CN106575183A - 干扰减少的基于电容的触摸设备及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种触敏设备，所述触敏设备包括触摸面板，所述触摸面板具有触敏表面以及至少一个电容耦合到至少一个接收电极的驱动电极。感测电路响应于传送到所述驱动电极的驱动信号生成所述接收电极的响应信号。测量电路将时变传递函数施加到所述响应信号。所述传递函数与所述响应信号成比例地同步变化。校准电路用于将所述时变传递函数匹配到所述响应信号。

Description

干扰减少的基于电容的触摸设备及方法
技术领域
本公开整体涉及触敏装置，具体涉及依赖于用户的手指或其它触摸工具与触摸装置之间的电容耦合的那些，以及此类装置能够检测同时施加于触摸装置的不同部分的多次触摸的具体应用。
背景技术
触敏装置可以被实现为例如通过提供通常由用于用户友好的交互和参与的显示器中的视觉提示的显示输入，容许用户与电子***进行交互并方便地进行显示。在一些情况下，显示输入补充其它输入工具诸如机械按钮、小键盘和键盘。在其它情况下，显示输入用作减少或消除对机械按钮、小键盘、键盘和指向装置的需要的独立工具。例如，用户可以通过仅在由图标标识的位置处触摸显示触摸屏，或者通过结合另一个用户输入来触摸显示图标，来执行一系列复杂的指令。
有若干类型的技术用于实现触敏装置，包括(例如)电阻、红外、电容、表面声波、电磁、近场成像等方式等，以及这些技术的组合。人们已经发现使用电容式触摸传感装置的触敏装置在大量应用中有很好的效果。在许多触敏装置中，当传感器内的导电物体电容耦合到导电性触摸工具(诸如用户的手指)时，可以感测输入。一般来讲，只要两个导电构件彼此贴近但未实际接触，这两者之间便会形成电容。就电容式触敏装置而言，诸如手指之类的物体接近触摸传感表面时，该物体与靠近该物体的感测点之间会形成微小的电容。通过检测每个感测点处电容的变化并记录感测点的位置，感测电路就能识别多个物体并确定当物体在整个触摸表面上移动时物体的特性。
基于此类电容的变化，已使用不同的技术来测量触摸。一种技术测量对地电容的变化，从而基于在触摸改变信号之前施加到电极的信号的电容条件来了解该电极的状态。靠近电极的触摸导致信号电流从电极经过诸如手指或触摸触笔之类的物体流到电接地。通过检测电极处以及触摸屏上各个其它点处的电容变化，感测电路可记录各点的位置，从而识别屏幕上发生触摸的位置。另外，根据感测电路和相关处理的复杂性，可以针对如下的其它目的来评价触摸的各种特性：诸如确定触摸是否为多次触摸中的一个，以及触摸是否正在移动和/或是否满足某些类型的用户输入的预期特性。
另一种已知技术通过将信号施加到信号驱动电极来监测触摸相关的电容变化，该信号驱动电极通过电场与信号接收电极电容耦合。如这些术语所表示，在信号接收电极返回来自信号驱动电极的预期信号的同时，这两个电极之间的预期信号(电容电荷)耦合可以用来指示与这两个电极相关联的位置的触摸相关状态。一旦或响应于该位置处/该位置附近的实际的或感知的触摸，信号耦合的状态改变，并且这种改变体现在电容耦合的减小。
对于这些和其它相关的电容式触摸传感技术，已使用各种方法来测量电极之间的互电容。根据应用，这些方法可以指定不同的信号类型和信号速度，通过这些信号，信号驱动电极将预期信号提供至信号驱动电极，根据预期信号来感测电容电荷的变化。随着高速电子器件的增长趋势，许多此类应用需要相对较高频率的信号用来驱动信号驱动电极。遗憾的是，高速电子器件及其产生的此类信号均会导致RF(射频)干扰。这种RF干扰可能降低，并且在一些应用中可能削弱感测电路和用于相关联的触摸显示器的相关处理的效果。不利影响可包括检测的速度、准确性和功率消耗。
上述问题是对触敏显示器的有效设计以及用于定位和评价触摸的相关方法提出挑战的示例。
发明内容
本公开的方面涉及克服上述难题以及与触敏显示器的有效设计相关的难题，并涉及针对以上或在别处讨论的触摸显示器的类型，定位并评价触摸的方法。本发明在多个实施方式和应用中得到举例说明，所述具体实施和应用中的一些概述如下。
一些实施方案涉及包括至少一个电容耦合到接收电极的驱动电极的触敏设备。感测电路被构造成响应于传送到驱动电极的驱动信号生成接收电极的响应信号。响应信号包括与负向变换部分分开的正向变换部分。放大电路具有时变增益，该时变增益具有与响应信号的正向变换部分和负向变换部分基本上对齐的增加增益以及介于响应信号的正向变换部分与负向变换部分之间的减小增益。
一些实施方案涉及具有时变时间常数的放大电路，时变时间常数具有与响应信号的正向变换部分和负向变换部分基本上对齐的较小值以及介于响应信号的正向变换部分与负向变换部分之间的较大值。
另外的实施方案涉及包括电容耦合到接收电极的驱动电极的触敏设备。感测电路被构造成响应于传送到驱动电极的驱动信号生成接收电极的响应信号，响应信号包括驱动信号的谐波。具有时变增益的放大电路在对应于谐波的频率范围内具有减小的增益。
在一些实施方案中，包括电容耦合到接收电极的驱动电极的触敏设备包括耦合到接收电极的感测电路。感测电路包括耦合到接收电极并且被构造成响应于传送到驱动电极的驱动信号生成接收电极的响应信号的第一级。响应信号是驱动信号的微分表示，包括驱动信号的至少一个奇次谐波和至少一个偶次谐波。感测电路的第二级耦合到第一级的输出并且被构造成抑制响应信号中的至少一个奇次谐波。感测电路的第三级电容耦合到第二级的输出并且放大第二级的输出。第三级抑制响应信号中的至少一个偶次谐波。
一些实施方案包括具有电容耦合到接收电极的驱动电极的触敏设备。感测电路响应于传送到驱动电极的驱动信号生成接收电极的响应信号，响应信号包括与负向变换部分分开的正向变换部分。放大器被构造成以非线性增益放大响应信号。积分器从响应信号的正向变换部分中减去响应信号的负向变换部分。
在一些实施方案中，触敏设备包括触摸面板，所述触摸面板具有触敏表面以及至少一个电容耦合到至少一个接收电极的驱动电极。感测电路响应于传送到驱动电极的驱动信号生成接收电极的响应信号。测量电路将时变传递函数施加到响应信号。传递函数与响应信号成比例地同步变化。一些实施方案还包括将时变传递函数匹配到响应信号的校准电路。
一些实施方案涉及操作触敏装置的方法。该方法涉及感测接收电极上的、响应于传送到电容耦合到接收电极的驱动电极的驱动信号的响应信号。将时变传递函数施加到响应信号，传递函数与响应信号成比例地同步变化。使用将传递函数施加到响应信号的结果来检测触敏表面上的触摸。
一些实施方案涉及使用触摸设备的方法，所述触摸设备包括触敏面板，所述触敏面板具有至少一个电容耦合到至少一个接收电极的驱动电极。该方法包括确定接收电极的、响应于传送到驱动电极的驱动信号的响应信号的形状。形成时变传递函数，时变传递函数与响应信号成比例地同步变化。将时变传递函数施加到包括触摸面板上触摸的相关信息的响应信号。
一些实施方案涉及校准触敏面板的方法，所述触敏面板包括多个电容耦合到多个接收电极的驱动电极。针对每个接收电极，确定接收电极的、响应于传送到驱动电极的驱动信号的响应信号的形状，并且形成与响应信号成比例地同步变化的时变传递函数。
方法和这些实施方案的另外方面，以及其它实施方案将在下文更详细地讨论。
以上发明内容并非旨在描述本发明的每个例举的实施方案或每种实施方式。
附图说明
结合以下附图，参考对本公开的各种实施方案的以下详细说明，可更全面地理解本公开，在附图中，根据本公开：
图1A是一个触摸装置的示意图；
图1B是另一个触摸装置的示意图；
图2A是又一个触摸装置的示意图，其示出被构造用于具体实施方案的电路模块，在该具体实施方案中针对测量模块(或电路)，沿平行的信号路径来处理响应信号；
图2B是图2A的触摸装置的一部分的示意图，其示出用于具体实施方案的示意性模块，该具体实施方案涉及用于沿着平行的信号路径之一处理响应信号的电路；
图3A是图2B所示的电路的一部分的示意图；
图3B是示出通过图2B和图3A所示的电路进行的信号处理的时序图；
图3C是示出通过图2B和图3A所示的电路进行的信号处理的另一个时序图；
图4是示出图3A中的放大电路就可变时间常数而言的增益的时基曲线；
图5是示出图3A中的放大电路就频率而言以及作为以上提及的可变时间参数的函数的增益的另一个时基曲线；
图6A至6G形成另一时基图的各部分，该时基图示出图2B和图3A的积分的最后一级的信号时序；
图7示出示例性触敏设备的简化示意图，该触敏设备被构造用于测量触摸面板的两个电极之间的互电容Cm；
图8示出根据一些实施方案的信号和传递函数的示例性集合相对于时间的图示；
图9示出根据一些实施方案的测量电路的实施方案；
图10和图11示出响应信号的单个循环以及可用于同步解调响应信号的四个另选fD(t)解调传递函数；
图12A、12B和12C提供对于四个示例性解调传递函数，噪信百分比与噪声波长的图示；
图13示出包括电极矩阵的电容触摸数字化仪***；
图14示出包括一个循环的驱动信号VD和响应信号的示例性图示；
图15A示出指数衰减时间常数为1μsec的响应信号的单个循环，以及可用于同步解调信号的四个另选fD(t)传递函数；
图15B示出针对图15A的四个另选传递函数中的每一个函数，一定噪声波长范围的噪声向量大小，其中噪声波长范围的中心位于11μsec的信号波长处；
图15C示出指数衰减时间常数为1μsec的响应信号的单个循环，该常数在时间上相对于可用于同步解调信号的四个另选fD(t)传递函数延迟；
图15D示出针对图15C的四个另选传递函数中的每一个函数，一定噪声波长范围的噪声向量大小，其中噪声波长范围的中心位于11μsec的信号波长处；
图16A示出施加到响应信号的附加解调传递函数；
图16B示出针对图16A的传递函数中的每一个函数，一定噪声波长范围的噪信比大小，其中噪声波长范围的中心位于11μsec的信号波长处；
