CN106575937B - 电力变换装置 - Google Patents
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Abstract
具有：高通滤波器(12)，其提取DC链部(5)的电压(Vdc)的交流成分；乘法器(13)，其将第一增益(K1)与来自该高通滤波器(12)的输出(VdcAC)相乘而输出；乘法器(15)，其将第二增益(K2)与该乘法器(13)的输出相乘而作为d轴电压校正信号(vdcmp*)输出；以及乘法器(16)，其将第三增益(K3)与乘法器(13)的输出相乘而作为q轴电压校正信号(vqcmp*)输出，栅极信号生成部(17)基于将d轴电压校正信号(vdcmp*)与d轴电压指令值(vd*)相加得到的信号(vd1)以及将q轴电压校正信号(vqcmp*)与q轴电压指令值(vq*)相加得到的信号(vq1)而生成栅极信号。
Description
技术领域
本发明涉及一种电力变换装置，该电力变换装置由转换器和逆变器构成，对交流电动机等进行驱动，在该转换器和逆变器之间设有电容器，特别地，本发明涉及下述技术，即，抑制由交流电源所具有的电感成分L和电容器C形成的LC共振现象所导致的过电压的发生。
背景技术
这种电力变换装置的主电路由转换器和逆变器构成，该转换器将来自交流电源的交流电压变换为直流电压，供给至由用于进行平滑的电容器构成的直流链(link)部，该逆变器将直流链部的直流电压变换为可变电压可变频率的交流电压，供给至作为交流负载的交流电动机。如果将电力变换装置与交流电源连接，则由交流电源所具有的电感成分L和直流链部的电容器C形成LC共振电路。
已知下述情况，即，如果由二极管构成的转换器对三相的交流电压进行整流，则在直流输出侧发生频率为电源频率的6倍的振动。因此，如果上述LC共振电路的共振频率与电源频率的6倍的频率一致，则电力变换装置内的直流链部的电压大幅振动。其结果，可能发生主电路部件的破损、交流电动机的控制不稳定。
特别地，在采用小电容的电容器作为用于进行平滑的电容器的情况下，发生该LC共振现象的概率增高。
对此，例如在专利文献1中介绍了抑制由该共振现象所导致的过电压的发生的技术。即，在该专利文献1的图15中记载有在通过矢量控制而对同步电动机进行驱动的电力变换装置中，抑制其直流链部的电压的振动的方法。
具体而言，对直流链部的电压进行检测，提取该检测电压的交流成分，利用进一步将增益K与该交流成分相乘而得到的信号，对q轴电压指令进行校正。
由此，能够防止直流链部的电压大幅振动而发生过电压。
专利文献1：WO2012/060357A1号公报(段落0082～0085、图15)
发明内容
作为成为交流负载的交流电动机，例如在各种车辆等的用途中要求宽速度范围的驱动的情况下，如果使电动机进行高速旋转，则由于电动机的速度电动势，逆变器的输出电压变得过高，在绝缘方面和磁性方面均成为过于严格的条件。为了防止上述情况，采用所谓的弱磁通控制。
该弱磁通控制通过将d轴电流控制为负，从而抑制逆变器的输出电压，防止电压饱和。
然而，在现有的专利文献1的装置中，主要是仅对q轴电压指令进行校正，在如上所述要求同时还流过d轴电流的弱磁通控制的情况下，由共振导致的过电压的抑制效果变得不充分，由于其影响，直流链部的电压大幅振动，可能无法连续运转。
本发明就是为了解决上述现有的课题而提出的，其目的在于得到一种电力变换装置，根据该电力变换装置，并不对交流电动机的运转方法进行限制，即，连同进行弱磁通控制的情况在内，都能够可靠地防止LC共振现象所导致的过电压的发生。
本发明所涉及的电力变换装置具有：
转换器，其将来自交流电源的交流电压变换为直流电压而供给至电容器；
逆变器，其将电容器的直流电压变换为交流电压而供给至交流负载；
d轴电流控制器，其以使dq二轴正交坐标上的d轴电流指令值和d轴电流检测值的偏差为零的方式生成d轴电压指令值；
q轴电流控制器，其以使dq二轴正交坐标上的q轴电流指令值和q轴电流检测值的偏差为零的方式生成q轴电压指令值；以及
栅极信号生成部，其基于d轴电压指令值及q轴电压指令值而生成驱动逆变器的栅极信号，
在该电力变换装置中，具有：
电压检测部，其对电容器的电压进行检测；
滤波部，其提取由该电压检测部检测到的电压的交流成分；
乘法器，其将第一增益与来自该滤波部的输出相乘而输出；
d轴电压补偿部，其将第二增益与该乘法器的输出相乘而作为d轴电压校正信号输出；以及
q轴电压补偿部，其将第三增益与乘法器的输出相乘而作为q轴电压校正信号输出，
栅极信号生成部通过基于将d轴电压校正信号与d轴电压指令值相加得到的信号以及将q轴电压校正信号与q轴电压指令值相加得到的信号而生成栅极信号，从而抑制由交流电源所具有的电感成分和电容器形成的LC共振现象所导致的过电压的发生。
