CN106998213B - 接收器电路、方法及*** - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种接收器电路，所述接收器电路包括：输入端，所述输入端被配置成接收输入信号；干扰信号强度计算器，所述干扰信号强度计算器被配置成基于输入信号确定干扰信号强度指示符；补偿区块，所述补偿区块被配置成对输入信号施加同信道干扰补偿操作，以便产生补偿输入信号；补偿加权组件，所述补偿加权组件被配置成对补偿输入信号施加补偿加权因数，以便产生加权补偿输入信号，其中所述补偿加权因数是基于干扰信号强度指示符；延迟区块，所述延迟区块被配置成对输入信号施加延迟，以便产生延迟输入信号；延迟加权组件，所述延迟加权组件被配置成对延迟输入信号施加延迟加权因数，以便产生加权延迟输入信号，其中所述延迟加权因数是基于干扰信号强度指示符；以及信号合路器，所述信号合路器被配置成将所述加权延迟输入信号与所述加权补偿输入信号组合，以便提供用于解调的组合输入信号。

Description

接收器电路、方法及***
技术领域
本发明涉及接收器电路，所述接收器电路包括提供同信道干扰补偿 (CIC)的接收器电路。
背景技术
FM频带的带内同信道(IBOC)数字无线电广播标准由国家电视***委员会(NRSC)(National Radio Systems Committee)所公布的“带内 /同信道数字无线电广播标准(In-band/on-channel Digital Radio Broadcasting Standard)”文件的FM部分限定。此文件也是所传输的IBOC 信号的基础，所述IBOC信号可以被由HD RadioTM认证的接收器接收。 HDRadioTM传输也是基于“(HD RadioTM空中接口设计描述层1FM)HD RadioTM Air InterfaceDesign Description Layer 1FM”，文件编号：第 SY_IDD_1011sG号Rev.G，2011年8月23日。
发明内容
根据本发明的第一方面，本发明提供一种接收器电路，所述接收器电路包括：
输入端，所述输入端被配置成接收输入信号；
干扰信号强度计算器，所述干扰信号强度计算器被配置成基于输入信号来确定干扰信号强度指示符；
补偿区块，所述补偿区块被配置成对输入信号施加同信道干扰补偿操作，以便产生补偿输入信号；
补偿加权组件，所述补偿加权组件被配置成对补偿输入信号施加补偿加权因数，以便产生加权补偿输入信号，其中所述补偿加权因数是基于干扰信号强度指示符；
延迟区块，所述延迟区块被配置成对输入信号施加延迟，以便产生延迟输入信号；
延迟加权组件，所述延迟加权组件被配置成对延迟输入信号施加延迟加权因数，以便产生加权延迟输入信号，其中所述延迟加权因数是基于干扰信号强度指示符；以及
信号合路器，所述信号合路器被配置成将加权延迟输入信号与加权补偿输入信号组合，以便提供用于解调的组合输入信号。
通过使用补偿输入信号与延迟输入信号的加权组合，可以实现良好的灵敏度增益。
在一个或多个实施例中，延迟加权组件、补偿加权组件以及信号合路器被配置成根据干扰信号强度指示符对补偿输入信号和延迟输入信号施加混合加权。
在一个或多个实施例中，输入信号包括带内同信道信号的数字上边带信号或数字下边带信号。
在一个或多个实施例中，数字上边带信号和数字下边带信号包括 OFDM信号。
在一个或多个实施例中，接收器电路另外包括一种滤波器，所述滤波器被配置成接收接收器信号，并向输入端提供输入信号。接收器信号可以包括带内同信道信号，所述带内同信道信号包括中央FM信号、数字上边带信号以及数字下边带信号。滤波器可以被配置成过滤出频率在数字上边带和数字下边带的信号频率之外的信号。
在一个或多个实施例中，干扰信号强度指示符被配置成提供关于输入信号为OFDM信号的程度的指示符。干扰信号强度指示符可以被配置成提供关于输入信号为恒定模数信号的程度的指示符。
在一个或多个实施例中，干扰信号强度计算器包括二阶矩计算器。干扰信号强度指示符可以包括基于二阶矩的比率。基于二阶矩的比率可以包括以下两者之间的比率：
输入信号(E{Y2})的绝对值平方的方差；和
输入信号((E{Y})2)的绝对平方值的均方。