图16C示出与图16A相同的解调函数，但这些解调函数的相相对于响应信号提前一个时间周期；
图16D示出针对图16C的传递函数中的每一个函数，一定噪声波长范围的噪信比大小，其中噪声波长范围的中心位于11μsec的信号波长处；
图17A和图17B是示出根据各种实施方案的触摸设备的校准过程的流程图；
图18A示出与方波信号VD的第三谐波匹配的若干解调传递函数；
图18B示出通过将图18A的解调传递函数施加到波长为0.3μsec至22μsec的正弦波而得到的调制积分输出；以及
图19示出噪声测量的若干示例。
这些附图未必按比例绘制。附图中使用的类似标号指示类似的部件。然而，应当理解，对于在给定附图中用于指代部件的标号的使用并非旨在对在另一附图中利用相同标号所标记的部件进行限制。
具体实施方式
据信本公开的方面可适用于多种不同类型的触敏显示器***、装置和方法，包括涉及容易在响应信号上产生RF干扰的电路的那些***、装置和方法，响应信号用于指示触摸活动可能在触摸显示装置的哪里发生。尽管本发明并不受限于此类电路和应用，但可通过使用此上下文的各种实例的讨论来理解本发明的各个方面。
根据某些示例性实施方案，本公开涉及包括触摸表面电路的触敏设备类型，所述触摸表面电路被构造成有助于耦合电容发生变化以响应于电容改变触摸。该设备包括至少一个电容耦合到接收电极的驱动电极。感测电路响应于传送到驱动电极的驱动信号生成接收电极的响应信号。响应信号包括与负向变换部分分开的正向变换部分。放大电路然后用于响应于时变输入参数而放大和处理这些信号。放大电路具有时变增益，该时变增益具有与响应信号的正向变换部分和负向变换部分基本上对齐的最大增益以及介于正向变换部分与负向变换部分之间的减小增益。放大电路相对于响应信号介于瞬变部分之间部分的增益来调节瞬变部分的增益。放大电路抑制射频(RF)干扰，诸如奇次谐波和/或偶次谐波形式的射频干扰，以提供经噪声过滤的输出，从而确定电容改变触摸在触摸表面上的位置。例如，根据一些方面，放大电路具有时变时间常数。时间常数的减小值或最小值与响应信号的正向变换部分和负向变换部分基本上对齐，并且时间常数的增大值与响应信号介于正向变换部分与负向变换部分之间的部分基本上对齐。
图1A示出上述类型触摸装置的具体示例，同样根据本公开该触摸装置包括触摸表面电路12、感测电路24和数字转换电路30。与上述实施方案一样，协同设计触摸表面电路12、感测电路24和数字转换电路30以抑制RF干扰，从而提供噪声滤除的输出来确定触摸表面上电容改变触摸的位置。对许多应用而言，包括驱动电路8和数据处理逻辑(例如，微型计算机电路)10作为触摸装置的一部分。驱动电路8可以在触摸装置的外部或内部，它被构造用于为触摸表面电路12中的驱动电极16提供偏置驱动信号，该偏置驱动信号可用于提供可使电容改变触摸事件在电容节点处被感测的基准，并且该信号稍后由数据处理逻辑10处理。对许多应用而言，驱动电路8单独地和/或与其它高频耦合电路一起生成高频信号，该高频信号带来的RF噪声干扰是令人担忧的。RF噪声干扰可以以直接从驱动电路8产生的驱动信号扩展来的谐波频率的形式存在。这种驱动电路8诸如与上述微型计算机和模数转换电路中包括的信号采样电路一起使用，常常用于驱动其它电路并且/或者产生其它高频率信号。触摸面板12可能易受与显示电子器件相关的RF噪声源和其它外部RF噪声发生器的影响。
根据以上讨论，通过经由响应信号来处理耦合电容的变化，即使未完全去除该RF噪声干扰，也能减弱该RF噪声干扰，其中使用感测电路24使响应信号经由接收电极18a和18b(图1A)返回。感测电路24提供具有瞬变部分的应答信号(被称为响应信号)，所述瞬变部分用于表征向更高信号电平变换的正向变换和向更低信号电平变换的负向变换(例如，如以下结合图3B和6B讨论的)。
在感测电路24内，然后使用增益和滤波电路来响应于估计这些瞬变部分的时变输入参数而放大和处理信号。从而感测电路24相对于响应信号的瞬变部分之间的部分的增益来调节瞬变部分的增益，从而抑制RF干扰。为了理解如何生成这些瞬变部分来表示响应信号，以下更加具体地关于与触摸面板的驱动电极和接收电极一起扩展的电容改变信号的扩展示出图1B。
因此，使用触摸装置连同相关的控制器电路，感测电路和放大电路可以用于处理从触摸面板的接收电极经由返回路径扩展来的响应信号，以用于检测触摸面板的相关位置或节点处的电容的变化。应当理解，此类触摸面板可以诸如通过多个接收电极相对于一个或多个驱动电极(后者可以与多个接收电极一起布置)的有组织的布置，而对于驱动电极和接收电极具有特定于应用的布局，以提供这样的矩阵：其中应用要求在矩阵的电极交叉点处提供许多特定的触摸面板节点。作为另一个应用的示例，驱动电极可以相对于一个或多个接收电极以ITO或纳米网格的形式提供，其中每个接收电极基于位置和/或信号特征(例如，振幅、形状、调制类型、和/或相位)提供可区分的响应信号。
在图1B中，示出了示例性触摸装置110。装置110包括连接到电子电路的触摸面板112，为了简便，该电子电路组合在一起形成114标记的单个示意性框，并且统称为控制器，该控制器被实现为诸如包括模拟信号接口电路、微型计算机、处理器和/或可编程逻辑阵列的(控制)逻辑电路。因此，控制器114示为涵盖以下方面：偏置电路和触摸表面电路8’/12’(相对于图1A的触摸面板112)和感测电路24’(相对于图1A的感测电路24)和处理器逻辑单元30’(相对于图1A的数字转换电路30)。
所示的触摸面板112具有列电极116a-e和行电极118a-e的5×5矩阵，但也可使用其它数量的电极和其它矩阵尺寸。对许多应用而言，触摸面板112被例示为透明的或半透明的，从而容许用户透过触摸面板查看物体。此类应用包括，例如用于计算机、手持式装置、移动电话、或其它***装置的像素化显示器的物体。边界120表示触摸面板112的观察区域，并且如果使用的话，还优选地表示此显示器的观察区域。从平面图的视角看，电极116a-e、118a-e在边界120上方作空间分布。为了便于例证，这些电极被示出为较宽且显眼，但在实施过程中电极可较窄且用户不易察觉。此外，这些电极可设计为在矩阵的节点附近处具有可变的宽度，例如以菱形垫或其它形状垫的形式增加的宽度，以便增大电极之间的边缘场，从而增强触摸对于电极对电极电容耦合的效果。在示例性实施方案中，电极可由氧化铟锡(ITO)或其它合适的导电材料构成。从深度的角度看，列电极可位于与行电极不同的平面内(从图1B的角度，列电极116a-e位于行电极118a-e的下面)，以使得列电极与行电极之间没有显著的欧姆接触，从而使得给定列电极与给定行电极之间的唯一显著的电耦合为电容耦合。电极矩阵通常位于防护玻璃、塑料膜等的下面，使得电极受到保护而不与用户的手指或其它触摸相关工具发生直接物理接触。此类防护玻璃、膜等的暴露表面可被称为触摸表面。另外，在显示型应用中，背屏蔽件(作为选择)可设置在显示器与触摸面板112之间。此背屏蔽件通常由玻璃或膜上的导电ITO涂层组成，并且可接地或由波形来驱动，该波形降低从外部电干扰源到触摸面板112中的信号耦合。其它背屏蔽方法在本领域中是已知的。通常，背屏蔽件减少由触摸面板112感测的噪声，这在一些实施方案中可提供改善的触摸灵敏度(例如，能够感测较轻的触摸)和更快的响应时间。当来自(例如)LCD显示器的噪声强度随距离而快速降低时，有时结合其它噪声降低方法(包括使触摸面板112与显示器隔开)来使用背屏蔽件。除这些技术之外，以下参考各种实施方案来讨论处理噪声问题的其它方法。
在给定的行电极和列电极之间的电容耦合主要取决于电极彼此最靠近的区域中的电极的几何形状。此类区域对应于电极矩阵的“节点”，图1B中标记了其中的一些节点。例如，在列电极116a与行电极118d之间的电容耦合主要发生在节点122处，而在列电极116b与行电极118e之间的电容耦合主要发生在节点124处。图1B的5×5矩阵具有此类节点，这些节点中的任一者均可由控制器114经由适当选择将各个列电极116a-e单独地耦合到该控制器的控制线126中的一者以及适当选择将各个行电极118a-e单独地耦合到该控制器的控制线128中的一者来寻址。
当用户的手指130或其它触摸工具接触或接近于接触装置110的触摸表面时，如触摸位置131处所示，该手指电容耦合到电极矩阵。该手指从矩阵，尤其从最靠近该触摸位置的那些电极吸引电荷，这样便可改变对应于最近的一个或多个节点的电极之间的耦合电容。例如，触摸位置131处的触摸最接近对应于电极116c/118b的节点。如以下进一步所述，耦合电容的这种变化可由控制器114检测且被解读为116a/118b节点处或附近的触摸。优选地，控制器被构造成快速检测矩阵所有节点的电容变化(如果有的话)，并且能够分析相邻节点的电容变化大小，从而通过内插法准确确定节点之间的触摸位置。此外，控制器114有利地被设计为检测同时或在重叠时间施加至触摸装置的不同部分的多次不同触摸。因此，例如，如果在手指130触摸的同时，另一根手指在触摸位置133处触摸装置110的触摸表面，或者如果各触摸至少暂时地重叠，则控制器优选地能够检测这两个触摸的位置131、133，并且在触摸输出114a上提供此类位置。控制器114能够检测的同时发生的或时间上重叠的不同触摸的数量优选地不限于2，例如，它可以为3、4或大于60，这取决于电极矩阵的大小。
