CN102811190B - Ofdm通信***中单频干扰的抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种OFDM通信***中单频干扰的抑制方法。采用时域和频域处理相结合的办法，对于所检测到的单频干扰，在时域采用IIR陷波滤波器滤除单频干扰，并基于数字自动增益控制调整信号功率，以保证进行后续数字信号处理时，信号输入功率稳定在最优输入功率；在频域对受单频干扰的子载波进行屏蔽处理，使之不传输有效数据。本发明所提供的方法可以有效的抵抗单频干扰，提高OFDM通信***抗单频干扰性能，并提高***的吞吐量；当OFDM通信***中存在单频干扰时，保证***能够正常运行。

Description

OFDM通信***中单频干扰的抑制方法

技术领域

本发明涉及数字通信领域，特别是涉及一种OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing正交频分复用)通信***中单频干扰的抑制方法。

背景技术

OFDM作为一种多载波的调制技术，将数据通过多个相互正交的低传输速率的子载波来传送，OFDM调制和解调处理可分别通过采用快速傅里叶反变换(IFFT)和快速傅里叶变换(FFT)来实现。由于各子载波相互正交，调制后的频谱可以相互部分重叠，大大提高了频谱利用率。另外，由于循环前缀(CP，Cyclic Prefix)的使用隔离了前后OFDM符号之间的相互干扰，使其具有很好的抗多径干扰能力；每个子载波的带宽都很小，所经历的信道都可以近似看作非频率选择性信道，因此大大降低了均衡处理的复杂度。另一方面，与单载波通信***相比，OFDM通信***也存在一些缺点，如存在较高的峰均比、易受载波频偏及单频干扰的影响等。

在OFDM通信***中，由于单频干扰的能量集中在某一个或几个子载波上，即便是很小能量的单频干扰也会对OFDM的解调性能造成严重的影响。当单频干扰正好与某一个子载波重合时(可以称为“正交单频干扰”)，造成单频干扰频率位置的子载波信噪比严重下降，但它对相邻子信道的干扰为零；而当干扰频率与子载波不重合(可以称为“非正交单频干扰”)时，由于接收端FFT窗效应所带来的频谱泄漏，非正交的单频干扰的频谱会被扩展到整个OFDM的频率范围之内，在很大的带宽范围里影响到多个子载波，造成靠近单频干扰频率附近的多个子载波输出信噪比严重下降。

现有技术中，关于OFDM通信***抗单频干扰的方法有很多：采用信道编码的方法进行频率分集；采用多接收天线技术进行空间分集；自适应干扰估计，利用单频干扰特性，得到一个单频干扰的精确复制，然后在接收信号中消除；接收端加窗，基于循环前缀和循环后缀，减小能量泄漏，抑制单频干扰对有用信号的影响；小波包变换抗单频干扰等。这些方法的普遍不足之处在于其算法的复杂度及鲁棒性。还有最直接的方法是子载波屏蔽，但是仅仅在频域上采取子载波屏蔽的方法，只是被动的绕开了干扰，并不能彻底的消除干扰的影响，特别是干扰严重的时候。

在时域进行对应频点的陷波滤波也是常用的对抗单频干扰的方法。陷波滤波器可以通过FIR(有限长冲激响应)或者IIR(无限长冲激响应)方式实现。相较于FIR，IIR是递归型滤波器，采用很少阶数就可以达到很尖锐的截止特性。通常有如下几种方法实现IIR陷波滤波器：通过全通滤波器设计陷波滤波器；将模拟的陷波滤波器转换为数字IIR陷波滤波器；格型IIR陷波滤波器；双线性二阶IIR陷波滤波器；采用零极点算法设计IIR陷波滤波器。采用零极点算法设计的IIR陷波滤波器，具有高效、稳定、精确、快收敛、易于控制、实时性强、鲁棒性好等优点，但同时具有对称和不可控带宽增益的问题，需要进一步改进。