在一个或多个实施例中，干扰信号强度指示符可采用零与一之间的值。补偿加权因数可以为一减去干扰信号强度指示符。延迟加权因数可以是干扰信号强度指示符。
在一个或多个实施例中，干扰信号强度计算器被配置成：
当输入信号为OFDM信号时，将干扰信号强度指示符的值设置成第一值，所述第一值可以是1；
当输入信号为恒定模数信号时，将干扰信号强度指示符的值设置成第二值，所述第二值可以是0；和
当输入信号包括恒定模数信号和OFDM信号两者时，将干扰信号强度指示符的值设置成在所述第一值与所述第二值之间的值。
在一个或多个实施例中，接收器电路另外包括解调器，所述解调器被配置成解调组合输入信号。
在一个或多个实施例中，补偿区块被配置成对输入信号施加连续遍历算法，以便产生补偿输入信号。
可以提供一种处理输入信号的方法，所述方法包括：
确定输入信号的干扰信号强度指示符；
对输入信号施加同信道干扰补偿操作，以便产生补偿输入信号；
对补偿输入信号施加补偿加权因数，以便产生加权补偿输入信号，其中所述补偿加权因数是基于干扰信号强度指示符；
对输入信号施加延迟，以便产生延迟输入信号；
对延迟输入信号施加延迟加权因数，以便产生加权延迟输入信号，其中所述延迟加权因数是基于干扰信号强度指示符；以及
将加权延迟输入信号与加权补偿输入信号组合，以便提供用于解调的组合输入信号。
可以提供一种汽车无线电接收器***，所述汽车无线电接收器***包括本文中所公开的任一接收器电路或其被配置成执行本文中公开的任一方法。
可以提供一种集成电路或电子装置，所述集成电路或电子装置包括本文中所公开的任一电路或***。
尽管本发明容许各种修改和替代形式，但其细节已借助于例子在附图中示出并且将详细地描述。然而，应理解，也可能存在除所描述的特定实施例以外的其它实施例。属于所附权利要求书的精神及范围内的所有修改、等效物以及替代实施例也涵盖在其中。
以上论述并不旨在呈现当前或未来权利要求集的范围内的每一个示例实施例或每一个实施方案。以下图式和“具体实施方式”还示例各种示例实施例。结合“附图说明”考虑以下“具体实施方式”可以更全面地理解各种示例实施例。
附图说明
现将仅借助于例子参看附图来描述一个或多个实施例，附图中：
图1示出一种类型的IBOC信号的简化形式；
图2a和2b示出图1的IBOC信号，以及第1邻近下和上相邻FM 信道；
图3示出具有下和上第1邻近(FM)干扰信号的(H)IBOC传输的功率谱密度(PSD)估算值的周期图；
图4示出IBOC信号的全数字实施方案的谱标绘图；
图5示出用于针对同信道干扰补偿(CIC)施加连续遍历(COLT) 算法的示例电路；
图6示出用于针对(H)IBOC信号的数字调制OFDM部分执行同信道干扰补偿(CIC)的示例电路；
图7示出接收器电路的示例性实施例；
图8示出双路径CIC接收器***的框图的示例性实施例；
图9示出具有两个较强第1邻近FM干扰信号的稳定AWGN信道的误码概率；以及
图10示意性地示出处理输入信号的方法的示例性实施例。
具体实施方式
图1示出一种类型的IBOC信号100的简化形式，所述IBOC信号 100是所谓的“混合IBOC FM”信号，并且在本文中表示为“混合IBOC”。在水平轴线上示出频率，用0Hz表示载波频率。图1的垂直方向表示功率。
混合信号100是模拟FM信号110与数字调制信号112、114的组合 /叠加。模拟FM信号110占用200kHz的带宽，所述200kHz的带宽在 -100kHz与100kHz之间，并且表示以载波频率为中心的中央部分。数字调制信号112、114占用约200kHz的带宽。然而，数字调制信号被分成下边带112和上边带114，每一边带的带宽大致为100kHz。下边带谱定位在比载波频率低100kHz的距离处。上边带114频谱定位在比载波频率高100kHz的距离处。以此方式，下边带112低于中央部分的最低频率，并且上边带114高于中央部分的最高频率。数字调制信号112、 114可以使用正交频分多路复用(OFDM)，其中副载波的数量能够随所选服务/传输模式而变化。
数字调制信号112、114的总功率可以比模拟主FM信号110的功率小约一百倍。混合IBOC信号100可以因此被视为噪音FM信号。
所谓的“信道栅格”限定用于模拟FM信号的保留信道带宽。如图 1中的模拟中央部分110示出，通过调节，频带II的信道带宽为200kHz。其结果是，下和上数字OFDM边带112、114可以对应于第1邻近下和上相邻FM信道的频率范围。将参见图2a和2b另外对此进行另外描述。