如下面进一步所讨论，控制器114可采用使其可以快速确定电极矩阵的某些或所有节点处的耦合电容的多种电路模块和组件。例如，控制器优选包括至少一个信号发生器或驱动单元。驱动单元将驱动信号传送至一组电极，该组电极被称为驱动电极。在图1B的实施方案中，列电极116a-e可用作驱动电极，或者可如此使用行电极118a-e。驱动信号优选地一次传送至一个驱动电极，例如按照从第一个驱动电极到最后一个驱动电极的扫描顺序。当此类电极中的每一个被驱动时，控制器监测被称为接收电极的另一组电极。控制器114可以包括耦合到所有接收电极的一个或多个感测单元。对于传送至每个驱动电极的每个驱动信号，(多个)感测单元生成多个接收电极的响应信号。优选地，感测单元被设计为使得每个响应信号均包括驱动信号的微分表示。例如，如果驱动信号由函数f(t)(例如将电压表示为时间函数)来表示，则响应信号可等于或近似于函数g(t)，其中g(t)＝d f(t)/dt。换句话讲，g(t)为驱动信号f(t)对时间的导数。根据用于控制器114中的电路的设计细节，响应信号可包括信号诸如：(1)单独的g(t)；或(2)具有恒定偏移量的g(t)(g(t)+a)；或(3)具有乘法比例因数的g(t)(b*g(t))，该比例因数能够为正或负，并且其大小能够大于1或大于0小于1；或(4)它们的组合。在任何情况下，响应信号的振幅与所驱动的驱动电极与所监测的特定接收电极之间的耦合电容有利地相关。g(t)的幅值也与原函数f(t)的幅值成比例，并且如果适合于应用，g(t)的幅值可以仅使用驱动信号的单个脉冲针对给定节点来确定。
控制器还可包括辨识和分离响应信号的振幅的电路。为此目的，示例性电路装置可包括一个或多个峰值检测器、采样/保持缓冲器、时间变量积分器和/或第二级积分器低通滤波器，其选择可取决于驱动信号和对应的响应信号的性质。控制器还可包括一个或多个模数转换器(ADC)以将模拟振幅转换为数字格式。一个或多个多路复用器还可用于避免电路元件的不必要重复。当然，控制器还优选地包括存储所测量振幅和相关参数的一个或多个存储装置，以及进行必要的计算和控制功能的微处理器。
通过测量电极矩阵中每个节点的响应信号的振幅，控制器可产生与电极矩阵的每个节点的耦合电容相关的测量值矩阵。这些测量值可与此前获得的参考值的类似矩阵比较，以便确定由于存在触摸而已发生耦合电容变化的节点(如果有的话)。
从侧面看，用于触摸装置中的触摸面板可以包括前(透明)层、具有平行布置的第一组电极的第一电极层、绝缘层、具有平行布置的且优选地与第一组电极正交的第二组电极的第二电极层、以及后层。暴露的前表面层可为触摸面板的触摸表面的一部分或附接到该触摸表面。
图2A是另一个触摸装置的示意图，根据以上讨论的各方面，示出前端电路模块212(或任选地作为平行的多个前端模块212(a)、212(b)等中的一个运行)和后端电路模块220，该后端电路模块220被构造用于对从触摸面板(未示出)的电极提供的响应信号分别进行一定的模拟和数字处理。在具体的实施方案中，包括图2A所示的那些，后端电路模块220被实现为与其它电路(如与图1B的控制器114)配合以用于提供各种时序和控制信号，诸如沿着后端电路模块220的右侧示出的那些。
如图2A的左侧(任选重复的框)所示，响应信号电路210对经由相关联的输入端口RX01、RX02等提供的相应响应信号进行操作。如结合图3A将进一步讨论，这些响应信号电路210被实现为对与对应(信号馈送)接收电极(图1B)相关联的触摸面板节点进行操作并为这些节点提供(对触摸表面处的相关联耦合电容的)准确的触摸监测。尽管这些响应信号电路210可以实现为同时操作并提供这种触摸监测，但在示出的示例中，通过多路复用器(“Mux”)224选择这些响应信号电路210中的仅一个的输出端口用于这样的处理。
响应于输入-选择/控制信号224a，多路复用器224将所选择的由相关联的响应信号路径限定的模拟-处理响应信号的通道提供给模数转换器(ADC)226。多路复用器224可被控制为逐个通过RXN通道直到所有的电极都被ADC转换。ADC 226将经模拟处理的响应信号的数字版本呈现给测量电路230(位于后端电路模块220中)，该测量电路被构造用于通过测量前述讨论的相关联耦合电容的特性以及根据这些特性来确定触摸表面上的触摸位置，从而对响应信号进行响应。如过采样ADC所特有的，ADC 226响应于通过输入端口232提供的ADC_时钟信号，并且例如以约8MHz或其倍数运行。
在具体实施方案中，前端和后端电路模块212和220中的一个或两个实现为如限定模块212和220的边界线所示的专用集成电路(ASIC)芯片。例如，前端电路模块212可以使用一个ASIC芯片来实现，其中一个或多个(重复的)内部电路中的每个被构造用于处理来自接收电极的一个或多个响应信号路径，同时使用另一个ASIC芯片来实现后端电路模块，该另一个ASIC芯片被构造成具有执行响应信号测量的测量电路。
在每个此类具体实施方案中，模块212和220两者都使用数据、时序和控制信号，以通过响应信号电路210实现对响应信号的正确处理。例如，在前端模块212的左侧，这些控制信号包括电压偏置信号(V偏置)，其用于偏置电路的节点，所述电路用于积分响应-信号电路210内的响应信号。前端模块212还响应于由后端电路模块220提供的控制/配置信号，包括用来设置用于控制增益、时序和响应信号电路210对响应信号的一般处理的时变参数的控制/配置信号。测量电路230中的配置寄存器240可用于固定这些时变参数以及给定触摸板(或向接收电极进行馈送的其它类型装置)可能需要的其它控制信号。测量电路230还包括用于采集和存储这些经处理的响应信号的相关支持电路(数据采集逻辑)，以及适用于基于ASIC实现的以状态机电路244和杂项寄存器/支持电路246的形式示出的电路。
如沿着后端电路模块220的右侧所示的那些，提供其它时序和控制信号来帮助响应-信号电路210的处理时序以及ADC 226的时序。这些信号包括模控制、串行***接口(SPI)兼容控制线和数据接收和发送，以及当接收逻辑开始转换行数据(沿着接收电极)时和当完成数据转换时的控制。信号在图中右侧示出。
图2B示出具有对应于先前示出的触摸面板(图1A的12或图1B的112)和图2A的前端电路模块中的一者的分解图的示例电路。如一个此类触摸面板具体实施所设想的那样，该触摸面板可以包括40行乘64列的矩阵装置，其具有对角线为19英寸、长宽比为16:10的矩形可视区域。在这种情况下，电极可具有约0.25英寸的均匀间距，并且在其它具体实施方案中，可以为0.2英寸或更小。由于该实施方案的尺寸，电极可具有与其相关联的显著杂散阻抗，例如行电极的电阻为40KΩ且列电极的电阻为64KΩ。考虑到此类触摸响应处理中涉及的人为因素，如果需要，可使测量矩阵(40×64＝2560)的所有2,560个节点处的耦合电容的响应时间相对较快，例如小于20毫秒或甚至小于10毫秒。如果将行电极用作驱动电极且将列电极用作接收电极，并且如果同时对所有列电极进行采样，则有(例如)20msec(或10msec)以供按顺序扫描40行电极，每个行电极(驱动电极)的时间预算为0.5msec(或0.25msec)。
再次参见图2A的具体实施方式，以其电特性(呈集总电路元件模型的形式)而非以其物理特性来描述的图2A的驱动电极254和接收电极256表示可存在于具有小于40×64矩阵的触摸装置中的电极，但这不应视为限制性的。在图2A的此代表性实施方案中，集总电路模型中所示的串联电阻R可各自具有10KΩ的值，并且集总电路模型中所示的杂散电容C可各自具有20皮法(pf)的值，但当然这些值无论如何不应视为限制性的。在此代表性实施方案中，耦合电容Cc标称为2pf，用户手指258在电极254和256之间节点处存在触摸导致耦合电容Cc下降约25％，降至约1.5pf的值。同样，这些值不应视为限制性的。
根据先前所述的控制器，此类触摸装置使用特定电路来询问面板252，以确定面板252的每个节点处的耦合电容Cc。就这一点而言，控制器可通过确定指示或响应于耦合电容的参数值(例如，响应信号的振幅)来确定耦合电容，如上所述且如下进一步所述。为了完成该任务，触摸装置优选包括：耦合到驱动电极254的低阻抗驱动单元(在图1B的控制器114或图2B的信号发生器260内)；耦合到接收电极256的感测单元280；以及将感测单元280所生成的响应信号的振幅转换为数字格式的模数转换器(ADC)单元226。感测单元280包括微分可变增益放大(VGA)电路282，它对驱动单元所提供的驱动信号进行微分。VGA电路282包括可变增益电阻器，并且可以具有可变增益电容，该可变增益电容分别用于设置电路增益和优化增益的稳定性。
根据由驱动单元260提供的驱动信号的性质(因此还根据由感测单元280生成的响应信号的性质)，图2A的触摸装置还可包括：还可用作采样/保持缓冲器的峰值检测电路(未示出)；以及可操作以使峰值检测器复位的相关联复位电路326b。在大多数实际应用中，触摸装置还将包括在信号发生器260(图2B)和触摸面板252之间的多路复用器，以便能够在给定时间寻址多个驱动电极中的任何一个。以这种方式，当物体(例如手指或导电触笔)改变行电极和列电极之间的相互耦合时，互电容发生变化，从而响应于多路复用的驱动信号顺序地扫描这些电极。相似地，在接收侧，另一个多路复用器(图2A的224)允许单个ADC单元快速采样与多个接收电极相关联的振幅，由此避免每个接收电极需要一个ADC单元的花费。元件212b示出具有多个ADC的类似电路的若干层。该具体实施方式具有5个此类通道。
图2B的上述VGA电路282将表征响应信号的微分信号形式的输出提供至图2B所示的使用两级的另一放大电路。如积分放大器284所描绘的第一级被构造并布置成使用时变参数对响应信号的微分信号表示进行积分，以便于在瞬变部分处进行抽取，从而创建对RF信号的奇次谐波的空值。积分放大器284通过积分放大响应信号中表征其(从接收电极)返回的驱动信号的脉冲部分。位于积分放大器284的前端输入处的可变电阻电路286具有一定变化，可控制该变化以提供与驱动信号同步的增益时变变化。控制可变电阻电路286以将增益时变变化提供给响应信号，从而对脉冲部分(对应于驱动信号)实现该操作。使用另一个控制信号(未示出)复位放大-积分运算，该控制信号与对应的驱动信号的时序同步，以针对每个脉冲部分实现操作的正确重复。该放大用于放大响应信号的操作方面，同时抑制由响应信号携带的不期望的噪声，包括驱动信号的奇次谐波。