数字自动增益控制(DAGC)的算法主要涉及功率检测和门限比较，其实现方法主要有三种：前馈式、反馈式、前馈+反馈式。前馈式数字自动增益控制比反馈式数字自动增益控制的收敛速度要快，但在幅度突变时存在畸变现象，而反馈式自动增益控制电路输出波形平滑，但响应速度较慢，而且存在不稳定的现象(若自动增益控制环路是由输入信号的电平变化控制，则将导致不稳定的冲击和释放时间，导致接收机性能恶化)。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种OFDM通信***中单频干扰的抑制方法，当OFDM通信***中存在单频干扰时，保证***能够正常运行。

为解决上述技术问题，本发明的OFDM通信***中单频干扰的抑制方法是：采用时域和频域处理相结合的办法，对于所检测到的单频干扰，在时域采用IIR陷波滤波器滤除单频干扰，并基于数字自动增益控制调整信号功率，以保证进行后续数字信号处理时，信号输入功率稳定在最优输入功率；在频域对受单频干扰的子载波进行屏蔽处理；

采用零极点算法确定二阶IIR陷波滤波器的系数，***函数的零点由单频干扰频率决定，***函数的极点由所要求的阻带带宽及陷波深度决定，并且具有对称和可控的通带增益；所述二阶IIR陷波滤波器的差分方程如下式所示：

y(n)＝b₀x(n)+b₁x(n-1)+b₂x(n-2)-a₁y(n-1)-a₂y(n-2)；

其中，a₁、a₂、b₀、b₁、b₂为二阶IIR陷波滤波器的系数，a₁＝-(1+r²)cosw；a₂＝r²；b₁＝k(1+r²)cosw；w为该二阶IIR陷波滤波器的陷波中心频率，k为该二阶IIR陷波滤波器的通带增益值，r为极点因子，代表极点离圆心的距离，0<r<1；x(n)为二阶IIR陷波滤波器的输入序列，y(n)为二阶IIR陷波滤波器的输出序列；n为正整数，代表数据序号。

鉴于现有技术中，当OFDM通信***存在单频干扰时，其性能将严重下降，本发明提出了一种时域和频域处理相结合的办法抵抗单频干扰。在时域进行陷波滤波处理滤除单频干扰，采用数字自动增益控制调整信号功率至最优输入功率，数字自动增益控制采用基于信号平均功率落差进行增益调节的机制调节数据的幅度，避免了参考功率确定的问题，也不易受其它因素的影响；在频域采取子载波屏蔽的方法，使得受单频干扰影响的子载波不用于数据传输，从而提高了OFDM通信***抗单频干扰的性能，并提高了***的吞吐量。

本发明使OFDM通信***能够非常有效地对抗单频干扰，解决了当OFDM通信***存在上述单频干扰时无法正常工作或者接收性能大幅度恶化的问题。

附图说明

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细的说明：

图1是采用了本发明所述方法实现的OFDM通信***框图；

图2是图1中的IIR陷波滤波器一实施例频率响应及零极点分布图；

图3是图1中的DAGC模块一实施例原理框图；

图4是采用有限状态机控制和确定增益值的示意图。

具体实施方式

所述OFDM通信***中单频干扰的抑制方法是采用时域和频域处理相结合的办法抵抗单频干扰，具体的方法是：

(1)在OFDM通信***接收端，在频域上进行单频干扰的检测，确定单频干扰的频率、强度信息。

(2)根据检测到的单频干扰的频率信息，采用改进的零极点算法计算二阶IIR陷波滤波器的系数。

(3)根据计算得到的系数，在时域采用IIR陷波滤波器针对单频干扰所在的频率进行陷波滤波处理，滤除单频干扰。

(4)在接收端进行陷波滤波处理和低通滤波处理之后，基于数字自动增益控制对信号功率进行调整，以保证进行后续数字信号处理时，信号输入功率稳定在最优输入功率。

(5)将接收端所检测到的单频干扰的频率和强度信息反馈给***的发送端，发送端根据所述频率和强度信息在数字调制处理中屏蔽适当数量的子载波，使之不传输有效数据。相应地，接收端在数字解调处理中跳过相应的被屏蔽的子载波。

