CN106899291A - 一种基于mash结构的超高频rfid***的频率综合器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于MASH结构的超高频RFID***的频率综合器，其采用锁相环PLL技术，包括依次相连的鉴相器(PDF)、电荷泵(CP)、滤波器(LF)、压控振荡器(VCO)，以及一分频模块(/(N+t)，分频模块的一端与压控振荡器的输出端相连，另一端与鉴相器的输入端相连；其中，分频模块的输出值由整数分频比N和M阶MASH结构调制解调器的输出值t进行相加所得，M阶MASH结构调制解调器用于产生锁相环PLL的小数部分分频数输入。本发明采用M阶MASH结构形式进行级联，可有效解决频率杂散问题，可满足超高频RFID***的指标要求，可广泛应用于超高频RFID***中。

Description

一种基于MASH结构的超高频RFID***的频率综合器

技术领域

本发明涉及超高频射频标签RFID研究领域，特别涉及一种超高频RFID***的频率综合器。

背景技术

超高频RFID采用电磁反向散射耦合方式，主要频率为433MHz、860～960MHz、2.45GHz和5.8GHz等多种，其中860MHz～960MHz频段目前应用较广。根据欧洲ETSI EN 302208-l超高频RFID***的频率规范，860MHz～960MHz频段RFID对于频率综合器的相位噪声要求在200k～1MHz中等频偏处，要求特别苛刻，具体见下表1所示。

表1频率综合器的相位噪声要求

频偏(Hz)	发射机(dBc/Hz)	接收机(dBc/Hz)
			100k	-64.8
200k	-103.8
			1M		-124.8

这里所述的频率综合器作为RFID射频前端的关键模块，作用在于提供上/下变频基准频率，是RFID阅读器的核心，对锁相环的噪声及杂散的抑制提出了较高的要求，其性能直接影响到接收机的灵敏度等指标的优劣。其在RFID***中的设置位置参见图7。传统的整数分频频率综合器存在环路带宽非常小、响应速度慢、不能快速捕获的缺点。虽然分数分频可克服上述问题，但同时带来了小数杂散的问题，导致频率输出不稳定。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种基于MASH结构的超高频RFID***的频率综合器，该频率综合器基于超高频M阶MASH结构的分数分频PLL锁相环技术，具有环路带宽大、响应速度快的优点，且能有效避免小数杂散的问题，应用场合广泛。

本发明的目的通过以下的技术方案实现：一种基于MASH结构的超高频RFID***的频率综合器，采用锁相环PLL技术，包括依次相连的鉴相器(PDF)、电荷泵(CP)、滤波器(LF)、压控振荡器(VCO)，以及一分频模块(/(N+t)，分频模块的一端与压控振荡器的输出端相连，另一端与鉴相器的输入端相连；其中，分频模块的输出值由整数部分分频比和M阶MASH结构调制解调器的输出值进行相加所得，M阶MASH结构调制解调器由M组位宽为m的累加器和若干个缓冲D触发器按照MASH结构进行M阶级联构成，用于产生锁相环PLL的小数部分分频比。如图1所示。本发明采用M阶MASH结构形式进行级联，具有将噪声往高频段转移的特征，可有效解决频率杂散问题。

具体的，所述频率综合器中开环传递函数如下式所示：

式中，Kpd为鉴相器和电荷泵的增益，Kvco为压控振荡器的转换增益，N+t为分频数，N为分频比的整数部分，t为分频比的小数部分，是M阶MASH结构调制解调器的分频输出；F(s)为滤波器的传递函数，s＝j2πf，f为频率值。

具体的，所述滤波器采用环路滤波器，环路滤波器采用三阶无源结构，该结构中包括3条并联支路，第一条中第一电阻R₁和第一电容C₁串联，第二条中设有第二电容C₂，第三条中第二电阻R₂和第三电容C₃串联，第三电容C₃的电压作为输出；如图4所示。该滤波器的传递函数F(s)如下式所示：

通过采用上述环路滤波器，其传输特性将显著的影响环路稳定性与噪声传递函数。

具体的，构建M阶MASH结构调制解调器Z域等效图，设定k为小数部分分频输入，E1、E2、…、EM为各级量化器引入的量化误差，C1、C2、…、CM为各级累加器进位输出，计算M阶MASH结构调制解调器输出的平均值t，如下式所示：

其中，m为累加器的位宽，当累加器累加数值大于等于2^m时，产生进位信号输出。k为小数部分分频输入，t为最终的小数部分分频输出，将t与分频比的整数部分(整数分频值)N之和作为锁相环的分频比。

具体的，所述频率综合器在锁定状态下，输出频率f_out、频率精度Δf如下式所示：

式中，f_ref为参考输入晶振频率，m为累加器的位宽，N为整数部分分频输入，k为小数部分分频输入。

优选的，所述M阶MASH结构调制解调器，其Z域等效如图2所示。累加器进位输出C可等效为1比特总和量化器。噪声频率特性如下式所示：

其中，f_ref表示参考输入晶振频率，M为级联阶数。

优选的，所述M阶MASH结构调制解调器，其阶数M对噪声的影响，如图3所示。M值越高，M阶MASH调制器将噪声往高频段转移的能力越强，选择合适M值，最后M阶MASH调制器对频率综合器闭环输出噪声的影响如下式所示：