积分放大器284提供与用于进一步处理响应信号的第二级290电容耦合的输出。该进一步处理使用运算放大器291提供积分，以用于将正向变换和反向变换处的瞬变部分组合，以便增加信号强度，同时通过对从积分放大器284的输出处理的单行微分响应信号的正方面和负方面(包括放大的变换部分)求和，提供对包括偶次谐波的噪声的有效共模抑制。由此通过积分和转储运算来重复由第二级进行的该积分，以针对每个脉冲部分实现操作的适当重复，与先前讨论的级以及用于积分复位的类似控制的控制信号(未示出)一样。
第二级290将其输出通过另一个电容耦合路径292提供至先前结合附图2A描述的多路复用器和ADC。电容耦合路径包括用于保存由第二级290处理的响应信号的每个部分的模拟特性的采样和保持电路(概念上由电容和开关描述)，响应信号可以进一步通过多路复用器294和ADC 296进行处理，供控制器或测量电路进行评价。
更具体地，运算放大器291用于执行求和运算，以使正边缘变换和负边缘变换结合为最大信号强度，理想情况是，这些正边缘变换和负边缘变换之间的噪声由于在共模抑制中的反相求和而抵消。作为具体实施方式，这可以通过以下选择来实现：响应于正边缘变换和负边缘变换的时钟相位，选择反相或非反相积分器(或积分运算)以从正边缘中减去负边缘。该求和积分从而对正向信号和负向信号求和，以提供增加信号振幅2X并减少耦合到传感器的共模噪声的伪微分信号。将运算放大器291的一个输入端处的V偏置信号设为这样的电平：其针对由ADC 296随后执行的模数转换的采样和保持效果(S/H)而使输出电平沿着电容耦合路径292得到优化。使用第一级284前端的时变系数，信号微分和第一级积分的组合有助于减少(由电阻路径提供的)芯片上增益的增益变化和TX(或驱动)信号的斜率。芯片上积分电容(CINT)和触摸屏电容仍然变化。驱动信号的电平有助于补偿不同行之间的屏幕变化，其中积分反馈路径中的电容(图2B中的CINT)调节不同接收器之间的变化。该组合的微分和积分中涉及的信号电平可以如下用数学方式估计：
I屏＝CC·dVTX/dt
VDIFF＝I屏·RDIFF＝CC·RDIFF·dVTX/dt
IINT＝VDIFF/RINT
＝CC·(RDIFF/RINT)·dVTX/dt
dVINT＝(IINT/CINT)·dt
dVINT＝dVTX·(CC/CINT)·(RDIFF/RINT)，
其中在触摸装置处感测到的电流为I屏，微分电压信号为VDIFF，并且其积分型式表示为dVINT。
因此，图2B的可变增益放大电路包括积分电路，该积分电路使用时变参数来在瞬变部分处提供积分和转储信号滤波运算。该信号滤波运算可以通过对用于采样响应信号的时钟频率的倍数进行抽取来协助。先前讨论的测量电路然后可通过测量相关联的耦合电容的特性以及由此确定触摸表面上的触摸的位置，对通过图2B的可变增益放大器处理的响应信号进行响应。使用专利文献WO2010/138485(PCT/US2010/036030)中的信号处理的教导内容作为参考，该处理利用增加的TX驱动电平以及用改善的RX接收器电路来改善的CRFI(执行射频免疫(conducted radio frequency immunity))和LCD(液晶显示器)噪声抑制来提供增大的信噪比。总体功率电平和花费也显著减小。针对关于类似环境中触摸装置的操作的进一步/背景信息，可以参考以上提到的专利文献，其所述教导内容以及关于前端信号处理和时序及后端(基于控制器/测量)响应信号处理的教导内容以引用方式并入本文。
结合符合图2B的电路的电路的具体实验实施方式，对响应信号的微分信号表示进行的这种积分可以有利地用于在频率响应中创建空值。使用此类具体实施方式，频率响应(每微分信号表示的积分)中的RF信号噪声尤其是3次谐波和5次谐波通过此类空值被滤除。如上所述，RF信号噪声滤除可以同时包括此类奇次谐波以及交错的偶次谐波。
图3A、3B和3C提供用于理解有关图2B中第一级的各方面的进一步细节。这些方面是积分放大器284涉及的可变电阻和时序。对于图3A示出的具体示例性实施方案，运算放大器310包括正极输入端口和负极输入端口，其中正极输入端口连接至参考电压(如图2A和2B中的同名信号V偏置)，负极输入端口被布置成用于接收作为(在“IN”端口318处的)输入信号的前一电路(图2B的(微分)电路282)的输出。对应于图2B的可变电阻电路286，图3A所示的可变电阻由布置成用于以并联路径连接的三个电阻器(第一电阻器(R)320、第二电阻器(4R)322和第三电阻器(2R)324)提供。这些电阻器中至少两个的值可以彼此不同。在每个对应的平行路径中为相应的开关F2、F1、F0，一个或多个开关使用通过路径328的控制信号(由控制器提供并且与驱动信号同步，以针对每个脉冲部分实现操作的适当重复)来选择性地闭合。这些可选择的开关以330、332和334表示，用于在IN端口318和运算放大器310的负极输入端口之间分别连接电阻器320、322和324中的一个或多个。同样以与驱动信号同步的方式来控制类似控制的开关336，以使复位时序与针对每个脉冲部分提供的重复一致。
积分放大器310的时间常数可随时间调节，由此使得时间常数的减小值或最小值与响应信号的正向变换部分和负向变换部分基本上对齐，而时间常数的较大值与响应信号介于正向变换部分与负向变换部分之间的部分对齐。由于上文所述的时变电阻和/或由于时变反馈电容Cint，时间常数可随时间变化。无论电阻、电容或两者是否随时间变化以提供时变时间常数，变化都与驱动信号同步。
这是因为开关330、332和334用于定义运算放大器310的积分运算的RC时间常数，其中RC的R是由平行布置的电阻器320、322和324提供的电阻，并且RC的C是运算放大器310的负反馈回路中提供的电容。因此，图3C的右侧处的表示出了与时序图中的示例性时间点相关联的时间常数的倒数。
具有可变R增益设置的输入微分器282输出具有经反相的正负冲激输出的双向信号。反馈R允许微分增益变化以最大程度提高RC微分冲激函数输出及传感器的互电容Cc。
响应信号可包括驱动信号的偶次谐波和/或奇次谐波，这些谐波的减少使信噪比增大。图3A中所示的第一积分器级284包括双向积分器，该双向积分器的时变系数可以在每个VD驱动边缘处积分并转储加权平均数，从而减小至采样率的2倍。第一积分器级284的双向积分器的系数被选择成在增益中创建空值，从而在驱动信号VD的第三谐波和第五谐波附近提供最小或减小的增益。第二求和积分器290对来自第一积分器284的正滤波边缘数据和负滤波边缘数据求和。求和积分器290从响应信号的正向部分中减去响应信号的负向变换部分。在求和积分器290中，从响应信号减少或消除共模RF噪声，例如驱动信号的第二谐波、第四谐波和/或其它偶次谐波。放大器包括
图3B是示出与图3A的电路相关的三个信号342、344和346的时序图。第一信号342为TX脉冲，该脉冲信号中的一个脉冲被驱动到(例如，如图1A和1B所使用的)驱动电极上。TX脉冲的脉冲频率可以变化；然而，对于包括结合图1A和图1B所述脉冲的许多应用而言，100KHz的脉冲已足够，同时使用8MHz的时钟来定义TX脉冲的脉冲时序。如在IN端口318处呈现的第二信号344是具有向上冲激尖峰和向下冲激尖峰的单行微分信号，向上冲激尖峰与示出的TX脉冲的正斜坡对齐，向下冲激尖峰与TX脉冲的负斜坡对齐。这些是对应于TX脉冲边缘的微分变换部分，感测电路针对该微分变换部分来监测响应信号。如图3B的底部所示，第三信号346对应于图3A中电路的输出，该输出用于驱动如图2B的290所示的第二(求和-积分器)级。
图3C是另一个时序图，其中示出可以如何控制可选择的开关330、332和334以及复位开关336来实现用于图3A所示电路的期望或最佳时变增益。如图3A和3C所示，当开关的对应控制信号处于如图3C的时序图所示的逻辑高状态时，开关330、332、334和336中的每个均闭合(导通状态)。例如，当开关330、332和334中的每个均处于闭合状态时，由图3A的运算放大器310提供的增益最大，如图3C顶部处的阶梯图366的中央所示。就在时间点368处复位后，通过处于闭合状态的开关330以及处于打开(非导通)状态的开关332和334来设置由图3A的运算放大器310提供的增益。这是因为开关330、332和334用于定义运算放大器310的积分运算的RC时间常数，其中RC的R是由平行布置的电阻器320、322和324提供的电阻，并且RC的C是运算放大器310的负反馈回路中提供的电容。因此，图3C的右侧处的表示出了与时序图中的示例性时间点相关联的时间常数的倒数。
图4和图5是示出图3A的运算放大器310的增益就可变时间常数(图4)而言以及就上文所述的可变时间常数(图5)而言的时基曲线图。每个曲线图的横轴是线性示出的时间单位，其对应于距离图3B的信号344所示的脉冲或尖峰的边缘的距离。每个曲线图的纵轴示出了指数单位的上述时间常数(RC)，其中图5示出了就频率而言的时间常数(1/(2RC×(3.1456))。如图5中曲线的顶部所示，在开关闭合的情况下，对应的电阻器提供最小的电阻，从而使增益在沿着横轴的点0处(感测到尖峰的边缘的位置)最大。应当理解，可以如给定应用和时钟时序所期望的调节电阻和电容(RC的)以及时序，其中上述时序假设将8MHz时钟用于驱动电路，并且具有RF噪声滤除的相关电路时序和状态机时序被调节为/优化为减少其产生的奇次谐波和偶次谐波。