图2a示出图1的IBOC信号，以及第1邻近下相邻FM信道220a 和第1邻近上相邻FM信道230a。
(H)IBOC信号的主要边带212、214占用下相邻信道220a的约100 kHz，占用上相邻信道230a的约100kHz。由于主要边带212、214超出此200kHz栅格，其容易受到相邻信道的干扰，所述干扰为第1邻近(FM) 干扰。因此，(H)IBOC传输的每个第1邻近(FM)信号220a、230a可以对数字调制下边带和上边带212、214造成同信道干扰。
可以通过调节使同信道干扰达到更大的功率，所述功率比数字调制下边带和上边带212、214的功率大一百倍。此外，第1邻近干扰信号 220a、230a两者可以同时存在，因此，在这种状况下，相邻FM传输导致下边带和上边带212、214均失真。
图2b示出图1的IBOC信号，以及第1邻近相邻FM信道220b、 230b。与图2a相比，第1邻近下相邻FM信道220b和第1邻近上相邻 FM信道230b的功率小于它们所干扰的相应数字调制下和上边带212、 214的功率。如将在下文中论述，图7的电路可以充分地解码信号，而与第1邻近相邻FM信道220b、230b的强度无关。
图3示出具有下和上第1邻近(FM)干扰信号的(H)IBOC传输的功率谱密度(PSD)估算值的周期图。图3中的信号的各种部分已经被给定与图2a中示出的信号的相应部分相同的参考标号。
图3示出，实际上，下第1邻近相邻FM传输320(浅灰色曲线) 和上第1邻近相邻FM传输(深灰色曲线)330分别造成(H)IBOC传输 (黑色曲线)的下边带和上边带312、314严重失真
可以使用“带内同信道”(IBOC)无线电传输***，以此来在同一频率上同时传输数字无线电和模拟无线电广播信号。如将在下文中论述，也存在两种数字信号被组合在其中的全数字形式。用于本文的术语 (H)IBOC指的是可以呈混合形式或全数字形式的IBOC信号。
图4示出IBOC信号的全数字实施方式的谱标绘图。针对全数字 IBOC FM信号，模拟FM信号被(第二)数字调制信号420b、422b替换。在全数字模式下，主要数字边带420a、422a的带宽凭借低功率第二边带充分地扩增。
全数字IBOC信号的带宽大致为400kHz。以与上文参看图2a所描述的方式相同的方式，大约各个下和上邻近信道的100kHz被占用(也就是说，超出200kHz“信道栅格”的频率)。全数字IBOC信号的下数字边带示为420，并且上数字边带示为422。其各自具有主要区段420a、 422a和第二区段420b、422b。在图4中，扩展频率分区(E)的数目固定为4。在混合模式***中，例如如图1和图2中示出，依据所传输服务模式，扩展频率分区(E)的数目可以是0、1、2或4。
在(H)IBOC传输的情况下，在混合模式以及全数字模式中，数字调制下和上边带可以基于经译码OFDM(COFDM)的特定形式。在 (H)IBOC传输中，两个(上和下)第1邻近FM信号对于数字调制COFDM 信号来说是同信道干扰信号，这是因为它们以与(H)IBOC传输信号的下和上边带的频率相同的频率驻留。因此，为使其稳固以抵御此等第1邻近(FM)同信道干扰信号，(H)IBOC***可以使用一种同信道干扰补偿 (CIC)。CIC的目的是减少(或实际上消除)第1邻近FM干扰信号，以使得所得信号可以用于例如通过软决策维特比解码器(soft-decision Viterbi-decoder)来进行OFDM处理、解调和解码。
图5示出用于针对同信道干扰补偿(CIC)施加连续遍历(COLT) 算法的示例电路。在US 6,259,893 B1中更加详细地描述所述电路，其内容通过引用的方式并入本文中。
可以从图5看出，COLT补偿算法利用FM干扰信号是连续模数信号的事实。实际上，仔细观察图5，图5示出：COLT算法根据以下方程式以模数与模数的平均值之间的比率来“加权”失真边带信号：
Figure BDA0001210571730000071
其中，s(t)是失真边带信号，即，移位和滤波基带输入信号的I和Q 时间样本，并且E{.}是统计平均值。