发明的效果
本发明所涉及的电力变换装置如上所述，利用基于针对d轴电压指令值及q轴电压指令值这二者分别加上了d轴电压校正信号及q轴电压校正信号后的信号而生成的栅极信号对逆变器进行控制，因此即使在以弱磁通控制进行除q轴电流以外还使电流流过d轴的运转的情况下，也能够可靠地抑制LC共振现象所导致的过电压的发生。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1所涉及的电力变换装置的整体结构的图。
图2是表示图1的控制单元7的内部结构的图。
图3是表示本发明的实施方式1所涉及的直流链部的DC链(DC link)电压Vdc的图。
图4是表示通常的构造下的直流链部的DC链电压Vdc的图。
图5是表示本发明的实施方式2所涉及的电力变换装置中的控制单元7的内部结构的图。
图6是表示交流电动机3的消耗电力和DC链电压Vdc之间的关系的图。
图7是表示交流电动机3的消耗电力和DC链电压Vdc之间的关系的图。
图8是用于对图5的波峰值导出部19的动作进行说明的波形图。
图9是表示图5的表20的输入输出特性的图。
图10是表示本发明的实施方式3所涉及的电力变换装置中的控制单元7的内部结构的图。
图11是表示使电流控制***的响应速度变化的情况下的DC链电压Vdc的变化的图。
图12是表示使电流控制***的响应速度变化的情况下的DC链电压Vdc的变化的图。
图13是表示使电流控制***的响应速度变化的情况下的DC链电压Vdc的变化的图。
图14是表示本发明的实施方式4所涉及的电力变换装置中的控制单元7的内部结构的图。
图15是表示本发明的实施方式5所涉及的电力变换装置中的控制单元7的内部结构的图。
图16是对电流控制***的响应速度充分高的情况下的动作进行说明的图。
图17是表示本发明的实施方式6所涉及的电力变换装置中的控制单元7的内部结构的图。
具体实施方式
实施方式1
图1是表示本发明的实施方式1所涉及的电力变换装置的整体结构的图。电力变换装置的主电路由三相交流电源1、直流链部5、转换器2以及逆变器4构成，该直流链部5由用于进行平滑的电容器6构成。转换器2将来自交流电源1的三相交流电压变换为直流电压，并且供给至直流链部5。另外，逆变器4将直流链部5的直流电压变换为可变电压可变频率的交流电压，供给至作为交流负载的交流电动机3。
就转换器2而言，省略其内部的图示，但惯例是将二极管元件连接为三相电桥的结构，逆变器4如图所示，是将开关元件S和与之反向并联连接的二极管元件D连接为三相电桥而构成的。
负责控制的控制单元7虽然会在后面详述，但其将由电压检测部8检测到的直流链部5的、即电容器6的DC链电压Vdc、速度指令值ω*以及速度检测值ω输入，生成用于对逆变器4的各开关元件S进行导通及截止驱动的栅极信号Gu+、Gu－、Gv+、Gv－、Gw+、Gw－。
基于图2对图1的控制单元7的内部结构进行说明，并且进一步在下面对本发明的实施方式1所涉及的电力变换装置的控制结构及其动作进行详细说明。
在本实施方式中，采用在dq二轴正交坐标系中进行运算的矢量控制方式，概略地说，由在q轴上执行的速度控制***、在d轴上执行的励磁控制***、和作为本发明的主要部分的共振抑制控制模块9构成。
首先，在速度控制***中，速度控制器10以使从上级控制***输入的交流电动机3的速度指令值ω*和从未图示的速度检测部输入的速度检测值ω的偏差为零的方式，通过PI控制等而生成q轴电流指令值iq*。相位角导出部11通过对速度检测值ω进行积分，从而将二相/三相变换所需的相位角θe输出至后述的栅极信号生成部17。
q轴电流控制器10Q以使q轴电流指令值iq*和来自未图示的电流检测部的q轴电流检测值iq的偏差为零的方式，通过PI控制等而生成q轴电压指令值vq*。
其次，在励磁控制***中，通过未图示的励磁控制器，包含弱磁通控制在内，基于预先设定的模式(pattern)而生成d轴电流指令值id*。
d轴电流控制器10D以使d轴电流指令值id*和来自未图示的电流检测部的d轴电流检测值id的偏差为零的方式，通过PI控制等而生成d轴电压指令值vd*。
下面，对共振抑制控制模块9进行说明。作为滤波部的高通滤波器12输出由电压检测部8检测到的DC链电压Vdc的交流成分。在这里，如前所述，由于设想了由交流电源1所具有的电感成分L和电容器6的电容C形成的LC共振现象，因此频率为该电源频率的6倍的共振成分VdcAC为交流成分。乘法器13以使后述的电压校正信号Vcmp*的大小成为适合于实现共振抑制效果的值的方式，将预先设定的第一增益K1与共振成分VdcAC相乘而输出。