图6A至图6G形成另一个时基图的各部分，其中示出了另外的信号时序相对于图2B所示电路的各级的示例。在图6A中，示出了TX信号610，划定出将会出现在先前示出的触摸面板的驱动电极上的一个循环(或周期)。如图6B所示，在经过接收电极后，响应信号被微分电路(例如，通过VGA电路282)处理(微分)，以产生微分形式的TX信号610。在示例性TX信号610实现为方波(一系列矩形脉冲)的情况下，微分运算产生冲激脉冲，冲激脉冲包括与矩形脉冲的每个正向变换相关联的负向冲激脉冲(例如，620a)以及与矩形脉冲的每个负向变换相关联的正向冲激脉冲(例如，620b)。尽管冲激脉冲可以由于运算放大器信号带宽和触摸屏的RC滤波器效果而变得有点圆，但响应信号的该派生形式是驱动信号的微分表示。
图6C和图6D示出了感测单元(图2B的280)的第一级和第二级对响应信号的进一步处理。图6C示出了以上结合图4和图5(示出属于第一级的运算放大器的增益)讨论的第一级的增益方面，其中(反馈中的)积分复位在冲激脉冲之间的中央，并且其中通过经由上文中示出的有效电阻改变RC时间常数(可选地，该改变也可以通过改变有效电容来实现)来调节/优化增益的时序。图6F示出了在第一级的输出处信号的不太理想的特性，其中增益示为处理后的响应信号的双极性(正和负)方面。对于某些实施方式，该第一级可被视为是足够的，因为冲激脉冲之间的噪声(包括TX信号的奇次谐波)被显著地抑制。
对于其它实施方式，该第一级通过第二级(图2B的290)补充，该第二级提供了包括抑制(置零)来源于TX信号的偶次谐波在内的进一步的噪声滤除。因此，第二级还通过执行相对于第二级(如图6C和图6E所示)的输入处的正向变换和负向变换的积分和转储运算，来影响响应信号。运算的转储方面出现在图6C所示信号的低点处，受图2B的运算放大器291的负反馈回路中电容短路开关的控制。积分在每个转储(或复位)后开始。
图6G示出了通过运算放大器291执行的求和运算，从而将正边缘变换和负边缘变换结合为最大信号强度，理想情况是，这些正边缘变换和负边缘变换之间的噪声通过如共模抑制中的求和运算而抵消。
本文所公开的实施方案涉及使用与响应信号匹配的传递函数来处理响应信号。可使用校准电路来实现传递函数与响应信号的匹配。感测电路(诸如图2B中所示的感测单元280)感测来自接收电极的、响应于传送到驱动电极的驱动信号的响应信号，并且还可能感测触摸输入(如存在的话)。感测单元将时变传递函数施加到响应信号。时变传递函数的施加可用于从响应信号的载波部分解调响应信号的信息携带部分，载波部分响应于驱动信号。因此，在一些具体实施中，传递函数被称为解调传递函数，并且在一些具体实施中，传递函数被称为滤波传递函数。在任何情况下，时变传递函数都与响应信号基本上匹配(关联)，使得传递函数与响应信号成比例地同步变化。在一些具体实施中，触敏设备还包括被构造成处理感测电路的输出以检测触敏表面上是否存在触摸和/或触摸位置的触摸电路。在一些实施方案中，***包括被构造成确定与响应信号匹配的时变传递函数的校准电路。感测电路可包括例如放大器或微分器。在一些具体实施中，测量电路被布置成将传递函数施加到响应信号的微分表示。
在一些具体实施中，如果传递函数与响应信号之间的互相关性产生大于约0.5的相关系数，则时变传递函数可被认为匹配响应信号。在一些构型中，将传递函数施加到响应信号的测量电路可被实现为滤波器和/或具有时变增益的放大器。处理可包括具有时变增益的积分器。例如，由于诸如时变增益电容器和/或时变增益电阻，积分器可能具有时变RC常数。在一些具体实施中，测量电路可包括具有时变增益的微分器。
图7示出示例性触敏装置710的简化示意图，该装置被构造用于测量触摸面板712的两个电极716与718之间的互电容Cm。驱动电路713将驱动信号VD施加到驱动电极716，并且感测电路714从接收电极718接收信号715。响应信号715可用于计算Cm或Cm的变化。控制电路717控制测量电路714和/或驱动电路713的功能和时序，并且可进一步处理从测量电路714接收的信号。
用于测量电容的装置可采取电容输入(例如，触摸)装置的形式，诸如按钮和开关、线性滑块和矩阵触摸面板，以及用于检测接近电极定位的物质的存在或量的传感器，或者用于触控笔的电容检测的数字化仪。在这些情况的每一种中，由电极之间的耦合产生至少一个未知互电容(文中表示为Cm)，并且由驱动电极Cr与地电位和接收电极Cr与地电位之间的耦合产生第二和第三未知电容(文中表示为Cd和Cr)。当物体或物质与将AC电压施加到至少一个电极时产生的电场接近时，Cm、Cd和Cr发生变化。这种变化可用来作为识别触摸或物体存在的基础。Cm、Cd和Cr是通常具有根据电极形状和电极制作材料而变化的分布式电阻和电容的电极的简化模型。
本公开描述了用于测量这些电容的参数的电路和方法，最具体地讲，描述了用于测量Cm变化的方法。在一些实施方案中，感测电路包括微分器和时变增益。在一些实施方案中，测量电路被构造成将响应信号乘以时变传递函数并且在一定时间周期(例如，响应信号的整数个循环)内将相乘的乘积积分。可在相乘和/或积分之前将传递函数和响应信号数字化，使得传递函数和响应信号包括多个离散值。作为另外一种选择，感测电路可包括模拟乘法器电路和/或被构造成对模拟乘法器电路的输出积分的模拟积分器。在该例中，感测电路可包括被构造成将积分器的输出数字化的模数转换器。
图8示出根据一些实施方案的信号和传递函数的示例性集合相对于时间的图示820。包括方波的驱动信号VD通过驱动电路713被施加到驱动电路716(参见图7)。信号715近似于驱动信号VD的微分形式。当测量电路714的输入阻抗是非电容性的并且低于电容Cm和Cr的阻抗时，可能存在这种示例性情形。本文根据该示例描述的原理和方法同样适用于其它波形。解调传递函数fD(t)同步地解调信号715。信号824是由该解调(即，将解调传递函数fD(t)施加到信号715)引起的。从数学上讲，解调通过将信号715乘以传递函数fD(t)从而得到信号824来实现。信号825表示信号824在一定时间周期(诸如信号715的整数个循环)内的积分。
从功能上讲，存在用解调传递函数fD(t)解调信号715的多种方法。在数字处理实施方案中，信号715和fD(t)可转换为数字格式，其中数字表示715和fD(t)在连续离散时间处的值。例如，信号826表示传递函数fD(t)的数字化形式，在时间周期t1–t8期间具有八个离散值。信号715和传递函数fD(t)可表示为在离散连续时间处包括一系列(等长)值的两个向量。可计算这两个向量的所得标积，并且可添加一系列这样的积来执行显示为信号825的积分函数。
图9示出测量电路714的实施方案，其中信号715首先由放大器903处理。放大器903可在其输入处(例如求和点)提供低阻抗，并且其可放大信号715的大小。所得的信号935通过将其乘以来自时间同步源936的时变解调函数fD(t)进行解调。在一个实施方案中，信号935可具有信号715的形状(参见图8)，并且乘法函数932可为模拟乘法器电路，其中fD(t)可具有信号935的波形(信号935上不存在实时噪声)。最后，可通过模数转换器(ADC)938将经积分的信号825转换为数字格式。在一些实施方案中，信号源936和ADC 938可结合到感测电路714中。
在另一个实施方案中，函数932可被构造成将模拟信号935乘以数字fD(t)信号。在数字fD(t)方法中，信号935实时乘以时变数字值。信号826(图8)是信号fD(t)的数字表示，其中信号fD(t)已量化成例如在八个时间周期内的八个值。这八个值中的每一个都可用数字来表示，并且每个数字都可在如接收到信号715那样的适当时间施加到乘法数模转换器，如先前所描述。
根据一些实施方案，解调传递函数fD(t)可具有与响应信号715基本上相同的形状，从而得到信号715的匹配滤波。出于这个原因，函数fD(t)(和函数826)在图9中显示出与函数715大致相同的形状。
图10示出响应信号715的单个循环以及可用于同步解调信号715的四个另选fD(t)解调传递函数。函数1153为方波。函数1154为与信号715的形状近似的多电平量化波形。函数1155为与图3C所示形状近似的多电平量化波形。图10与图3C看起来不同，因为图10组合了图3C的波形和图3C的周期反相，该周期反相由图6F所示的交替加减函数指示。第四解调函数1152具有与无噪声信号715相同的形状。
执行模拟，由此将各种频率的噪声添加到信号715，所得噪声信号使用该四个解调函数1152、1153、1154和1155中的每一个来同步解调。然后在信号715的四个循环的周期(四个信号波长)内对解调的信号积分。在所示的示例中，信号波长为11μsec，因此在44μsec的周期内对解调的信号积分。从具有第二时间常数(例如，1μsec)的归一化指数波形中减去具有第一时间常数(例如，0.1μsec)的归一化指数波形，以此模拟信号715。在这些模拟中，从经解调的(信号+噪声)电平中减去已知的经解调的信号电平，然后除以经解调的信号电平，以此计算噪声除以信号(N/S)。结果是更常用的信噪比(S/N)电平的倒数。此处使用N/S的原因是图形缩放的可管理性更好，尤其是在噪声接近零电平的频率下。
图12A和图12B示出经解调的N/S百分比的图示。对于这些测量，将单个正弦波频率的噪声添加到信号715，然后计算经解调和积分的测量结果的百分比变化。峰噪声大小是信号715的峰值的50％，并且在信号715的四个循环内执行积分。图12A和图12B的不同之处在于噪声相对于信号715的相。在图12A中，噪声正弦波的相与信号715对齐。在图12B中，噪声正弦波的相比信号715超前90度。