图6示出用于针对(H)IBOC信号的数字调制OFDM部分执行同信道干扰补偿(CIC)的示例电路。图6的电路是关于应用图5的COLT 原理的双路径CIC情境。在US 6,671,340 B1中更加详细地描述图6的电路，其内容通过引用的方式并入本文中。
在这个电路中，在如图6中DAB边带滤波器144所表示的频带分隔滤波器或“分离滤波器”的后面提供第1路径146和第2路径148。
第2路径148(如图6中所示的上路径)包括：
·OFDM FFT DEMOD区块170，所述OFDM FFT DEMOD区块170 用于执行快速傅里叶变换(FFT)(fast Fourier transform)(借此提供 OFDM处理)和解调所接收信号；
·估算CSI(信道状态信息)区块172，所述估算CSI(信道状态信息)区块172用于执行信道估算；以及
·软二元度量区块176，所述软二元度量区块176用于计算各个经译码位的软决策信息(即，对数似然比(LLR))。
第1路径146(图6中所示的最下路径)也包括OFDM FFT DEMOD 区块156、估算CSI区块160以及软二元度量区块162，它们执行与第2 路径148中相应区块相同的任务。此外，第1路径146也包括FM跟踪和抵消区块152，所述FM跟踪和抵消区块152基于如图5中所示的COLT原理执行CIC。被此基于COLT的CIC处理采用的“非线性加权”(根据上述方程式1)将通过改变信号的“信道增益”、“信道相位”以及噪音分量而影响信号。为了对此等非线性变化建模，将把第2路径148当作相对于第1路径146可能具有“独立特性”的路径处理。应注意，此为假设，这是因为第2路径148的统计数据源自仿效DAB边带滤波器 144的同一信号，并且因此，所述统计数据与所述第1路径146的统计数据完全相同。然而，假设非线性COLT加权会以(两个不同“独立”路径中的)这个信号模式可能保持的方式来影响信号。
此外，假设一个信号模式，在此信号模式中，循环前缀(CP)(所述循环前缀为重复以防止或减少符号间干扰(ISI)的OFDM符号的已知部分)会彻底消除任何ISI并且不存在载波间干扰(ICI)。第2路径 148具有延迟区块166，所述延迟区块166估算出现在第1路径146中的时序和频率偏移(由FM跟踪和抵消区块152所导致)并且在第2路径 148中对所接收信号施加延迟，这对由第1路径146在(H)IBOC串流上执行的额外处理进行补偿。因此，针对这种双路径CIC法，可以把针对各个路径计算所得的软决策位度量与求和区块180组合，所述求和区块 180在频域中施加叠加。可以从图6看出，这个叠加发生在包括信道状态信息(CSI)估算的软决策位度量处理在各个路径中执行之后。
如图6中示出，第1路径146包括基于COLT原理的CIC处理，而第2路径148并不执行CIC操作。然而，对于两个路径来说，存在完整的“接收器链”。由于需要完整的额外路径以用于组合，这种情况使图6 的电路方法变得极其复杂。
图7示出接收器电路的示例性实施例，所述接收器电路具有用于接收输入信号的输入端702。在这个例子中，所述电路也包括接收接收器信号的上游DAB边带滤波器700，并且将输入信号提供到输入端702。接收器信号包括H(IBOC)信号，所述H(IBOC)信号包括中央FM信号、数字上边带信号和数字下边带信号。DAB边带滤波器700过滤出频率在数字上边带和数字下边带的信号频率之外的信号。也就是说，图7的接收器电路可以用于处理数字上边带和数字下边带中的一个。为了处理数字上边带，DAB边带滤波器700被配置成使得对应于上边带和其第1邻近上相邻FM信道(例如，频率在+100kHz与+300kHz之间)的频率通过。类似地，为了处理数字下边带，DAB边带滤波器700被配置成使得对应于下边带和其第1邻近上相邻FM信道(例如，频率在-300kHz与 -100kHz之间)的频率通过。以此方式，输入信号包括数字边带信号和来自第1相邻FM信号的任何干扰(如图2a和2b中示出)。
电路也包括可以确定干扰信号强度指示符的干扰信号强度计算器。在这个例子中，干扰信号强度计算器是二阶矩计算器704，所述二阶矩计算器704可以确定输入信号的基于二阶矩的比率(ψ)。可以将基于二阶矩的比率(其将出于混合目的而使用)限定为以下两者之间的比率：
(a)输入信号的绝对值平方的方差(随机变量)；和