相位前移部14将来自乘法器13的信号前移规定的相位而作为电压校正信号Vcmp*输出。在实际的控制动作中，以预先设定的控制周期为单位而执行电流、电压等数据的采样、使用了这些数据的运算，但是，当然会基于该控制周期而产生无用时间。
在本发明中，由于如后所述通过将电压校正信号与电压指令值相加而进行共振抑制，因此，为了得到适当的共振抑制的效果，而需要对上述无用时间进行补偿的相位前移部14。
在下面对控制周期以及无用时间的具体的一个例子进行说明。
由于共振频率FLC是电源频率的6倍，因此例如在60Hz***中，FLC＝360Hz。如果将每1个控制周期的时间Tc设为250μs，则与1个控制周期相当的共振频率下的相位角θc由式(1)表示。
θc＝360Hz·0.00025s·360deg＝32.4deg …(1)
由于通常采用将上次的采样值保存至本次的所谓0阶保持，因此，由于该0阶保持处理需要控制周期的0.5倍，并且运算处理需要1个控制周期，因此合计发生控制周期的1.5倍的无用时间。
因此，作为相位前移部14，设计为具有如下传递功能的电路结构，即，该传递功能实现
32.4×1.5＝48.6deg
的相位前移。
当然，如果能够安装高速度的、因而通常为高价的运算处理装置，将控制周期设定为能够忽略该无用时间的程度的极短时间的值，则能够将在相位前移部14中设定的相位设为零，因而实质上还能够省略相位前移部14。
下面，对作为d轴电压补偿部的乘法器15以及作为q轴电压补偿部的乘法器16进行说明。
首先，作为其前提，对抑制DC链电压Vdc的共振振动的原理进行说明。
如果将d轴电压设为vd、将q轴电压设为vq、将d轴电流设为id、将q轴电流设为iq，则逆变器的输出功率P由式(2)表示。
【算式1】
P＝vdid+vqiq …(2)
如果将vd、vq、id、iq分别变动了Δvd、Δvq、Δid、Δiq的情况下的功率P的变动设为ΔP，则式(3)成立。
【算式2】
P+ΔP＝(vd+Δvd)(id+Δid)+(vq+Δvq)(iq+Δiq)
＝vdid+vdΔid+Δvdid+ΔvdΔid
+vqiq+vqΔiq+Δvqiq+ΔvqΔiq
…(3)
根据式(2)、式(3)，功率的变动ΔP由式(4)表示。
【算式3】
ΔP＝vdΔid+Δvdid+ΔvdΔid+vqΔiq+Δvqiq+ΔvqΔiq …(4)
关于式(4)右边的前3项，由于Δid、Δvd与id、vd相比极小，因此能够忽略ΔvdΔid项。同样地，关于后3项，能够忽略ΔvqΔiq项。其结果，功率的变动ΔP能够像式(5)那样进行简化。
【算式4】
ΔP＝vdΔid+Δvdid+vqΔiq+Δvqiq …(5)
基于式(5)，本发明的实施方式1所涉及的电力变换装置是下述装置，即，通过对Δvd及Δvq进行调整，从而抑制逆变器的输出功率的变动ΔP，即，抑制LC共振现象所导致的过电压的发生。
此外，在后述的实施方式3、4中，除Δvd、Δvq以外，还对Δid、Δiq进行调整，在实施方式5、6中，仅对Δid、Δiq进行调整。
为了抑制该共振，在DC链电压Vdc发生了振动的情况下，出于抑制该振动的目的而进行如下操作即可。
如果DC链电压Vdc上升，则使输出功率上升，抑制DC链电压Vdc的上升。
即，以使d轴电压vd、q轴电压vq增大的方式进行校正。
另外，如果DC链电压Vdc下降，则使输出功率下降，抑制DC链电压Vdc的下降。
即，以使d轴电压vd、q轴电压vq减小的方式进行校正。
因此可知，对于在通过先前的图2说明的乘法器13中设定的第一增益K1，设定符号为正的数值即可。
并且，如式(5)所说明的那样，在本实施方式1中，为了对d轴电压vd、q轴电压vq这二者进行校正，通过作为d轴电压补偿部的乘法器15，将第二增益K2与来自相位前移部14的电压校正信号Vcmp*相乘得到的信号作为d轴电压校正信号vdcmp*输出。然后，将该d轴电压校正信号vdcmp*和来自d轴电流控制器10D的d轴电压指令值vd*相加得到的信号vd1输出至栅极信号生成部17。
同样地，将第三增益K3与电压校正信号Vcmp*相乘得到的信号作为q轴电压校正信号vqcmp*输出。然后，将该q轴电压校正信号vqcmp*和来自q轴电流控制器10Q的q轴电压指令值vq*相加得到的信号vq1输出至栅极信号生成部17。
并且，d轴电压vd和q轴电压vq的校正量、即在乘法器15中设定的第二增益K2和在乘法器16中设定的第三增益K3由式(6)、式(7)进行计算。
【算式5】
在这里，id是d轴电流检测值，iq是q轴电流检测值，但在这些检测值的变动大的情况下，也可以取代这些检测值而分别使用d轴电流指令值及q轴电流指令值。