图12C示出0度噪声(图12A)和90度噪声(图12B)的向量和。因此，图12C示出一定波长范围内噪声的大小，该波长范围的中心位于11μsec的信号波长处。图12A、12B和12C示出四个示例性解调传递函数的性能随噪声的频率和相显著变化。总体来讲，匹配以及近乎匹配的解调信号1152和1154在存在噪声(奇次谐波除外)的情况下具有优异的性能。
一些实施方案涉及将解调器的传递函数校准为基本上匹配响应信号。信号715的形状随驱动信号VD的形状、传感器712的参数以及测量电路714内部件的参数而变化。通常，传感器之间由于尺寸和构造而引起的差异可导致信号715显著变化。因此，有利的是测量信号715的形状并用近乎匹配解调函数来解调信号715。在测量电路714包括用于快速数字化信号715的电路的数字处理***中，信号715的形状可通过快速模数转换直接测量。
校准期间的测量的时间关键性小于***正常使用期间的测量，因此校准测量的噪声可通过在信号715相比正常使用要多的循环内的测量来减少。另外，也许可以通过在校准期间关闭非关键噪声函数来减少噪声。驱动信号VD可在校准期间关闭，使得可直接测量环境噪声，并且可从噪声信号的电平中减去噪声测量结果从而得到近似的无噪声信号形状。
如上所述，信号715可为施加到电容传感器的方波驱动信号通过有时经由触摸修改的传感器电容Cm的结果。驱动信号的谐波可通过除Cm之外的路径到达测量电路，在这种情况下，这些谐波基本上是噪声。或者，噪声可来自同样生成方波的开关电源。奇次谐波噪声通过将方波(奇次)谐波添加到信号715来模拟，从而包括21％的第三谐波、13％的第五谐波、9％的第七谐波以及7％的第九谐波。这些组合谐波信号的峰值电平被归一化为信号715的峰值大小的50％。所得的噪声信号715n在图11中以图形方式示出。
针对信号715n的4个循环的解调和积分的模拟结果示于表1的第3列中。计算得到的百分比N/S比显示为表1第四列中的百分比。各种解调函数得到如表1所示的不同积分结果。表1的“0噪声”列示出在信号715用各种解调信号在无噪声情况下进行四个解调循环之后的积分器电平。匹配的滤波器1152和1154对信号的奇次谐波噪声含量的减少多于方波1153，但信号1155基本上消除了奇次谐波。这是因为滤波器1155与奇次谐波噪声匹配，但与噪声处于正交相位，因此滤波器1155与奇次谐波噪声具有接近零的相关性，从而导致在信号715n的示例中基本上没有噪声被解调。
表1
0噪声 信号715n 噪信百分比
匹配解调(52) 97 131 35.7％
量化匹配(54) 120 157 30.8％
量化71504US(55) 114 114 -0.3％
方波解调(53) 164 228 38.9％
图13示出部件和特性类似于***710的电容触摸数字化仪***1360，但***1360包括电极矩阵。传感器1362包括两个彼此重叠布置的电极阵列。顶部电极阵列包括平行的接收电极Rcv1、Rcv2、Rcv3和Rcv4。底部阵列包括与电极Rcv1、Rcv2、Rcv3和Rcv4正交布置的平行驱动电极Da、Db、Dc和Dd。十六个电极间(互)电容Cm通常大致相等。驱动电路1313a、1313b、1313c和1313d生成可能为任意波形的信号VDa、VDb、VDc和VDd，但本文的示例中使用的是脉冲。接收电路1314a、1314b、1314c和1314d分别测量响应信号1315a、1315b、1315c和1315d。测量结果被传送到感测、测量和/或控制电路1367。在本发明的模拟处理实施方案中，接收电路1314可执行包括信号715a-715d的同步解调、积分和模数转换中的一者或多者的传递函数。在本发明的数字处理实施方案中，接收电路1324可放大信号715a-715d并可将这些信号从模拟格式转换为数字格式以在电路1367中处理。驱动电路1313和接收电路1314由电路1367经由控制线路Ctrl1和Ctrl2进行控制。
用户通过触摸位于顶部阵列上方的触摸表面(未示出)与传感器进行交互。靠近电极相交点的触摸将改变一个或多个电极间电容Cm。靠近触摸的电极间电容在大小上减小，从而变得与其它电极间电容不相等。在大多数矩阵触摸***中，触摸会影响不止一个电极间电容Cm，因此可使用内插法来微调触摸位置。
就如图13以及本文其它处所例示的矩阵触摸***而言，驱动信号Da、Db、Dc和Dd通常一次一个地依次驱动。信号1315a、1315b、1315c和1315d可被多个测量电路1314a、1314b、1314c和1314d同时接收，并且每个接收通道可同时执行对独立响应信号1315a、1315b、1315c和1315d的解调传递函数fD(t)和积分。
传感器1360具有分布式电容和电阻的复杂阵列。驱动电极电容Cd显示为每个电极上的单个对地电容，但在实施过程中，Cd通常沿每个电极分布。同样，每个接收电极具有沿其长度分布的电容Cr。电极的电阻(***1360中未示出)可在从数百欧姆到数万欧姆的范围内变化，因此响应信号将根据通过驱动电极和接收电极的信号路径的长度而衰减不同的量。
接收信号可经历至少两次主要变化。首先，接收信号可与驱动电极距接收电极的距离成比例地一起变化。例如，当用信号驱动远处电极Da时，相比附近电极Dd被驱动的情况，全部四个接收信号都可能较低。同样，驱动信号Da-Dd在驱动端可以是最大的，并且在这些信号到达驱动电极Da-Dd的远端时衰减。响应信号可与它们距驱动电极驱动端的接近度成比例地彼此变化。例如，响应信号1315a(附接到电极Rcv1)在大小上将大于信号1315d，因为驱动器1313a-1313d将其信号施加得更靠近电极Rcv1。
这样，每个响应信号的形状(和/或尺寸)可根据被哪个驱动电极激活而变化。可通过本文所述的校准过程来测量此类变化，并且可针对每个驱动电极使用唯一的解调传递函数fD(t)。同样，每个接收测量电路1314a-1314d可使用与其它测量电路不同的解调传递函数fD(t)。
一些模拟处理电路，诸如图2A和图2B的模/数混合电路，也适于通过使用解调电路来采样信号715，从而测量所收到波形的形状与时间。参考图14描述了用这种模拟电路进行测量的方法。图14示出包括如上所述产生的一个循环的驱动信号VD和响应信号715的示例性图示1470。在所示的示例中，将使用一系列解调采样脉冲来在一系列八个离散时间处采样信号715。首先，将脉冲1476a用作传递函数fD(t)(对应于图10的***1030的fD(t))以解调信号715仅在时间t1和t9期间出现的部分。信号1476a包括由信号715的1/2波长隔开一对相反极性采样时间。结果得到信号1474a(对应于***1030的信号1024)，该信号被积分以产生终值为V1475a的信号1475a。图14示出在VD的一个满循环内的积分，但在实施过程中，优选地在VD的许多循环内执行积分。信号1475a在积分结束时的值与信号715在采样时间周期t1和t9期间的平均值成比例。
接下来，将脉冲1476b用作传递函数f(t)以解调信号715仅在时间t2和t10期间出现的部分。结果得到信号1474b，该信号被积分以产生信号1475b。信号1475b在积分结束时的值为V1475b，这与信号715在采样时间周期t2和t10期间的平均值成比例。此过程可继续直至知道信号715在每个时间周期(t1和t9至t8和t16)的值。在图示1470的示例中，执行八次积分来测量八对反相样本(t1和t9、t2和t10、t3和t11等)。在八个采样点处测量信号715的大小之后，可使用这八个值(以及它们的反相补数)来生成解调传递函数fD(t)。对于给定的示例，结果将计算出传递函数1479，其中八个值及其补数形成近似信号715的传递函数。
测量信号715的过程优选地在于***正常使用之前完成的校准过程期间执行。校准过程允许测量***适应因各种原因导致的响应信号715的形式和大小的变化。如果存在可能干扰此校准过程的可控噪声源，则可在校准期间关闭这些噪声源。例如，可关闭附近的显示器和/或非关键电源，尤其是如果这些部件发出与电容测量***同步的噪声，则更应如此。
图15A示出指数衰减时间常数为1μsec的响应信号1515的单个循环，以及可用于同步解调信号1515的四个另选fD(t)传递函数。信号1584是预期大致匹配信号1515(类似于图11的信号1154)的量化fD(t)。信号1585是预期大致匹配指数衰减信号的量化fD(t)，该指数衰减信号类似于1515但具有1.5μsec的衰减时间常数。信号1583是预期大致匹配指数衰减信号的量化fD(t)，该指数衰减信号类似于1515但具有0.5μsec的衰减时间常数。第四解调函数1582具有与无噪声信号1515相同的形状。
图15B示出一定噪声波长范围的噪声向量大小，该噪声波长范围的中心位于11μsec的信号波长处。图15A和图15B示出三个量化解调函数fD(t)1583、1584、1585的性能在一定噪声频率范围内具有类似的性能。匹配的函数1582是最佳解调函数，近乎匹配的函数1584在许多噪声频率范围内具有比函数1583和1585更好的性能。
图15C示出指数衰减时间常数为1μsec的响应信号1515p的单个循环，以及可用于同步解调信号1515p的四个另选fD(t)传递函数1582、1583、1584、1585。信号1515p在时间上相对于四个另选fD(t)传递函数1582、1583、1584、1585偏移(延迟)0.5μsec。信号1584是预期大致匹配信号1515p(类似于图11的信号1154)的量化fD(t)。信号1585是预期大致匹配指数衰减信号的量化fD(t)，该指数衰减信号类似于1515但具有1.5μsec的衰减时间常数。信号1583是预期大致匹配指数衰减信号的量化fD(t)，该指数衰减信号类似于1515p但具有0.5μsec的衰减时间常数。第四解调函数1582具有与无噪声信号1515p相同的形状。