(b)输入信号的绝对平方值的均方(即，取绝对平方值的平均值的二次幂)。
如将在下文中详细论述，基于二阶矩的比率可以提供指示第1相邻 FM信号相对于数字边带信号的强度的指示符。在这个例子中，基于二阶矩的比率(ψ)可以采用0与1之间的值，其中：
0表示输入信号为恒定模数FM信号，当第1相邻FM信号完全盖过数字边带信号时，发生所述恒定模数FM信号；和
1表示输入信号为OFDM((H)IBOC)信号，当不存在第1相邻FM 信号时，发生所述OFDM((H)IBOC)信号。
在其它例子中，干扰信号强度指示符可以是不同类型的指示符，以用于在所需信号类型(例如OFDM信号)与干扰信号类型(例如恒定模数信号)之间进行区别。在一些实施方案中，可以使用基于较高阶矩的指示符(例如基于三阶或四阶矩的比率)。
图7包括补偿区块706，所述补偿区块706对输入信号施加同信道干扰补偿(CIC)操作，以便产生补偿输入信号yCOLT(t)。在这个例子中，虽然所述CIC操作是上文所论述的COLT操作，但应了解，可以使用其它CIC操作。向补偿加权组件708提供补偿输入信号yCOLT(t)，所述补偿加权组件708对补偿输入信号yCOLT(t)施加补偿加权因数，以便产生加权补偿输入信号。在这个实施例中，补偿加权组件708为乘法器。
补偿加权因数是基于所述基于二阶矩的比率。在这个情况下，补偿加权因数为(1-ψ)。以此方式，当第1相邻FM信号相对于数字边带信号(ψ≈0)较强时，加权补偿输入信号约等于补偿输入信号yCOLT(t)。相比之下，当第1相邻FM信号相对于数字边带信号(ψ≈1)较弱时，加权补偿输入信号约等于零。
图7的电路也包括延迟区块710，所述延迟区块710对输入信号施加延迟，以便产生延迟输入信号y(t)。由延迟区块710提供的延迟时长对应于由补偿区块706并入的延迟。以此方式，延迟输入信号y(t)与补偿输入信号yCOLT(t)同步。向延迟加权组件712提供延迟输入信号y(t)，所述延迟加权组件712对延迟输入信号y(t)施加延迟加权因数，以便产生加权延迟输入信号。在这个实施例中，延迟加权组件712也为乘法器。
延迟加权因数也基于所述基于二阶矩的比率。在这个情况下，延迟加权因数为ψ；即，其与基于二阶矩的比率相同。以此方式，当第1相邻FM信号相对于数字边带信号(ψ≈0)较强时(例如如图2a中示出)，加权延迟输入信号约等于零。相比之下，当第1相邻FM信号相对于数字边带信号(ψ≈1)较弱时(例如如图2b中示出)，加权延迟输入信号约等于延迟输入信号y(t)。
所述电路也包括信号合路器714，所述信号合路器714将加权延迟输入信号与加权补偿输入信号组合，以便提供组合输入信号yCIC(t)。在这个例子中，信号合路器714为加法器区块。
由于(i)基于二阶矩的比率(ψ)可以采用0与1之间的值、(ii) 补偿加权因数被设为(1-ψ)并且(iii)延迟加权因数被设为ψ，所以应了解，加权延迟输入信号和加权补偿输入信号的总和表示一种形式的输入信号，所述形式的输入信号具有(a)已被施加CIC的信息的混合和(b)尚未被施加CIC的信息的混合。混合程度由第1相邻FM信号的相对强度设置。
当根据基于二阶矩的比率对补偿输入信号yCOLT(t)和延迟输入信号 y(t)施加混合加权时，可以考虑使用延迟加权组件712、补偿加权组件708 以及信号合路器714。
图7的电路也包括用于解调组合输入信号yCIC(t)的解调器716。在这个例子中，解调器716包括OFDM FFT DEMOD区块718、估算CSI 区块720以及软二元度量区块722，方式与如上文所描述的图5和6的电路相同。
有利的是，图7的电路已经除去图6的第2路径，所述图6的第2 路径包括第二解调器和接收器链。在一些应用中，此做法使得电路的复杂程度降低了几乎2个因数。同样，如将参考图9在下文中示出，可以改善(H)IBOC接收器的灵敏度增益。通过产生单一信号可能实现第2路径的此除去，所述单一信号在这个实施例中是基于COLT的CIC处理后的信号的“加权组合”，并且被称为“干净”信号，即，未受COLT操作处理的信号。