图1所示是基于本发明的方法实现的OFDM通信***的发送端和接收端的***框图。该***的通信信号处理流程如下所述：

发送端按照缺省的配置开始发射信号。发送端的处理包括但不限于,二进制数据流信息经过CRC(循环冗余校验码)校验、扰码、纠错编码、交织处理(四者均可选)，在数字调制时根据接收端反馈回来的单频干扰频率、干扰强度信息，以及与***有效子载波的位置关系，适当地屏蔽干扰频率所在子载波周围若干个可能受到单频干扰影响的子载波，然后进行OFDM调制(包括***导频、串并转换、IFFT、并串转换、***循环前缀等处理)，调制之后的数据进行低通滤波、上变频、D/A(数/模)转换，最后经过射频单元发射。

接收端在启动接收后进行单频干扰的检测，如果未检测到单频干扰，则后续的处理按照OFDM通信***的常规流程处理；如果检测到了单频干扰，则给出单频干扰的频率和强度信息；IIR陷波滤波器系数计算模块根据所述频率信息采用改进的零极点算法计算二阶IIR陷波滤波器的系数；基于所述IIR陷波滤波器系数，启动IIR陷波滤波器以滤除单频干扰。

将接收端所检测到的单频干扰的频率和强度信息反馈给***的发送端。对于双向通信***可以利用反向信道进行单频干扰的频率和强度信息的反馈，对于单向通信***，则可以利用带外信道进行单频干扰的频率和强度信息的反馈。

***的发送端基于从接收端所反馈的单频干扰的频率和强度信息，进行相应的子载波屏蔽。

在***的接收端，经过射频处理后的信号，首先经过A/D(模/数)转换处理和射频自动增益控制(AGC)调整转换为处于最优输入功率的数字信号；然后经过IIR陷波滤波器进行陷波滤波，滤除单频干扰；再经过时频同步、下变频、低通滤波处理；处理后的信号经过数字自动增益控制(DAGC)进一步调整信号功率，以保证后续数字信号处理模块处理的信号输入功率稳定在最优输入功率，补偿由于陷波滤波以及低通滤波所造成的功率落差；然后将经过干扰抑制和增益调整后的信号进行OFDM解调(包括去循环前缀、串并转换、FFT、并串转换等处理)，解调之后的数据经过均衡和数字解调处理，最后进行解交织、纠错解码、解扰码、CRC校验(四者均可选)等一系列变换，恢复出原始数据信息。在接收端的数字解调处理中跳过所述被屏蔽的子载波，以避免受单频干扰损害的子载波对***接收性能的影响。

以下进一步就IIR陷波滤波器系数计算、IIR陷波滤波器、DAGC(数字自动增益控制)和子载波屏蔽等相关抗单频干扰处理进行描述。***中所需要的其它处理应当为本领域的工程师熟知，此处不再赘述。

关于单频干扰检测的具体处理方法参见本申请人提交的中国发明专利申请“探测帧的窄带干扰检测与BCH解码结合应用的装置及方法”(申请号：201110092176.0)，此处不再赘述。

1、IIR陷波滤波器设计及系数计算

IIR陷波滤波器系数计算模块，根据检测到的单频干扰频率，采用改进的零极点算法确定系数，其***函数的零点对应于单频干扰的频率，其极点决定其阻带带宽及陷波深度(为保证***的稳定，极点必须在单位圆内)，并且具有对称和可控的通带增益。对应一个陷波频率，需要一个二阶IIR陷波滤波器；如果需要对应n(n≧2)个陷波频率，则可以采用n个二阶IIR陷波滤波器级联。