另外，在希望使设定变得简单的情况下，虽然不一定是高精度的共振抑制，但也可以设为固定值当然，在不进行弱磁通控制的情况下，设为K2＝0、K3＝1即可。
图3、图4是将应用以上说明的共振抑制控制模块9而得到的直流链部5的DC链电压Vdc与通常的构造的情况进行比较而示出的图。即，图3表示的是，在本发明的情况下，上层示出DC链电压Vdc，中层示出d轴电流检测值id，下层示出q轴电流检测值。与d轴电流id、q轴电流iq相应地对d轴电压vd、q轴电压vq这二者进行校正，其结果，可知，与后述的图4的情况相比，DC链电压Vdc的振动振幅被大幅抑制。
与此相对，在图4中，由于仅进行q轴电压vq的校正而不进行d轴电压vd的校正，因此在弱磁通控制下虽然流过d轴电流指令值id*(约－30A)，但d轴电流id仅单纯地追随该指令值而流过恒定的电流，其结果，可知，在DC链电压Vdc中发生大的振动。
如上所述，在本发明的实施方式1所涉及的电力变换装置中，由于根据将d轴电压指令值vd*与d轴电压校正信号vdcmp*相加得到的信号vd1以及将q轴电压指令值vq*与q轴电压校正信号vqcmp*相加得到的信号vq1而得到栅极信号，基于该栅极信号对逆变器4进行控制，因此即使在扩大电动机的运转范围，通过弱磁通控制进行除q轴电流以外还使电流流过d轴的运转的情况下，也能够可靠地抑制LC共振现象所导致的过电压的发生，其中，该d轴电压校正信号vdcmp*是将第二增益K2与电压校正信号Vcmp*相乘而求得的，该q轴电压校正信号vqcmp*是将第三增益K3与电压校正信号Vcmp*相乘而求得的。
实施方式2
图5是表示本发明的实施方式2所涉及的电力变换装置中的控制单元7的内部结构的图。与实施方式1的图2的情况的不同点在于，在共振抑制控制模块9内具有共振抑制控制调整部18。下面，以该部分为中心进行说明。
需要共振抑制控制的条件是，除LC共振电路的共振频率与电源频率的6倍的频率一致以外，逆变器4的输出功率大。
图6、图7示出共振频率与电源频率的6倍的频率一致的情况下的交流电动机3的消耗电力、和DC链电压Vdc的振动的关系的一个例子。图6从上层起依次示出消耗电力小的情况下的DC链电压Vdc(A)、电动机速度(B)、输出电流(C)，图7从上层起依次示出消耗电力大的情况下的DC链电压Vdc(A)、电动机速度(B)、输出电流(C)。
消耗电力越大，流入用于进行平滑的电容器6的电流越多，DC链电压Vdc的振动增大。反之，在交流电动机3的消耗电力小的情况下，由于流入电流变小，因此即使共振频率与电源频率的6倍的频率一致，DC链电压Vdc的振动也变小。此时，即使不实施共振抑制控制，DC链电压Vdc也不会大幅振动。
另一方面，如果实施共振抑制控制，则由于在交流电动机3和电容器6之间进行能量交换，因此存在导致交流电动机3的扭矩波纹增加这一问题。
因此，与始终进行共振抑制控制的先前的实施方式1不同，在本实施方式2中新设了共振抑制控制调整部18，该共振抑制控制调整部18与DC链电压Vdc产生过电压的条件相应地对共振抑制控制的强弱进行调整。
该调整是通过由乘法器21将在共振抑制控制调整部18内设定的调整系数N(在0～1的范围进行设定)与电压校正信号Vcmp相乘而进行的。
即，可以说，在先前的实施方式1中，是将在乘法器13中设定的第一增益K1设为固定值，但在本实施方式2中，是通过将调整系数N与之相乘，从而实质上使第一增益K1变化。
下面，对该调整系数N的导出方法进行说明。
将DC链电压Vdc的共振成分VdcAC输入，使用波峰值导出部19导出共振电压VdcAC的振幅VH。波峰值导出部19进行诸如包络线检波那样的动作，提取共振成分VdcAC的振动的大小。
能够通过该共振成分的振幅VH的大小对共振抑制的必要性进行判断。由于VH越大，则越需要共振抑制，因此使调整系数N增大，由于VH越小，则越不需要共振抑制，因此使调整系数N减小即可。使用表20，根据共振成分的振幅VH而决定调整系数N。
波峰值导出部19将DC链电压Vdc的共振成分VdcAC作为输入，基于以下的式(8)、式(9)而输出其振幅VH。
【算式6】
VH(t)＝|VdcAC(t)|
条件(i)|VdcAC(t)|＞|VdcAC(t-1)| …(8)
VH(t)＝|VdcAC(t-1)|+α{|VdcAC(t)|-|VdcAC(t-1)|}
条件件(ii)|VdcAc(t)|≤|VdcAC(t-1)| …(9)
在上式中，t是当前值，t-1是1个采样前的值。在共振成分的绝对值|VdcAC|的当前值与1个采样前的值相比增加的情况下(条件(i)的式(8))，将|VdcAC|的当前值设为共振成分的振幅VH。
反之，在共振成分的绝对值|VdcAC|的当前值与1个采样前的值相比减少的情况下(条件(ii)的式(9))，使用以α为系数的低通滤波器而决定VH。使用接近于0的小数作为α。