干净(H)IBOC信号和CIC处理后的(H)IBOC信号的这个组合加权将被称作“χ2-混合”。χ2-混合的原理是基于恒定模数信号的模数的一阶和二阶矩与OFDM信号的模数的一阶和二阶矩不同的事实。(H)IBOC信号的第1邻近下和上干扰信号是FM信号，所述FM信号是恒定模数信号。相比之下，“干净”所接收(H)IBOC信号(不受FM信号干扰)的下和上边带是数字调制复杂OFDM信号。这些复杂OFDM信号针对他们的实 (I)分量和虚(Q)分量具有高斯分布(Gaussian distribution)并且，因此，平方模数将具有χ2-分布，此情况(显然)不适用于恒定模数信号。因此，加权组合可以基于接收到的(H)IBOC信号的一阶和二阶矩。
虽然在下文的数学例子中以线性加权进行加权组合，即，“对同信道干扰补偿(CIC)进行χ2-混合”，但应了解，在一些例子中也可以使用非线性加权。
首先，我们注意到，所接收(H)IBOC信号：
Figure BDA0001210571730000121
其中，I分量以及Q分量均具有高斯(即，正态)分布，所述高斯分布具有零平均值和方差
Figure BDA0001210571730000122
另外，由于我们关注χ2随机变量的一阶和二阶矩，我们限定：
Figure BDA0001210571730000123
并且Y变为各自具有完全相同的分布的两个独立随机变量的求和。从而，Y是具有共同方差σ2的两个iid(独立且相同分布)零平均值高斯随机变量的和，那么Y便是“具有2个自由度的χ2随机变量”。此外， Y的平均值和方差由以下给定：
Figure BDA0001210571730000124
现在我们重写Y的方差：
Figure BDA0001210571730000125
并且限定特定的基于二阶矩的比率：
Figure BDA0001210571730000126
注意，在所接收信号是OFDM信号(例如，表示不具有第1邻近FM信号的(H)IBOC信号)的情况下，Y是具有2个自由度的χ2随机变量并且比率ψ求值成1：
Figure BDA0001210571730000127
针对OFDM((H)IBOC)信号 方程式7
然而，如果当所接收信号是恒定模数(FM)信号(例如，表示具有极强第1邻近FM信号的(H)IBOC信号)时我们对Y求值，那么比率ψ求值成0：
Figure BDA0001210571730000128
针对恒定模数(FM)信号 方程式8
这是因为归因于所接收(输入)信号是恒定模数信号的事实，Y(大致)为恒定值。现在，我们可以施加所谓的“χ2-混合规则”，其在干净所接收(H)IBOC信号与COLT处理后所接收(H)IBOC信号之间执行线性加权。从而，χ2-混合技术得出：
Figure BDA0001210571730000131
其中，ycOLT(t)表示被COLT技术处理的用于CIC的信号，例如图7 的补偿区块的输出信号。注意，现在只有一个信号yCIC(t)需要另外处理。因此，针对OFDM处理(即，FFT、解调、信道估算、CSI估算和LLR 计算)，只需要一个路径。与图6的电路相比，这种χ2-混合技术因此会避免大量的计算复杂性。
上文所描述的混合处理可以产生所需信号和第1邻近近邻的抑制形式的组合信号。可以接着将这种混合(组合)信号用于LLR计算，以产生用于维特比解码器的精确软决策信息。
图8示出双路径CIC接收器***的框图的示例性实施例，在这个例子中示出并入有图6的电路的汽车无线电接收器***。接收器***包括被耦接到RF区块804的天线802，所述RF区块包括无线电前端(RFE)。所述RFE向A/D区块806提供模拟I/Q信号。所述A/D区块806向基带区块808提供数字I/Q信号。所述基带区块808包括向同信道干扰补偿区块810提供另一数字I/Q信号的数字前端(DFE)，在这个例子中，所述同信道干扰补偿区块810执行COLT操作，以提供CIG。如图8中示出，同信道干扰补偿区块810向用于OFDM解调和解码的H(IBOC)接收器区块816提供第一数字I/Q信号812和第二数字I/Q信号814。如图6中示出，两个数字I/Q信号被分开的接收器链解码。在这个例子中， H(IBOC)接收器区块816并不包括干扰补偿。
如果图8的接收器***变成使用图7的电路(其施加χ2-混合)而不是图6的电路(其并不施加χ2-混合)，那么将不再需要第二数字I/Q 信号814。同样，H(IBOC)接收器区块816将只需要单条接收器链。