下面以对应一个陷波频率为例，说明所述二阶IIR陷波滤波器的系数计算方法。对应一个陷波频率，需要一个二阶IIR陷波滤波器，该二阶IIR陷波滤波器的零点为z＝e^jw，极点为p＝re^jw(r＜1)(0<r<1)，用零极点算法得到的***函数如下：

$H\left(z\right)=\frac{(z-e^{\mathrm{jw}})(z-e^{-\mathrm{jw}})}{(z-{\mathrm{re}}^{\mathrm{jw}})(z-{\mathrm{re}}^{-\mathrm{jw}})}---\left(1\right)$

将(1)式进行化简得到***函数为：

$H\left(z\right)=\frac{1-2\cos \left(w\right)z^{-1}+z^{-2}}{1-2r\cos \left(w\right)z^{-1}+r^2{z}^{-2}}---\left(2\right)$

其中，w为该二阶IIR陷波滤波器的陷波中心频率，r为极点因子(0<r<1)。设单频干扰频率为f_i，OFDM通信***采样频率为f_s，则该二阶IIR陷波滤波器的陷波中心频率w＝2πf_i/f_s。

进一步通过以下改进，使其具有对称和可控的通带增益：

(1)使陷波滤波器系数在零点和奈奎斯特频率(归一化角频率π)处的增益相等，通过合理选择极点与零点的角度差，得到对称的通带增益。

(2)在对称通带增益的基础上，通过改变对称通带增益陷波滤波器幅度函数的大小，使得该二阶IIR陷波滤波器在零点和奈奎斯特频率(归一化角频率π)处的增益相等，且都等于k，解关于k的超定方程，通过最小平方逼近法利用最小量化误差来估计增益值k，从而得到可控的通带增益。

改进后的***函数形式如下：

$H\left(z\right)=\mathrm{KA}\frac{1-2\cos \left(w\right)z^{-1}+z^2}{1-2r\cos (w+\mathrm{\&phi;})z^{-1}+r^2{z}^{-2}}---\left(3\right)$

其中，K为所设定的通带增益值，A为该二阶IIR陷波滤波器增益调整常数，φ为该二阶IIR陷波滤波器改进后极点与零点的角度偏差。

通过计算化简(化简过程显而易见，对于本领域的工程师是属于常识性处理，这里不再赘述)，所设计的二阶IIR陷波滤波器的系数分别为：

a₁＝-(1+r²)cosw；a₂＝r²；b₁＝k(1+r²)cosw；    (4)

对应的二阶IIR陷波滤波器的差分方程为：

y(n)＝b₀x(n)+b₁x(n-1)+b₂x(n-2)-a₁y(n-1)-a₂y(n-2)    (5)。

其中，x(n)为二阶IIR陷波滤波器的输入序列，y(n)为二阶IIR陷波滤波器的输出序列；n为正整数，代表数据序号。

图2(a)为所设计的二阶IIR陷波滤波器在通带增益值为1时取不同的极点因子r值时频率响应图,图2(b)为对应的零极点分布图。极点因子r值代表极点离圆心的距离，该距离决定了二阶IIR陷波滤波器的阻带宽度及陷波深度,其取值范围为0<r<1。r值越大，极点离圆心的距离越大，二阶IIR陷波滤波器的阻带宽度越窄，陷波深度越小。通带增益值K和极点因子r值的具体选取可以根据具体的***设计要求基于设计经验或者仿真和参照实际测试结果进行确定，并以可配置参数的形式实现。

2、IIR陷波滤波器陷波滤波处理

基于式(5)的差分方程对接收端所接收到的数据进行陷波滤波处理，可以将相应频率的单频干扰滤除，减小单频干扰对于***通信性能的影响。所述IIR陷波滤波器对经射频自动增益控制调整转换为最优输入功率后的数字信号进行陷波滤波处理，确保射频自动增益控制的功率估计和调整均不受陷波滤波处理的影响。

3、数字自动增益控制(DAGC)