如式(8)所示，通过使共振成分的振幅VH容易增加，从而在共振成分急剧增加的情况下，振幅VH立即与之相应地上升。反之，在共振成分减少的情况下，如式(9)所示，通过使振幅VH的追随延迟，从而能够防止连续地反复进行共振抑制控制的急剧的有效、无效的切换，共振抑制控制调整的动作稳定化。
图8对波峰值导出部19的动作进行说明，从上层起依次示出DC链电压Vdc、共振成分电压VdcAC、其绝对值|VdcAC|、共振成分的振幅VH的波形。能够确认到振幅VH沿着|VdcAC|的波峰值这一情况。
表20将振幅VH作为输入，输出调整系数N。如前所述，由于振幅VH越大则越需要共振抑制控制，因此设定为，振幅VH越大则调整系数N越接近于1。另外，为了防止共振抑制控制的强弱的急剧的变化而具有一定程度的梯度。
图9是表20的一个例子。在这里，VH0是作为共振抑制控制的有效、无效的基准的值，如果使用表20进行控制，则DC链电压Vdc的振动波峰值大致为VH0附近的值。
如上所述，在本发明的实施方式2所涉及的电力变换装置中，由于通过波峰值导出部19求出DC链电压Vdc的共振成分VdcAC的振幅VH，与该振幅VH相应地对电压校正信号Vcmp进行调整，因此即使在扩大电动机的运转范围，进行弱磁通控制的情况下，也能够可靠地抑制LC共振现象所导致的过电压的发生，并且能够减少低负载时的不必要的共振抑制控制，将电动机扭矩波纹的增大抑制为最小限。
实施方式3
图10表示本发明的实施方式3所涉及的电力变换装置中的控制单元7的内部结构。与实施方式1的图2的不同点在于，在共振抑制控制模块9中除d轴电压指令值vd*、q轴电压指令值vq*的校正控制以外，还进行对d轴电流指令值id*及q轴电流指令值iq*予以校正的控制。下面，以这一点为中心进行说明。
问题与由d轴电流控制器10D及q轴电流控制器10Q构成的电流控制***的控制响应有关。即，在从电流控制***来看的情况下，通过共振抑制的控制而予以校正的电压指令是干扰。在电流控制***的控制响应与共振频率相比更高的情况下，成为将通过共振抑制的控制而予以校正的电压指令抵消的动作，不能充分地得到共振抑制效果。
图11、12、13示出分别将电流控制***的响应升高到100Hz→200Hz→300Hz的情况下的DC链电压Vdc的波形。即，图11示出电流控制***的响应为100Hz的情况，图12示出电流控制***的响应为200Hz的情况，图13示出电流控制***的响应为300Hz的情况。但是，在图11～13中仅进行q轴电压的校正。
可知，虽然在响应为100Hz、200Hz时能够抑制DC链电压Vdc，但如果响应为300Hz，则DC链电压Vdc大幅振动。
其原因在于，如果电流控制***的响应上升，则将共振抑制控制的电压校正动作(360Hz)抵消。
因此，在本实施方式3中，通过对由电压指令的校正所产生的电流的变化量进行计算，以前馈形式将该变化量加到电流控制***的输入级，从而实质上防止由电压指令的校正所产生的电流的变化量反馈至电流控制***。
下面，参照图10，对具体的结构和动作进行说明。在共振抑制控制模块9中，在先前的实施方式1的图2的结构的基础上追加有d轴电流补偿部22及q轴电流补偿部26。
首先，在d轴电流补偿部22中，相位延迟部23使来自乘法器13的共振成分电压VdcAC的电压信号延迟相当于控制周期的0.5倍的相位。
如先前的图2所说明的那样，关于电压的校正，与控制周期相伴的无用时间为控制周期的1.5倍，但由于在本图10中实施的电流补偿进一步将通过该电压而反馈的电流作为对象，因此该情况下的无用时间成为相当于控制周期的2倍的值。换言之，在这里，由于需要将与2个控制周期以前的电压信号相对应的电流作为对象进行补偿动作，因此需要使该电压信号VdcAC延迟相当于控制周期的2倍的相位。
然而，在电压校正的电路中，为了对无用时间进行补偿而设置有前移与控制周期的1.5倍相当的相位的相位前移部14，因此进行扣除，如上所述，相位延迟部23延迟相当于控制周期的0.5倍的相位即可。
因此，在将控制周期设定为能够忽略无用时间的程度的极短时间的值，省略相位前移部14的情况下，相位延迟部23延迟相当于控制周期的2倍的相位。
乘法器24与乘法器15同样地进行第二增益K2的乘法运算。电动机模型25由作为控制对象的交流电动机3的电动机常数构成，通过式(10)进行计算。
【算式7】
在这里，R是定子电阻成分，Ld是d轴电感。
q轴电流补偿部26也与d轴电流补偿部22同样地，具有：相位延迟部23，其延迟相当于控制周期的0.5倍的相位；乘法器27，其与乘法器16同样地进行第三增益K3的乘法运算；以及通过式(11)进行计算的电动机模型28。