图9示出具有两个较强(信号干扰比SIR＝-20dB)第1邻近FM 干扰信号的稳定AWGN信道的误码概率(误码率-BER)。图9中的第一曲线902示出图8的接收器***的结果，所述图8的接收器***包括图 6的电路(无χ2-混合)，并且因此在接收器区块中具有两条接收器链。第二曲线904示出图8的接收器***的结果，所述图8的接收器***包括图7的电路(具有χ2-混合)，并且因此在接收器区块中具有单条接收器链。可以看出，与并不执行χ2-混合的***的误码概率相比，执行χ2- 混合的***的误码概率降低。可以看出新提出的χ2-混合CIC算法在较强第1邻近干扰信号存在的情况下会改善(H)IBOC接收器的性能。
从图9可以看出，相较于双路径CIC法，新提出的χ2-混合CIC算法会降低BER底限。在这个例子中，针对4·10-4的BER，实现≈4.95dB 的灵敏度改善。应注意，图9示出的SNR灵敏度值(x轴)是基于在模拟器中建模的数字信号处理，例如分离滤波器是基于抑制措施，所述抑制措施力图满足常规(H)IBOC接收器的整体BER性能。
如图9中示出，在具有相同信噪比(SNR)的情况下，(H)IBOC接收器的低误码概率(BER))表示灵敏度改善。灵敏度改善的原因可以是因为接收器***能够基于正发生的干扰程度而自动调整所施加的CIC程度。因此，如果仅存在少量干扰，那么便仅执行少量CIC。这种情况可以是有利的，因为在一些情况下对不受干扰的信号施加CIC会降低信号的质量。
图10示意性地示出处理输入信号的方法的示例性实施例，例如由汽车无线电接收器***接收的(H)IBOC信号。
在步骤1002处，所述方法包括确定输入信号的基于二阶矩的比率。如上文所论述，可以使用二阶距计算器，来确定基于二阶矩的比率，并且可以：
当输入信号为OFDM信号时，将基于二阶矩的比率的值设置成第一值，在一些例子中所述值是1；
当输入信号为恒定模数信号时，将基于二阶矩的比率的值设置成不同的第二值，在一些例子中所述值是0；以及
当输入信号包括恒定模数信号和OFDM信号两者时，将基于二阶矩的比率的值设置成在所述第一值与所述第二值之间的值。
以此方式，基于二阶矩的比率可以提供关于输入信号为FDM信号的程度的指示符，并且也可以提供关于输入信号为恒定模数信号的程度的指示符。基于二阶矩的比率可以表示信号中的干扰的预期量。
在步骤1004处，所述方法包括对输入信号施加同信道干扰补偿操作，以便产生补偿输入信号。接着在步骤1006处，所述方法对补偿输入信号施加补偿加权因数，以便产生加权补偿输入信号。如上所述，补偿加权因数是基于所述基于二阶矩的比率。
在步骤1008处，所述方法包括对输入信号施加延迟，以便产生延迟输入信号。所述延迟可以使延迟输入信号与补偿输入信号一致。接着在步骤1010处，所述方法对延迟输入信号施加延迟加权因数，以便产生加权延迟输入信号。同样，延迟加权因数是基于所述基于二阶矩的比率。
接着在步骤1012处，所述方法将加权延迟输入信号与加权补偿输入信号组合，以便提供用于解调的组合输入信号。如上文所论述，可以将这个方法视为提供χ2-混合以使得单个信号可以用于解调和解码，由此单个信号基于信号中的干扰的预期量在具有或不具有CIC的情况下都具有输入信号的适当混合。
除非明确陈述特定顺序，否则可以任何顺序执行以上图式中的指令和/或流程步骤。并且，本领域的技术人员将认识到，尽管已经论述一个示例性指令集/方法，但本说明书中的材料可以通过各种方式组合，从而还产生其它例子，并且应在此具体实施方式提供的上下文内来理解。
在一些示例实施例中，上文描述的指令集/方法步骤被实施为体现为可执行指令集的功能和软件指令，所述可执行指令集在计算机或通过所述可执行指令编程和控制的机器上实现。这些指令经过加载以在处理器 (例如，一个或多个CPU)上执行。术语“处理器”包括微处理器、微控制器、处理器模块或子***(包括一个或多个微处理器或微控制器)，或其它控制或计算装置。处理器可以指单个组件或指代多个组件。
在其它例子中，本文示出的指令集/方法以及与其相关联的数据和指令存储在相应存储装置中，这些存储装置实施为一个或多个非暂时性机器或计算机可读或计算机可用存储媒体。此类计算机可读或计算机可用存储媒体被视为物品(或制品)的一部分。物品或制品可以指任何所制造的单个组件或多个组件。如本文所定义的非暂时性机器或计算机可用媒体不包括信号，但此类媒体能够接收和处理来自信号和/或其它暂时性媒体的信息。