所述DAGC模块是为了补偿邻带干扰和带内单频干扰经过低通滤波(滤除邻带干扰)和陷波滤波(滤除带内单频干扰)处理所带来的信号平均功率落差，对经过IIR陷波滤波器和低通滤波器处理后的信号进行功率调整，即将其输出的增益值与接收端经陷波滤波处理和低通滤波之后数据的相乘，对数据幅度进行调节，以保证需进行后续数字信号处理的信号输入功率稳定在最优输入功率。

DAGC的实现分为三个部分：信号平均功率落差估计、基于所述信号平均功率落差估计结果进行增益值的确定、基于所述增益值进行增益调节。DAGC模块取接收端中经过陷波滤波处理和低通滤波处理后的数据进行平均功率估计，并转换为对数域的功率分贝值Pdagc；将Pdagc与接收端射频自动增益控制(AGC)模块所估计的对数功率分贝值Pagc进行比较，得到信号平均功率落差估计值Pdiff(Pdiff＝Pdagc-Pagc)。在没有邻带干扰或者没有进行针对大的带内单频干扰的陷波处理的话，***中射频AGC模块估计的对数功率分贝值与DAGC模块转换的对数域的功率分贝值没有明显的变化(即对数域的功率落差估计值Pdiff为0dB)；当存在邻带干扰、带内单频干扰或陷波滤波处理时，Pdagc与Pagc存在功率落差(即Pdiff≠0dB)。本发明中基于所述信号平均功率落差，进行增益值的确定和增益调节。DAGC的结构及处理流程参照图3所示，这种方案由于是基于功率相对差值进行控制，所以不存在参考功率的确定问题，也不易受其它因素的影响。

DAGC模块对信号功率进行持续跟踪、实时调整；其增益值由图4所示的有限状态机进行控制并确定。该有限状态机分为DAGC_IDLE(***复位)、DAGC_ACQ(增益值粗调)、DAGC_FADJ(增益值细调)和DAGC_LOCK(增益值锁定)4个状态，各状态以及状态迁移条件如下：

(1)***复位时，有限状态机回到DAGC_IDLE状态。

(2)当***复位解除且对DAGC控制使能的条件下，迁移到DAGC_ACQ状态。

(3)在DAGC_ACQ状态，如果平均功率落差估计值Pdiff的绝对值大于等于增益调节门限DAGC_TH4,则向与Pdiff的符号相反的方向以步长gainStep4进行增益值调节，即若Pdiff<0,则将增益值增大gainStep4，若Pdiff>0,则将增益值减小gainStep4；如果平均功率落差估计值Pdiff的绝对值大于等于增益调节门限DAGC_TH3而小于DAGC_TH4,则向与Pdiff的符号相反的方向以步长gainStep3进行增益值调节，即若Pdiff<0,则将增益值增大gainStep3，若Pdiff>0,则将增益值减小gainStep3；如果平均功率落差估计值Pdiff的绝对值大于等于增益调节门限DAGC_TH2而小于DAGC_TH3,则向与Pdiff的符号相反的方向以步长gainStep2进行增益值调节，即若Pdiff<0,则将增益值增大gainStep2，若Pdiff>0,则将增益值减小gainStep2；如果平均功率落差估计值Pdiff的绝对值小于增益调节门限DAGC_TH2，则不进行任何增益值调节，保持原有的增益值不变。若在过去DAGC_N1帧中增益值未进行步长gainStep4和gainStep3的调节，且步长gainStep2的调节次数小于等于DAGC_M1次，则迁移到DAGC_LOCK状态；若不满足上述迁移条件，则继续保持在DAGC_ACQ状态进行上述增益值调节。