【算式8】
在这里，R是定子电阻成分，Lq是q轴电感。
由d轴电流补偿部22生成的d轴电流校正信号idcmp*与d轴电流指令值id*相加，d轴电流控制器10D以使该相加得到的值和d轴电流检测值id的偏差为零的方式进行动作。另外，由q轴电流补偿部26生成的q轴电流校正信号iqcmp*与q轴电流指令值iq*相加，q轴电流控制器10Q以使该相加得到的值和q轴电流检测值iq的偏差为零的方式进行动作。
基于以上结构，能够与电流控制***的响应速度的程度相应地得到可靠的共振抑制效果，而不会使基于电流进行的校正和基于电压进行的校正的动作发生干涉。
如上所述，在本发明的实施方式3所涉及的电力变换装置中，由于新设了d轴电流补偿部22及q轴电流补偿部26，因此即使在扩大电动机的运转范围，进行弱磁通控制的情况下，也能够可靠地抑制LC共振现象所导致的过电压的发生，并且即使提高电流控制***的响应，也能够得到可靠的共振抑制效果，而不会使基于电流进行的校正和基于电压进行的校正的动作发生干涉。
实施方式4
图14是表示本发明的实施方式4所涉及的电力变换装置中的控制单元7的内部结构的图。在先前的实施方式3的图10所说明的共振抑制控制模块9中附加了先前的实施方式2的图5所说明的共振抑制控制调整部18。
由于已经说明了各部分的结构和动作，因此不进行重复的说明，在本实施方式4所涉及的电力变换装置中，由于具有d轴电流补偿部22、q轴电流补偿部26、以及共振抑制控制调整部18，因此即使在扩大电动机的运转范围，进行弱磁通控制的情况下，也能够可靠地抑制LC共振现象所导致的过电压的发生，即使提高电流控制***的响应，也能够得到可靠的共振抑制效果，而不会使基于电流进行的校正和基于电压进行的校正的动作发生干涉，并且能够减少低负载时的不必要的共振抑制控制，将电动机扭矩波纹的增大抑制为最小限。
实施方式5
图15是表示本发明的实施方式5所涉及的电力变换装置中的控制单元7的内部结构的图。与先前的实施方式3的图10的不同点在于，在共振抑制控制模块9中省略了与电压校正相关的控制***，即，省略了生成d轴电压校正信号vdcmp*及q轴电压校正信号vqcmp*的电路。
在先前的实施方式3的图11中，对使电流控制***的响应变化的情况下的DC链电压Vdc的变化进行了说明，而下面的图16示出下述情况下的特性，即，进一步提高该电流控制***的响应速度，将其设为与共振频率(在本申请的例子中是360Hz)相比充分高的值，在这里设为相当于1000Hz的值。图16(A)在曲线图中示出时间和Vdc的关系，图16(B)在曲线图中示出时间和q轴电流的关系。
在图16中仅针对q轴进行了图示，由于电流控制***、亦即q轴电流控制器10Q的响应速度充分高，因此电流检测值和电流指令值一致(图16(B))，即：
q轴电流检测值iq＝q轴电流指令值iq*
+q轴电流校正信号iqcmp*
成立。即，q轴电流校正信号iqcmp*可靠地反映于q轴电流检测值iq，因此可知，即使不采用电压校正，也会得到充分的共振抑制效果。事实上，可知，DC链电压Vdc的振动成分也抑制为小的值。
基于以上的研究结果，在本实施方式5中，如图15所示，省略与电压校正相关的控制***，具有结构相应地变得简便的优点。
此外，由于省略与电压校正相关的控制***例如等价于在图2中将在乘法器15、16中设定的增益K2、K3设定为零，因此可以说，本实施方式5所涉及的发明也属于本申请技术方案1所记载的发明。
并且，如实施方式3所说明的那样，由于省略了相位前移部14，因此在以预先设定的控制周期进行数据的采样和运算的情况下，为了对基于控制周期的无用时间进行补偿，d轴电流补偿部22及q轴电流补偿部26具有相位延迟部23，该相位延迟部23分别使d轴电流校正信号idcmp*及q轴电流校正信号iqcmp*延迟相当于控制周期的2倍的相位。
如上所述，在本发明的实施方式5所涉及的电力变换装置中，在电流控制***的响应速度与相当于共振频率的速度相比充分高的条件下，由于具有d轴电流补偿部22及q轴电流补偿部26，省略了与电压校正相关的控制***，因此即使在扩大电动机的运转范围，进行弱磁通控制的情况下，也能够可靠地抑制LC共振现象所导致的过电压的发生，并且由于能够省略与电压校正相关的控制***，因此具有结构相应地变得简便的优点。
实施方式6
图17是表示本发明的实施方式6所涉及的电力变换装置中的控制单元7的内部结构的图。在先前的实施方式5的图15所说明的共振抑制控制模块9中附加了先前的实施方式2的图5所说明的共振抑制控制调整部18。