本说明书中论述的材料的示例实施例可整体或部分经由网络、计算机或基于数据的装置和/或服务实施。这些装置和服务可以包括云、因特网、内联网、移动装置、台式计算机、处理器、查找表、微控制器、消费者设备、基础设施架构，或其它致能装置和服务。如本文和权利要求书中可使用，提供以下非排他性限定。
在一个例子中，使本文论述的一个或多个指令或步骤自动化。术语自动化或自动(和他们的类似变体)意味着使用计算机和/或机械/电气装置的设备、***和/或过程的受控操作，而不需要人类干预、观测、努力和/或决策。
应了解，称为被耦接的任何组件可直接或间接耦接或连接。在间接耦接的情况下，可以在称为被耦接的两个组件之间安置额外的组件。
在本说明书中，已经依据选定的细节集合呈现示例实施例。然而，本领域的普通技术人员将理解，可以实践包括这些细节的不同选定集合的许多其它示例实施例。希望所附权利要求书涵盖所有可能的示例实施例。

Claims (10)

1.一种接收器电路，其特征在于，所述接收器电路包括：
输入端，所述输入端被配置成接收输入信号；
包括二阶距计算器的干扰信号强度计算器，所述干扰信号强度计算器被配置成基于输入信号来确定基于二阶矩的比率作为干扰信号强度指示符；
补偿区块，所述补偿区块被配置成对输入信号施加同信道干扰补偿操作，以便产生补偿输入信号；
补偿加权组件，所述补偿加权组件被配置成对补偿输入信号施加补偿加权因数，以便产生加权补偿输入信号，其中所述补偿加权因数是基于干扰信号强度指示符；
延迟区块，所述延迟区块被配置成对输入信号施加延迟，以便产生延迟输入信号；
延迟加权组件，所述延迟加权组件被配置成对延迟输入信号施加延迟加权因数，以便产生加权延迟输入信号，其中所述延迟加权因数是基于干扰信号强度指示符；以及
信号合路器，所述信号合路器被配置成将加权延迟输入信号与加权补偿输入信号组合，以便提供用于解调的组合输入信号。
2.根据权利要求1所述的接收器电路，其特征在于，延迟加权组件、补偿加权组件以及信号合路器被配置成根据干扰信号强度指示符对补偿输入信号和延迟输入信号施加混合加权。
3.根据在前的任一项权利要求所述的接收器电路，其特征在于，输入信号包括带内同信道信号的数字上边带信号或数字下边带信号。
4.根据权利要求3所述的接收器电路，其特征在于，数字上边带信号和数字下边带信号包括OFDM信号。
5.根据权利要求4所述的接收器电路，其特征在于，所述接收器电路另外包括被配置成接收接收器信号并向输入端提供输入信号的滤波器，其中所述接收器信号包括带内同信道信号，所述带内同信道信号包括中央FM信号、数字上边带信号以及数字下边带信号，其中所述滤波器被配置成过滤出频率在数字上边带和数字下边带的信号频率之外的信号。
6.根据权利要求1、2、4、5中任一项所述的接收器电路，其特征在于，干扰信号强度指示符被配置成提供关于输入信号为OFDM信号的程度的指示符。
7.根据权利要求1、2、4、5中任一项所述的接收器电路，其特征在于，干扰信号强度指示符被配置成提供关于输入信号为恒定模数信号的程度的指示符。
8.根据权利要求1、2、4、5中任一项所述的接收器电路，其特征在于，其中基于二阶矩的比率包括以下两者之间的比率：
输入信号(E{Y2})的绝对值平方的方差；和
输入信号((E{Y})2)的绝对平方值的均方。
9.一种处理输入信号的方法，其特征在于，所述方法包括：
使用二阶距计算器确定输入信号的基于二阶矩的比率作为干扰信号强度指示符；
对输入信号施加同信道干扰补偿操作，以便产生补偿输入信号；
对补偿输入信号施加补偿加权因数，以便产生加权补偿输入信号，其中所述补偿加权因数是基于干扰信号强度指示符；
对输入信号施加延迟，以便产生延迟输入信号；
对延迟输入信号施加延迟加权因数，以便产生加权延迟输入信号，其中所述延迟加权因数是基于干扰信号强度指示符；以及
将加权延迟输入信号与加权补偿输入信号组合，以便提供用于解调的组合输入信号。
10.一种汽车无线电接收器***，其特征在于，所述汽车无线电接收器***包括根据权利要求1至8中任一项所述的接收器电路，或被配置成用于执行权利要求9的方法。
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