(4)在DAGC_LOCK状态下不进行增益值调节，但是持续地跟踪进行平均功率落差估计，当观测到连续DAGC_N2帧的平均功率落差估计值Pdiff的绝对值大于等于增益调节门限DAGC_TH5的话，则返回DAGC_ACQ状态去进行增益值调节；若连续DAGC_N2帧的平均功率落差估计值Pdiff的绝对值小于DAGC_TH5而大于等于增益调节门限DAGC_TH6时，则迁移到DAGC_FADJ状态进行增益值调节；若不满足连续DAGC_N2帧的平均功率落差估计值Pdiff的绝对值大于等于DAGC_TH5，或连续DAGC_N2帧的平均功率落差估计值Pdiff的绝对值小于DAGC_TH5而大于等于DAGC_TH6，则继续保持在DAGC_LOCK状态进行持续的平均功率落差估计跟踪。由于增益调节影响后续信号处理，特别是对于采用诸如QAM(正交幅度调制)等幅度调制的通信***来说更是如此，所以进入锁定状态后首先应该尽量避免进行增益调整，其次在需要调节时应尽量避免大幅度的调节。

(5)在DAGC_FADJ状态，如果平均功率落差估计值Pdiff的绝对值大于等于增益调节门限DAGC_TH1时，则向与Pdiff的符号相反的方向以步长gainStep1进行增益值调节，即若Pdiff<0,则将增益值增大gainStep1，若Pdiff>0,则将增益值减小gainStep1；如果平均功率落差估计值Pdiff的绝对值小于增益调节门限DAGC_TH1时，则不进行任何增益值调节，保持原有增益值不变。若在过去DAGC_N1帧中增益值以步长gainStep1的调节次数小于等于DAGC_M1次，则迁移到DAGC_LOCK状态继续进行跟踪；若不满足在过去DAGC_N1帧中增益值以步长gainStep1的调节次数小于等于DAGC_M1次，则继续保持在DAGC_FADJ状态进行上述增益值调节。

其中，0<DAGC_TH1<DAGC_TH2<DAGC_TH3<DAGC_TH4，0<DAGC_TH6<DAGC_TH5，0<gainStep1<gainStep2<gainStep3<gainStep4。各参数的具体值可以根据具体的***设计要求基于设计经验或者仿真和参照实际测试结果进行确定，并以可配置参数的形式实现。

4、频域子载波屏蔽处理

所述频域子载波屏蔽处理，是在***发送端进行数字调制处理时，根据通过双向通信***的反向信道或者单向通信***的带外信道从接收端所反馈的单频干扰频率及强度信息，适当的屏蔽以干扰频率所在子载波为中心的一定范围的若干个子载波，使之不传输有效数据，而接收端则在接收处理中跳过相应屏蔽范围内的子载波。这样可以进一步降低单频干扰对通信性能的影响。单频干扰的频率信息决定子载波屏蔽区域的中心子载波，强度信息则决定了该子载波屏蔽区域的范围，强度越大则子载波屏蔽区域的范围则越大。

下面通过对采用所述OFDM通信***抗单频干扰的方法的HINOC(国家广播电影电视总局广播科学研究院等：《高性能同轴电缆接入网(HINOC)物理层传输模式及媒质接入控制协议(面向NGB电缆接入技术的建议方案)》,2010.)***实施例进行抗单频干扰性能仿真，验证本发明的可实现性和有效性。

在仿真中，考虑HINOC***的有效带宽范围内存在一个单频干扰，考察该***的抗单频干扰性能。从仿真结果来看，在误帧率为1.00E-4数量级时，HINOC***数据帧采用QPSK调制方式，采取本发明方案时的性能比未采取该方案时的性能改善约6dB；***采用256QAM调制方式，采取本发明方案时的性能比未采取本方案时的性能改善约3dB。由此可见，本发明提供的方案能有效提高HINOC***抗单频干扰的性能。

以上实施例中虽然以OFDM***中存在一个单频干扰为例进行说明，但是本领域的工程技术人员应该明白本发明的方法可以自然地扩展到所有的OFDM通信***中存在多个单频干扰的情况。例如，在某一OFDM通信***中，假设***存在M个单频干扰，则根据检测到的M个单频干扰的信息，按照给出的零极点算法设计由M个二阶IIR陷波滤波器级联组成的M点陷波滤波器，经过时域陷波，可消除该M个单频干扰，并通过DAGC调整功率；同时根据每个单频干扰的频率、强度信息适当的屏蔽子载波，即可达到抗多个单频干扰的效果。