由于已经说明了各部分的结构和动作，因此不进行重复的说明，在本实施方式6所涉及的电力变换装置中，在电流控制***的响应速度与相当于共振频率的速度相比充分高的条件下，由于具有d轴电流补偿部22、q轴电流补偿部26、以及共振抑制控制调整部18，省略了与电压校正相关的控制***，因此即使在扩大电动机的运转范围，进行弱磁通控制的情况下，也能够可靠地抑制LC共振现象所导致的过电压的发生，由于能够省略与电压校正相关的控制***，因此具有结构相应地变得简便的优点，并且，能够减少低负载时的不必要的共振抑制控制，将电动机扭矩波纹的增大抑制为最小限。
此外，本发明能够在其发明的范围内对各实施方式自由地进行组合，或者对各实施方式适当地进行变形、省略。
Claims (15)
1.一种电力变换装置，其具有：
转换器，其将来自交流电源的交流电压变换为直流电压而供给至电容器；
逆变器，其将所述电容器的直流电压变换为交流电压而供给至交流负载；
d轴电流控制器，其以使dq二轴正交坐标上的d轴电流指令值和d轴电流检测值的偏差为零的方式生成d轴电压指令值；
q轴电流控制器，其以使dq二轴正交坐标上的q轴电流指令值和q轴电流检测值的偏差为零的方式生成q轴电压指令值；以及
栅极信号生成部，其基于所述d轴电压指令值及所述q轴电压指令值而生成驱动所述逆变器的栅极信号，
在该电力变换装置中，具有：
电压检测部，其对所述电容器的电压进行检测；
滤波部，其提取由该电压检测部检测到的电压的交流成分；
乘法器，其将第一增益与来自该滤波部的输出相乘而输出；
d轴电压补偿部，其将第二增益与该乘法器的输出相乘而作为d轴电压校正信号输出；以及
q轴电压补偿部，其将第三增益与所述乘法器的输出相乘而作为q轴电压校正信号输出，
所述栅极信号生成部基于将所述d轴电压校正信号与所述d轴电压指令值相加得到的信号以及将所述q轴电压校正信号与所述q轴电压指令值相加得到的信号而生成所述栅极信号，
所述电力变换装置还具有相位前移部，在所述电力变换装置是以预先设定的控制周期进行数据的采样和运算的情况下，为了对基于所述控制周期的无用时间进行补偿，该相位前移部将所述d轴电压校正信号及所述q轴电压校正信号分别前移相当于所述控制周期的1.5倍的相位。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
在将所述d轴电流检测值设为id、将所述q轴电流检测值设为iq时，按照下式对所述第二增益K2及所述第三增益K3进行设定：
3.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其中，
具有波峰值导出部，该波峰值导出部输出由所述滤波部提取出的所述交流成分的波峰值，该电力变换装置使所述第一增益与所述波峰值相应地变化。
4.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其中，
所述交流负载是交流电动机，
该电力变换装置具有：
速度控制器，其以使所述交流电动机的速度指令值和速度检测值的偏差为零的方式生成所述q轴电流指令值；以及
励磁控制器，其生成对所述交流电动机的励磁电流进行设定的所述d轴电流指令值。
5.根据权利要求3所述的电力变换装置，其中，
所述交流负载是交流电动机，
该电力变换装置具有：
速度控制器，其以使所述交流电动机的速度指令值和速度检测值的偏差为零的方式生成所述q轴电流指令值；以及
励磁控制器，其生成对所述交流电动机的励磁电流进行设定的所述d轴电流指令值。
6.一种电力变换装置，其具有：
转换器，其将来自交流电源的交流电压变换为直流电压而供给至电容器；
逆变器，其将所述电容器的直流电压变换为交流电压而供给至交流负载；
d轴电流控制器，其生成d轴电压指令值；
q轴电流控制器，其生成q轴电压指令值；以及
栅极信号生成部，其基于所述d轴电压指令值及所述q轴电压指令值而生成驱动所述逆变器的栅极信号，
在该电力变换装置中，具有：
电压检测部，其对所述电容器的电压进行检测；
滤波部，其提取由该电压检测部检测到的电压的交流成分；
乘法器，其将第一增益与来自该滤波部的输出相乘而输出；
d轴电压补偿部，其将第二增益与该乘法器的输出相乘而作为d轴电压校正信号输出；以及
q轴电压补偿部，其将第三增益与所述乘法器的输出相乘而作为q轴电压校正信号输出，
所述栅极信号生成部基于将所述d轴电压校正信号与所述d轴电压指令值相加得到的信号以及将所述q轴电压校正信号与所述q轴电压指令值相加得到的信号而生成所述栅极信号，
该电力变换装置具有：
d轴电流补偿部，其对由于将所述第二增益与所述乘法器的输出相乘得到的电压而流过的d轴电流成分进行运算，作为d轴电流校正信号输出；以及
q轴电流补偿部，其对由于将所述第三增益与所述乘法器的输出相乘得到的电压而流过的q轴电流成分进行运算，作为q轴电流校正信号输出，