图15D示出一定噪声波长范围的噪声向量大小，该噪声波长范围的中心位于11μsec的信号波长处。图15C和图15D示出信号1585的性能在许多噪声频率范围内具有比函数1582、1583和1584更好的性能，其中信号1585是预期大致匹配类似于1515p但具有1.5μsec的较长衰减时间常数的指数衰减信号的量化fD(t)。信号1583匹配但具有较短的(0.5μsec)时间常数，并且由于相移而具有最大的性能退化。这说明，较宽(例如，较长时间常数)的传递函数可在传递函数相对于被测信号发生相移的一些情况下产生更好的性能。
图16A示出被施加到信号715的附加解调传递函数。函数1693、1694和1695是宽度分别为3个、2个和1个采样周期的简单采样函数。解调函数1692匹配信号715。图16B示出一定噪声波长范围的噪信比大小，该噪声波长范围的中心位于11μsec的信号波长处。匹配的传递函数1692性能良好，但在基础信号频率下除外，各种函数1693、1694和1695在一些噪声频率范围内具有更好的N/S性能。
图16C示出与图16A相同的解调函数，但这些解调函数的相相对于信号715提前一个时间周期。图16D示出一定噪声波长范围的噪信比大小，该噪声波长范围的中心位于11μsec的信号波长处。图16D中略去了函数1695的N/S，因为在大多数频率下，该函数的N/S比其它N/S测量结果大100倍以上。这是因为函数1695在信号715接近零时采样信号715。较宽的解调函数1693在许多频率下具有比函数1692和1694更好的N/S，因为它解调信号715相对于噪声的较大部分。
图12A、12B、12C示出如由模拟测量电路714所测量的噪信比(N/S)。显而易见，不同的解调传递函数可导致不同的N/S比。如果可以知道具有特定噪声电平和/或噪声频谱的特定***的N/S比，则也许可以调整解调传递函数以实现指定的N/S比，诸如最小N/S比。
一些实施方案涉及通过将用于测量响应信号的传递函数与响应信号匹配来校准触摸设备的方法。可在使用触摸设备来检测触摸输入之前的初始化周期期间执行校准。图17A是示出根据一些实施方案的触摸设备的校准过程的流程图。校准涉及确定接收电极的响应信号的形状(1701)。确定与响应信号成比例地同步变化的时变传递函数(1702)。随后使用传递函数来解调包括触摸输入的响应信号(1703)。
所生成的接收电极的响应信号可能因具体电极而异。因此，可针对每个电极或针对相邻电极的组确定不同的时变传递函数。特定接收电极的响应信号还可沿接收电极的长度而变化。因此，在一些具体实施中，可为接收电极形成多个传递函数，其中多个传递函数中的每一个分别对应于沿接收电极的驱动电极位置。
图17B是示出根据一些具体实施的校准过程的更详细流程图。确定响应信号的形状和大小，同时减小或最小化噪声(1705)。例如，可使用预先已知与响应信号合理地密切匹配的近乎匹配传递函数来确定响应信号的形状和大小。通过关闭驱动信号和/或其它噪声源，可以在确定传递函数的过程期间减小或最小化噪声。
基于噪声减小的响应信号的形状和大小形成初始传递函数(1710)。使用初始传递函数确定具有噪声的响应信号的形状和大小(1715)。测量噪声(1720)，然后从具有噪声的响应信号中减除噪声(1725)。从具有噪声的响应信号中减除噪声的结果被称为噪声减除响应信号。形成噪声(N)与噪声减除噪声信号(S)的比，例如N/S或S/N(1730)。初始传递函数可迭代地调节以减小N/S值(或增大S/N值)(1735)。例如，可通过调节初始传递函数使得所述比在指定范围内来形成传递函数。经调节的传递函数可在触摸设备的操作期间使用以执行触摸检测。
调节传递函数的一个选项涉及在滞后相或超前相处使用初始传递函数来重新确定具有噪声的响应信号。然后基于重新确定具有噪声的响应信号的结果来调节初始传递函数。另一个选项涉及使用在时间上比初始传递函数更窄或更宽的传递函数来重新确定具有噪声的响应信号。然后基于重新确定具有噪声的响应信号的结果来调节初始传递函数。调节传递函数可涉及调节传递函数的形状和/或相。任选地，可另外调节触摸设备除传递函数之外的参数以增大信噪比，诸如调节驱动信号的频率和/或调节响应信号的积分周期持续时间。可迭代地调节传递函数以及任选的其它参数，直至N/S或S/N比落入指定范围内。
任选地，可测量噪声频谱并且可基于测得的噪声频谱调节传递函数，如针对函数1155(图10)所述。例如，可在驱动信号的基频下和/或在基频的一个或多个谐波下测量噪声频谱。在一些具体实施中，测量噪声频谱涉及在小于驱动信号基频的频率下测量噪声信号。可与使用如上所述采样脉冲来测量信号形状的方式类似的方式来确定噪声频谱。通过使用类似的过程，可测量噪声信号的形状和大小。
图18A和图18B示出的示例中，测量波长为3.67μsec(信号715的第三谐波频率)的噪声。对于噪声测量，关闭驱动信号VD，这样信号15就只包含噪声。考虑到VD的波长为24t，24t的K整数倍数积分周期将测量K信号波长中的噪声。通常，许多噪声不与信号VD同步，因此相比用于在正常操作期间测量信号715的情况在更多信号波长内测量噪声通常是优选的。
图18A示出若干解调传递函数。解调传递函数1892与方波信号VD的第三谐波匹配。解调传递函数1895是与方波信号VD的第三谐波大致匹配的量化函数。可通过使用具有所需频率和波形的传递函数来测量其它频率下的噪声。如果测量非采样时间t的倍数的波长，可通过改变建立采样时间t的持续时间的***时钟的时钟频率来改变t的持续时间。
图18B示出通过施加波长为0.3μsec至22μsec的正弦波而得到的经调制积分输出。解调传递函数1892和1895选择性地传递所需的第三谐波，同时阻挡90％或更多的所有其它频率。因此，可测量噪声频谱，并且可调节测量***以避免噪声。例如，可修改信号VD的频率，并且可调节采样周期t1、t2等的持续时间以匹配VD的频率变化。可改变积分周期的持续时间并且/或者可改变解调传递函数FD(t)(形状或相)，以避免经测量显示与测量电路具有特定频率或相关系的噪声。
图19示出噪声测量的若干示例。考虑到所需的接收信号715具有如图19所示的16t的波长，16t的K整数倍数的积分周期将测量噪声的K信号波长。考虑到许多噪声不与信号715同步，因此相比用于测量信号715的情况在更多信号波长内测量噪声通常是优选的。
对于噪声测量，关闭驱动信号VD，这样信号715就只包含噪声。图19示出将测量各种频率的噪声的若干解调传递函数。解调传递函数1901测量VD的基频下的噪声。解调传递函数1902测量信号VD的第二谐波下的噪声。解调传递函数1903测量信号VD的第三谐波下的噪声。解调传递函数106测量信号VD的第六谐波下的噪声。
可通过使用具有所需频率的FD(t)函数来测量其它频率下的噪声。为了测量非采样时间t的倍数的波长，可通过改变建立采样时间t的持续时间的***时钟的时钟频率来改变t的持续时间。
解调函数1909是在比信号VD的(24t)基频更长的波长下测量噪声的解调函数的示例。示例1909测量36t的噪声波长，但图中并未示出所有这些波长。
因此，可测量噪声频谱，并且可调节测量***以避免噪声。例如，可调节采样周期t1、t2等的持续时间以改变信号VD的频率。可改变积分周期的持续时间(例如，改成16t而非图示1900中所示24t的持续时间)。或者，可改变解调传递函数FD(t)(形状或相)，以避免经测量显示与测量电路具有特定频率或相关系的噪声。
本公开中所述的实施方案包括下列项目：
项目1.一种触敏设备，所述触敏设备包括：
电容耦合到接收电极的驱动电极；
感测电路，所述感测电路被构造成响应于传送到驱动电极的驱动信号生成接收电极的响应信号，响应信号包括与负向变换部分分开的正向变换部分；以及
具有时变增益的放大电路，时变增益具有与响应信号的正向变换部分和负向变换部分基本上对齐的增大增益以及介于响应信号的正向变换部分与负向变换部分之间的减小增益。
项目2.根据项目1所述的触敏设备，其中放大电路包括与驱动信号同步的时变电阻。
项目3.根据项目1至2中任一项所述的触敏设备，其中放大电路包括并联连接到运算放大器的输入端口的多个电阻器，多个电阻器中的至少两个电阻器的值彼此不同，多个电阻器中的每个电阻器具有不同的对应开关。
项目4.根据项目1至3中任一项所述的触敏设备，其中放大电路包括与驱动信号同步的时变电容。
项目5.一种触敏设备，所述触敏设备包括：
电容耦合到接收电极的驱动电极；
感测电路，所述感测电路被构造成响应于传送到驱动电极的驱动信号生成接收电极的响应信号，响应信号包括与负向变换部分分开的正向变换部分；以及
具有时变时间常数的放大电路，时变时间常数具有与响应信号的正向变换部分和负向变换部分基本上对齐的较小值以及介于响应信号的正向变换部分与负向变换部分之间的较大值。
项目6.根据项目5所述的触敏设备，其中时变时间常数包括时变电阻。
项目7.根据项目5至6中任一项所述的触敏设备，其中时变时间常数包括时变电容。
项目8.一种触敏设备，所述触敏设备包括：
电容耦合到接收电极的驱动电极；
感测电路，所述感测电路被构造成响应于传送到驱动电极的驱动信号生成接收电极的响应信号，响应信号包括驱动信号的谐波；以及
具有时变增益的放大电路，时变增益在对应于谐波的频率范围内具有减小的增益。
项目9.根据项目8所述的触敏设备，其中谐波包括多个奇次谐波，并且时变增益在对应于多个奇次谐波的频率范围内具有多个最小值。
项目10.一种触敏设备，所述触敏设备包括：
电容耦合到接收电极的驱动电极；
耦合到接收电极的感测电路，所述感测电路包括：