综上所述，本发明所揭露的针对OFDM通信***抗单频干扰的方法，采取时域和频域相结合的办法，从而提高了OFDM***抗较大单频干扰的性能。

当然，本发明还可有其他多种实施例，也同样适用于其他多载波调制***抗窄带干扰或单频干扰，在不背离本发明精神和其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (9)

1.一种OFDM通信***中单频干扰的抑制方法，其特征在于：采用时域和频域处理相结合的办法，对于所检测到的单频干扰，在时域采用IIR陷波滤波器滤除单频干扰，并基于数字自动增益控制调整信号功率，以保证进行后续数字信号处理时，信号输入功率稳定在最优输入功率；在频域对受单频干扰的子载波进行屏蔽处理；

采用零极点算法确定二阶IIR陷波滤波器的系数，***函数的零点由单频干扰频率决定，***函数的极点由所要求的阻带带宽及陷波深度决定，并且具有对称和可控的通带增益；所述二阶IIR陷波滤波器的差分方程如下式所示：

y(n)＝b₀x(n)+b₁x(n-1)+b₂x(n-2)-a₁y(n-1)-a₂y(n-2)；

其中，a₁、a₂、b₀、b₁、b₂为二阶IIR陷波滤波器的系数，a₁＝-(1+r²)cosw；a₂＝r²；b₁＝k(1+r²)cosw；w为该二阶IIR陷波滤波器的陷波中心频率，k为该二阶IIR陷波滤波器的通带增益值，r为极点因子，代表极点离圆心的距离，0<r<1；x(n)为二阶IIR陷波滤波器的输入序列，y(n)为二阶IIR陷波滤波器的输出序列；n为正整数，代表数据序号。

2.按照权利要求1所述的方法，其特征在于：对应一个陷波频率，采用一个二阶IIR陷波滤波器；对应n个陷波频率，则采用n个二阶IIR陷波滤波器级联，其中n≧2。

3.按照权利要求1所述的方法，其特征在于：所述数字自动增益控制包括以下三部分处理：信号平均功率落差估计、基于所述信号平均功率落差估计结果决定增益值和基于所述增益值进行增益调节。

4.按照权利要求3所述的方法，其特征在于：所述信号平均功率落差估计的方法是，针对接收端中经陷波滤波处理和低通滤波之后的数据进行平均功率估计，并转换为对数域的分贝值Pdagc；将Pdagc与接收端射频自动增益控制所估计的对数功率分贝值Pagc进行比较，得到信号平均功率落差估计值Pdiff。

5.按照权利要求3所述的方法，其特征在于：所述增益值是由数字自动增益控制有限状态机来控制并确定的；

所述有限状态机分为***复位DAGC_IDLE、增益值粗调DAGC_ACQ、增益值细调DAGC_FADJ和增益值锁定DAGC_LOCK 4个状态，所述有限状态机的动作方式如下所述：