本发明与现有技术相比，具有如下优点和有益效果：

1、本发明所述频率综合器可有效解决频率杂散问题，可满足超高频RFID***的指标要求，可广泛应用于超高频RFID***中去。

2、本发明所述频率综合器基于M阶MASH结构的分数分频PLL锁相环技术，环路带宽高达200KHz，可解决小数杂散问题，同时满足欧洲ETSI EN 302 208-l超高频RFID***的频率规范指标要求。

3、本发明具有较高的频率分辨率精度。M阶MASH结构调制解调器采用纯数字电路实现，若累加器位宽为m，频率分辨率精度为f_ref/2^m。典型地，取f_ref＝1MHz，m值为20，则频率分辨率达到1Hz。

附图说明

图1是本实施例的总体结构原理示意图。

图2是本实施例中M阶MASH结构调制解调器Z域等效图。

图3是本实施例中滤波器的结构图。

图4是开环增益的幅度和相位频谱图。

图5是MASH结构调制器不同阶数M值对噪声频率特性的影响效果图。

图6是频率综合器各部件相位噪声贡献分解图。

图7是频率综合器在现有RFID***中的应用示例图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例1

如图1所示，本实施例基于MASH结构的超高频RFID***的频率综合器，包括鉴相器(PDF)、电荷泵(CP)、滤波器(LF)、压控振荡器(VCO)和分频模块(/(N+t)组成。而分频模块(/(N+t)的输出值由整数部分分频比N和M阶MASH结构调制解调器的输出值t进行相加所得。M阶MASH结构调制解调器，采用纯数字电路实现，由M组位宽为m的累加器和若干个缓冲D触发器(图中的延迟D模块)按照MASH结构进行M阶级联构成。

本发明中，开环传递函数如式(1)所示：

式中，Kpd为鉴相器和电荷泵的增益，Kvco为VCO的转换增益，N+t为分频数，F(s)为滤波器的传递函数。

本实施例滤波器采用环路滤波器，结构如图4所示，为三阶无源结构，其传递函数F(s)如下式所示：

整个环路已经变成一个4阶锁相环。环路滤波器传输特性将显著的影响环路稳定性与噪声传递函数，其设计除需考虑功耗、集成度等因素外，还要结合环路其他模块(如电荷泵)的具体参数与电路特定需求(如带外滤波)。

典型地，本实施例R₁取24kΩ，R₂取19kΩ，C₁取400pf，C₂和C₃取22pf，参考晶振频率f_ref取10MHz，N取90，Kpd取30uA/(2л)，Kvco取40MHz/V。据式(1)、式(2)仿真开环传递特性如图5所示。

从图5可知，开环增益为1时对应的频率为200kHz，相位为-132度，即环路带宽为200kHz，相位裕度为-132+180＝48度，锁相环可稳定工作。

参见图2，本实施例M阶MASH结构调制解调器Z域等效图中，k为小数部分分频输入，E1、E2、…、EM为各级量化器引入的量化误差，C1、C2、…、CM为各级量化器输出，t为最终的小数部分分频输出，输出t与整数分频值N之和作为锁相环的分频比。可以证明，输出t平均值如下式所示。

m为累加器的位宽，当累加器累加数值大于等于2^m时，产生进位信号输出。

具体的，所述频率综合器在锁定状态下，输出频率f_out如式(4)所示，频率精度Δf如式(5)所示。

式中，f_ref为参考输入晶振频率，m为累加器的位宽，N为整数部分分频比输入，k为小数部分分频比输入。

根据式5可知，频率分辨率精度为f_ref/2^m。典型地，取f_ref＝1MHz，m＝20，则频率分辨率达到1Hz。

具体地，N取935，K取104857，根据公式(3)，t平均值＝k/2^m＝104857/2²⁰≈0.1,根据公式(4)，则输出频率为(900+0.1)MHz＝935.1MHz。合理选择整数N值以及小数输入k值，则可实现所需要的各种频率。

参见图2，该图为M阶MASH结构调制解调器Z域等效图，从该图可以证明，M阶MASH调制器带来的噪声频率特性如式(6)所示：

针对不同的阶数M值，噪声频率特性仿真如图3所示。传统的分频器量化噪声是在整个带宽内均匀分布。从图3可见，M阶MASH调制器具有随机化分频比把量化噪声推到高频段的特点，这就是噪声整形效应，而且M值越高，M阶MASH调制器将噪声往高频段转移的能力越强。由于环路滤波器具有低通的特性，被转移到高频段的噪声将会被过滤掉，从而有效地抑制杂散。M阶MASH调制器对频率综合器闭环输出噪声的影响如式(7)所示：

