量的理论最佳相移角(Ψ_{i_opt_th})。

13.如权利要求12所述的***，其特征在于，如果控制设备具有相对于地对称的架构，则所述最佳相移角对应于所述理论最佳相移角(Ψ_{i_opt_th})。

14.如权利要求12所述的***，其特征在于，如果控制设备具有相对于地不对称的架构，则所述最佳相移角对应于所述理论最佳相移角(Ψ_{i_opt_th})加上校正值(Vcorr)。

15.如权利要求14所述的***，其特征在于，所述校正值(Vcorr)基于针对所述共模滤波器的电感测量的理论磁通量(Φ_{i_th})和实际磁通量(Φ_mes)之间的差来确定。

16.如权利要求12至15中任一项所述的***，其特征在于，该***包括用于检测所述第一载波信号(P1)达到最小值的模块、和用于使所述第二载波信号(P2)相对于所述第一载波信号同步的模块，以便考虑由此确定的最佳相移角(Ψ_opt)。

17.如权利要求12所述的***，其特征在于，如果控制设备中的第二转换器是有源整流器类型的，则所述最佳相移角对应于所述理论最佳相移角加上180°的值。

18.如权利要求12所述的***，其特征在于，如果所述控制设备包括由通过将施加在第三斩波频率的第三载波信号与第三调制信号进行比较而获得的第三脉冲宽度调制控制的第三转换器，则所述***包括：

-用于确定所述第一载波信号的斩波频率和所述第二载波信号的斩波频率之间的第一比率的模块，

-用于确定所述第一载波信号的斩波频率和所述第三载波信号的斩波频率之间的第二比率的模块，

-用于确定与所述第一比率相关联的用于所述第二载波信号的理论最佳相移角和与所述第二比率相关联的用于所述第三载波信号的理论最佳相移角。

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