当***复位时，有限状态机回到DAGC_IDLE状态；

当***复位解除以及对数字自动增益控制使能时，***由DAGC_IDLE状态转移到DAGC_ACQ状态；

在DAGC_ACQ状态，如果平均功率落差估计值Pdiff的绝对值大于等于增益调节门限DAGC_TH4,则向与Pdiff的符号相反的方向以步长gainStep4进行增益值调节，即若Pdiff大于0，则将增益值减小gainStep4，若Pdiff小于0，则将增益值增大gainStep4；如果平均功率落差估计值Pdiff的绝对值大于等于增益调节门限DAGC_TH3而小于DAGC_TH4,则向与Pdiff的符号相反的方向以步长gainStep3进行增益值调节，即若Pdiff大于0，则将增益值减小gainStep3，若Pdiff小于0，则将增益值增大gainStep3；如果平均功率落差估计值Pdiff的绝对值大于等于增益调节门限DAGC_TH2而小于DAGC_TH3,则向与Pdiff的符号相反的方向以步长gainStep2进行增益值调节，即若Pdiff大于0，则将增益值减小gainStep2，若Pdiff小于0，则将增益值增大gainStep2；如果平均功率落差估计值Pdiff的绝对值小于增益调节门限DAGC_TH2，则不进行任何增益值调节；若在过去DAGC_N1帧中增益值未进行步长gainStep4和gainStep3的调节，且以步长gainStep2的调节次数小于等于DAGC_M1次，则迁移到DAGC_LOCK状态；若不满足上述迁移条件，则继续保持在DAGC_ACQ状态进行上述增益值调节；

在DAGC_LOCK状态，持续地进行平均功率落差的跟踪估计，当观测到连续DAGC_N2帧的平均功率落差估计值Pdiff的绝对值大于等于DAGC_TH5，则返回DAGC_ACQ状态去进行增益值调节；若连续DAGC_N2帧的平均功率落差估计值Pdiff的绝对值小于DAGC_TH5而大于等于DAGC_TH6时，则迁移到DAGC_FADJ状态进行增益值调节；若不满足连续DAGC_N2帧的平均功率落差估计值Pdiff的绝对值大于等于DAGC_TH5，或连续DAGC_N2帧的平均功率落差估计值Pdiff的绝对值小于DAGC_TH5而大于等于DAGC_TH6，则继续保持在DAGC_LOCK状态进行持续的功率落差跟踪估计；

在DAGC_FADJ状态，当平均功率落差估计值Pdiff的绝对值大于等于DAGC_TH1时，则向与Pdiff的符号相反的方向以步长gainStep1进行增益值调节，即若Pdiff大于0，则将增益值减小gainStep1，若Pdiff小于0，则将增益值增大gainStep1；如果平均功率落差估计值Pdiff的绝对值小于DAGC_TH1，则不进行任何增益值调节；若在过去DAGC_N1帧中增益值以步长gainStep1的调节次数小于等于DAGC_M1次，则迁移到DAGC_LOCK状态继续进行跟踪；若不满足在过去DAGC_N1帧中增益值以步长gainStep1的调节次数小于等于DAGC_M1次，则继续保持在DAGC_FADJ状态进行上述增益值调节；

其中，0<DAGC_TH1<DAGC_TH2<DAGC_TH3<DAGC_TH4，0<DAGC_TH6<DAGC_TH5，0<gainStep1<gainStep2<gainStep3<gainStep4。

6.按照权利要求3所述的方法，其特征在于：所述进行增益调节的方法是,将所述增益值与接收端中经陷波滤波处理和低通滤波之后的数据相乘，对数据幅度进行调节。

7.按照权利要求1所述的方法，其特征在于：所述在频域上对受单频干扰的子载波进行屏蔽处理的方法是，将***的接收端所检测到的单频干扰的频率和强度信息反馈给***的发送端；***的发送端在数字调制处理中基于从接收端所反馈的单频干扰的频率和强度信息，进行相应的子载波屏蔽，使之不传输有效数据；***的接收端在数字解调处理中跳过相应的子载波屏蔽范围内的子载波。

8.按照权利要求7所述的方法，其特征在于：所述将接收端所检测到的单频干扰的频率和强度信息反馈给***的发送端的方法是，对于双向通信***利用反向信道进行单频干扰的频率和强度信息的反馈，对于单向通信***则利用带外信道进行单频干扰的频率和强度信息的反馈。

9.按照权利要求7或8所述的方法，其特征在于：所述单频干扰的频率信息决定子载波屏蔽区域的中心子载波，所述强度信息则决定了该子载波屏蔽区域的范围，强度越大则子载波屏蔽区域的范围越大。