PLL中各部件相位噪声贡献分解如图6所示。图中，si为信号源对频率综合器PLL的闭环噪声输出贡献。slf为三阶无源滤波器对频率综合器PLL的闭环噪声输出贡献。svco为压控震荡器对频率综合器PLL的闭环噪声输出贡献。sdm为阶数M＝3时的M阶MASH调制器对频率综合器PLL的闭环噪声输出贡献。scp为鉴相器与电荷泵噪声对频率综合器PLL的闭环噪声输出贡献。sall为频率综合器总的闭环噪声输出。从图6可见，频率综合器总的闭环相位噪声在100KHz处为-107dBc/Hz,在200kHz处为-116dBc/Hz，在1MHz处为-132dBc/Hz，可见，该发明能完全满足前述RFID对频率综合器如表1所示的指标要求。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种基于MASH结构的超高频RFID***的频率综合器，其特征在于，采用锁相环PLL技术，包括依次相连的鉴相器、电荷泵、滤波器、压控振荡器，以及一分频模块，分频模块的一端与压控振荡器的输出端相连，另一端与鉴相器的输入端相连；其中，分频模块的输出值由整数部分分频比和M阶MASH结构调制解调器的输出值进行相加所得，M阶MASH结构调制解调器由M组位宽为m的累加器和若干个缓冲D触发器按照MASH结构进行M阶级联构成，用于产生锁相环PLL的小数部分分频比。

2.根据权利要求1所述的基于MASH结构的超高频RFID***频率综合器，其特征在于，所述频率综合器中开环传递函数如下式所示：

$Ho\left(s\right)=\frac{Kpd\·Kvco\·F\left(s\right)}{(N+t)\·s}$

式中，Kpd为鉴相器和电荷泵的增益，Kvco为压控振荡器的转换增益，N+t为分频数，N为分频比的整数部分，t为分频比的小数部分，是M阶MASH结构调制解调器的分频输出；F(s)为滤波器的传递函数，s＝j2πf，f为频率值。

3.根据权利要求2所述的基于MASH结构的超高频RFID***频率综合器，其特征在于，所述滤波器采用环路滤波器，环路滤波器采用三阶无源结构，该结构中包括3条并联支路，第一条中第一电阻R₁和第一电容C₁串联，第二条中设有第二电容C₂，第三条中第二电阻R₂和第三电容C₃串联，第三电容C₃的电压作为输出；该滤波器的传递函数F(s)如下式所示：

$\begin{array}{c}F\left(s\right)=\frac{1+{\mathrm{sR}}_1{C}_1}{s(C_1+C_2+C_3)}\·\frac{1}{(1+{\mathrm{sR}}_1(C_2+C_3\left)\right)(1+{\mathrm{sR}}_2(C_2//C_3\left)\right)}\\ \begin{array}{cc}{C}_1>>C_2,C_3& R_1>R_2\end{array}\end{array}.$

4.根据权利要求2所述的基于MASH结构的超高频RFID***频率综合器，其特征在于，构建M阶MASH结构调制解调器Z域等效图，设定k为小数部分分频输入，E1、E2、…、EM为各级量化器引入的量化误差，C1、C2、…、CM为各级累加器进位输出，计算M阶MASH结构调制解调器输出t的平均值，如下式所示：

$\stackrel{\‾}{t}=k/2^m$

其中，m为累加器的位宽，当累加器累加数值大于等于2^m时，产生进位信号输出，k为小数部分分频输入，t为最终的小数部分分频输出，将t与分频比的整数部分N之和作为锁相环的分频比。

5.根据权利要求2所述的基于MASH结构的超高频RFID***频率综合器，其特征在于，所述频率综合器在锁定状态下，输出频率f_out、频率精度Δf如下式所示：

$f_{out}=(N+\frac{k}{2^m})\·f_{ref}$

$\mathrm{\Δ}f=\frac{1}{2^m}\·f_{ref}$

式中，f_ref为参考输入晶振频率，m为累加器的位宽，N为整数部分分频输入，k为小数部分分频输入。

6.根据权利要求4所述的基于MASH结构的超高频RFID***频率综合器，其特征在于，所述M阶MASH结构调制解调器，累加器进位输出C等效为1比特总和量化器，噪声频率特性如下式所示：

$S_{\mathrm{\Σ}\mathrm{\Δ}}\left(f\right)=\frac{1}{12f_{ref}}|1-Z^{-1}{|}^{2M}$

其中，f_ref表示参考输入晶振频率，M为级联阶数。

7.根据权利要求6所述的基于MASH结构的超高频RFID***频率综合器，其特征在于，所述M阶MASH结构调制解调器，M值越高，M阶MASH调制器将噪声往高频段转移的能力越强，选择合适M值，最后M阶MASH调制器对频率综合器闭环输出噪声的影响如下式所示：

$S_{\mathrm{\Σ}\mathrm{\Δ}}{\left(f\right)}_{-Out}=S_{\mathrm{\Σ}\mathrm{\Δ}}\left(f\right)\·|\frac{Ho\left(s\right)}{1+Ho\left(s\right)}{|}^2.$