所述d轴电流控制器以使将所述d轴电流校正信号与dq二轴正交坐标上的d轴电流指令值相加得到的值和d轴电流检测值的偏差为零的方式生成所述d轴电压指令值，所述q轴电流控制器以使将所述q轴电流校正信号与dq二轴正交坐标上的q轴电流指令值相加得到的值和q轴电流检测值的偏差为零的方式生成所述q轴电压指令值，
该电力变换装置还具有相位前移部，在所述电力变换装置是以预先设定的控制周期进行数据的采样和运算的情况下，为了对基于所述控制周期的无用时间进行补偿，该相位前移部将所述d轴电压校正信号及所述q轴电压校正信号分别前移相当于所述控制周期的1.5倍的相位，
所述d轴电流补偿部及所述q轴电流补偿部具有分别使所述d轴电流校正信号及所述q轴电流校正信号延迟与所述控制周期的0.5倍相当的相位的相位延迟部。
7.根据权利要求6所述的电力变换装置，其中，
在将所述d轴电流检测值设为id、将所述q轴电流检测值设为iq时，按照下式对所述第二增益K2及所述第三增益K3进行设定：
8.根据权利要求6或7所述的电力变换装置，其中，
具有波峰值导出部，该波峰值导出部输出由所述滤波部提取出的所述交流成分的波峰值，该电力变换装置使所述第一增益与所述波峰值相应地变化。
9.根据权利要求6或7所述的电力变换装置，其中，
所述交流负载是交流电动机，
该电力变换装置具有：
速度控制器，其以使所述交流电动机的速度指令值和速度检测值的偏差为零的方式生成所述q轴电流指令值；以及
励磁控制器，其生成对所述交流电动机的励磁电流进行设定的所述d轴电流指令值。
10.根据权利要求8所述的电力变换装置，其中，
所述交流负载是交流电动机，
该电力变换装置具有：
速度控制器，其以使所述交流电动机的速度指令值和速度检测值的偏差为零的方式生成所述q轴电流指令值；以及
励磁控制器，其生成对所述交流电动机的励磁电流进行设定的所述d轴电流指令值。
11.一种电力变换装置，其具有：
转换器，其将来自交流电源的交流电压变换为直流电压而供给至电容器；
逆变器，其将所述电容器的直流电压变换为交流电压而供给至交流负载；
d轴电流控制器，其生成d轴电压指令值；
q轴电流控制器，其生成q轴电压指令值；以及
栅极信号生成部，其基于所述d轴电压指令值及所述q轴电压指令值而生成驱动所述逆变器的栅极信号，
在该电力变换装置中，具有：
电压检测部，其对所述电容器的电压进行检测；
滤波部，其提取由该电压检测部检测到的电压的交流成分；
乘法器，其将第一增益与来自该滤波部的输出相乘而输出；
d轴电流补偿部，其对由于将第二增益与所述乘法器的输出相乘得到的电压而流过的d轴电流成分进行运算，作为d轴电流校正信号输出；以及
q轴电流补偿部，其对由于将第三增益与所述乘法器的输出相乘得到的电压而流过的q轴电流成分进行运算，作为q轴电流校正信号输出，
所述d轴电流控制器以使将所述d轴电流校正信号与dq二轴正交坐标上的d轴电流指令值相加得到的值和d轴电流检测值的偏差为零的方式生成所述d轴电压指令值，所述q轴电流控制器以使将所述q轴电流校正信号与dq二轴正交坐标上的q轴电流指令值相加得到的值和q轴电流检测值的偏差为零的方式生成所述q轴电压指令值，
所述栅极信号生成部基于所述d轴电压指令值及所述q轴电压指令值而生成所述栅极信号，
在所述电力变换装置是以预先设定的控制周期进行数据的采样和运算的情况下，为了对基于所述控制周期的无用时间进行补偿，所述d轴电流补偿部及所述q轴电流补偿部还具有分别使所述d轴电流校正信号及所述q轴电流校正信号延迟与所述控制周期的2倍相当的相位的相位延迟部。
12.根据权利要求11所述的电力变换装置，其中，
在将所述d轴电流检测值设为id、将所述q轴电流检测值设为iq时，按照下式对所述第二增益K2及所述第三增益K3进行设定：
13.根据权利要求11或12所述的电力变换装置，其中，
具有波峰值导出部，该波峰值导出部输出由所述滤波部提取出的所述交流成分的波峰值，该电力变换装置使所述第一增益与所述波峰值相应地变化。
14.根据权利要求11或12所述的电力变换装置，其中，
所述交流负载是交流电动机，
该电力变换装置具有：
速度控制器，其以使所述交流电动机的速度指令值和速度检测值的偏差为零的方式生成所述q轴电流指令值；以及
励磁控制器，其生成对所述交流电动机的励磁电流进行设定的所述d轴电流指令值。
15.根据权利要求13所述的电力变换装置，其中，
所述交流负载是交流电动机，
该电力变换装置具有：
速度控制器，其以使所述交流电动机的速度指令值和速度检测值的偏差为零的方式生成所述q轴电流指令值；以及
励磁控制器，其生成对所述交流电动机的励磁电流进行设定的所述d轴电流指令值。
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