耦合到所述接收电极并且被构造成响应于传送到驱动电极的驱动信号生成接收电极的响应信号的第一级，响应信号是驱动信号的微分表示并且包括驱动信号的至少一个奇次谐波和至少一个偶次谐波；
耦合到第一级的输出的第二级，所述第二级抑制响应信号中的至少一个奇次谐波；以及
电容耦合到第二级的输出的第三级，所述第三级放大第二级的输出并且抑制响应信号中的至少一个偶次谐波。
项目11.根据项目10所述的触敏设备，其中：
第一级包括可变增益微分电路；
第二级包括在对应于至少一个奇次谐波的频率响应中具有空值的增益；并且
第三级包括求和积分器。
项目12.一种触敏设备，所述触敏设备包括：
电容耦合到接收电极的驱动电极；
感测电路，其响应于传送到驱动电极的驱动信号生成接收电极的响应信号，该响应信号包括与负向变换部分分开的正向变换部分；
被构造成放大响应信号并且具有非线性增益的放大器；以及
从响应信号的正向变换部分中减去响应信号的负向变换部分的积分器。
项目13.一种***，包括：
一种触敏设备，所述触敏设备包括：
触摸面板，所述触摸面板具有触敏表面以及至少一个电容耦合到至少一个接收电极的驱动电极；
感测电路，其被构造成响应于传送到驱动电极的驱动信号生成接收电极的响应信号；以及
被构造成将时变传递函数施加到响应信号的测量电路；以及
被构造成将时变传递函数匹配到响应信号的校准电路，传递函数与响应信号成比例地同步变化。
项目14.一种触敏设备，所述触敏设备包括：
触摸面板，所述触摸面板具有触敏表面以及至少一个电容耦合到至少一个接收电极的驱动电极；
感测电路，其被构造成响应于传送到驱动电极的驱动信号生成接收电极的响应信号；以及
被构造成将时变传递函数施加到响应信号的测量电路，传递函数与响应信号成比例地同步变化。
项目15.根据项目14所述的设备，还包括被构造成基于测量电路的输出来检测触敏表面上触摸的触摸处理电路。
项目16.根据项目14至15中任一项所述的设备，其中测量电路包括具有时变增益的放大器。
项目17.根据项目14至16中任一项所述的设备，其中测量电路包括具有时变增益的积分器。
项目18.根据项目17所述的设备，其中积分器具有时变RC常数。
项目19.根据项目17至18中任一项所述的设备，其中积分器具有时变增益电容。
项目20.根据项目17至19中任一项所述的设备，其中积分器具有时变增益电阻。
项目21.根据项目17至20中任一项所述的设备，其中感测电路包括具有时变增益的微分器。
项目22.根据项目14至21中任一项所述的设备，其中测量电路被构造成将响应信号乘以传递函数并且在一定时间周期内将相乘的乘积积分。
项目23.根据项目22所述的设备，其中时间周期是响应信号的整数个循环。
项目24.一种方法，所述方法包括：
感测接收电极上的、响应于传送到电容耦合到接收电极的驱动电极的驱动信号的响应信号；
将时变传递函数施加到响应信号，传递函数与响应信号成比例地同步变化；以及
使用将传递函数施加到响应信号的结果来检测触敏表面上的触摸。
项目25.一种使用触摸设备的方法，所述触摸设备包括具有至少一个电容耦合到至少一个接收电极的驱动电极的触敏面板，该方法包括：
确定接收电极的、响应于传送到驱动电极的驱动信号的响应信号的形状；以及
形成与响应信号成比例地同步变化的时变传递函数；
将时变传递函数施加到包括与触摸面板上触摸相关信息的响应信号。
项目26.根据项目25所述的方法，其中：
施加传递函数包括将传递函数与响应信号相乘；并且
还包括在一定时间周期内将相乘的乘积积分。
项目27.根据项目26所述的方法，其中时间周期包括响应信号周期的整数倍。
项目28.根据项目25至27中任一项所述的方法，其中响应信号和时变传递函数以数字格式表示。
项目29.根据项目25至28中任一项所述的方法，其中响应信号和时变传递函数各自表示为在离散的连续时间处包括一系列值的向量。
项目30.根据项目29所述的方法，其中施加传递函数包括形成响应信号向量和传递函数向量的标积。
项目31.根据项目25所述的方法，其中响应信号和时变传递函数以模拟格式表示。
项目32.一种校准触摸设备的方法，触摸设备包括具有至少一个电容耦合到至少一个接收电极的驱动电极的触敏面板，该方法包括：
确定接收电极的、响应于传送到驱动电极的驱动信号的响应信号的形状；以及
形成与响应信号成比例地同步变化的时变传递函数。
项目33.根据项目32所述的方法，其中确定响应信号的形状包括确定响应信号的多个离散部分的形状。
项目34.根据项目33所述的方法，其中确定响应信号的形状包括针对响应信号的每个离散部分确定响应信号的平均值。
项目35.根据项目32至34中任一项所述的方法，其中在使用触摸设备来检测触摸之前，在初始化周期期间执行校准。
项目36.根据项目32至35中任一项所述的方法，其中噪声在校准的至少一些部分中减小。
项目37.根据项目32至36中任一项所述的方法，其中响应信号包括微分信号。
项目38.根据项目32至37中任一项所述的方法，其中确定响应信号的形状包括：
使用近乎匹配的传递函数来确定噪声减小的响应信号的形状和大小；
基于噪声减小的响应信号的形状和大小形成初始传递函数；以及
使用初始传递函数确定具有噪声的响应信号的形状和大小。
项目39.根据项目38所述的方法，其中形成时变传递函数包括：
测量噪声；
通过从具有噪声的响应信号中减去噪声来计算噪声减除响应信号；
形成噪声减除响应信号与噪声的比率；以及
基于该比率调节初始传递函数。
项目40.根据项目39所述的方法，其中调节初始传递函数包括调节初始传递函数的时变形状和时变大小中的至少一者。
项目41.根据项目40所述的方法，其中调节初始传递函数的时变形状和时变大小中的至少一者包括：
在滞后相或超前相处使用初始传递函数来重新确定具有噪声的响应信号；以及
基于重新确定具有噪声的响应信号来调节初始传递函数的形状。
项目42.根据项目40所述的方法，其中调节初始传递函数的时变形状和时变大小中的至少一者包括：
使用在时间上比初始传递函数更窄或更宽的传递函数来重新确定具有噪声的响应信号；以及
基于重新确定具有噪声的响应信号来调节初始传递函数的形状。项目43.根据项目40所述的方法，还包括：
测量噪声频谱；以及
基于噪声频谱调节初始传递函数的形状。
项目44.根据项目43所述的方法，其中确定噪声频谱包括确定噪声信号相对于时间的形状和大小。
项目45.根据项目44所述的方法，其中确定噪声信号的形状和大小包括确定噪声信号的多个离散时间部分的形状和大小。
项目46.根据项目43所述的方法，其中确定噪声频谱包括：
确定噪声信号在驱动信号基频下的形状和大小；以及
确定确定噪声信号在基频的一个或多个谐波下的形状和大小。
项目47.根据项目43所述的方法，其中确定噪声频谱包括确定噪声信号在小于驱动信号基频的频率下的形状和大小。
项目48.根据项目32所述的方法，还包括调节触摸设备的参数以增大信噪比。
项目49.根据项目48所述的方法，其中调节参数包括调节驱动信号的频率。
项目50.根据项目48所述的方法，其中调节参数包括调节积分周期的持续时间。
项目51.根据项目48所述的方法，其中调节参数包括调节传递函数的形状或相。
项目52.一种校准触敏面板的方法，所述触敏面板包括多个电容耦合到多个接收电极的驱动电极，该方法包括：
针对每个接收电极：
确定接收电极的、响应于传送到驱动电极的驱动信号的响应信号的形状；以及
形成与响应信号成比例地同步变化的时变传递函数。
项目53.根据项目52所述的方法，其中确定响应信号的形状包括确定响应信号的多个离散部分的形状。
项目54.根据项目52至53中任一项所述的方法，其中校准为每个接收电极形成经调节的传递函数。
项目55.根据项目52至54中任一项所述的方法，其中校准为每个接收电极形成多个传递函数，多个传递函数中的每一者分别对应于沿接收电极的驱动电极位置。
有关项目1至55的实施方案以及其它实施方案的附加信息在2013年3月13日提交的美国专利申请13/798,736中公开，该专利申请全文以引用方式并入本文中。
如附图中例示的各个模块和/或其它基于电路的构件可被实现来执行结合附图描述的操作和动作中的一个或多个。在此类语境中，“模块”的“级”是进行这些或相关运算和动作中的一个或多个的电路。例如，在上述的某些实施方案中，一个或多个模块可以是被构造并布置用于实现这些运算/动作的分立的逻辑电路或可编程逻辑电路，如附图中示出的电路模块。在某些实施方案中，可编程电路是一个或多个被编程来执行一组(或多组)指令(和/或配置数据)的计算机电路。指令(和/或配置数据)可以以固件或软件的形式存储在存储器(电路)中并可以从该存储器(电路中)存取。例如，第一模块和第二模块包括基于硬件的电路和固件形式的指令集的组合，其中第一模块包括具有一个指令集的第一硬件电路，并且第二模块包括具有另一个指令集的第二硬件电路。
而且，除非另外指明，否则本说明书和权利要求书中用来表示数量、特性量度等的所有数值都应当理解为由术语“约”修饰。因此，除非有相反的说明，否则在说明书和权利要求中列出的数值参数均为近似值，这些近似值可随本领域的技术人员使用本专利申请的教导内容寻求获得的特性而变化。至少应该根据所报告的有效数字的位数并运用惯常的四舍五入法来解释每一个数值参数。
在不脱离本公开范围的前提下，对本公开的各种修改和更改对于本领域的技术人员来说将显而易见，并且应当理解，本公开不限于本文所提供的示例性实施方案。例如，本文读者应当认为一个公开实施方案中的特征同样可适用于所有其它公开实施方案中，除非另外指明。

Claims (16)

1.一种触敏设备，所述触敏设备包括：
电容耦合到接收电极的驱动电极；
感测电路，所述感测电路被构造成响应于传送到所述驱动电极的驱动信号生成所述接收电极的响应信号，所述响应信号包括与负向变换部分分开的正向变换部分；以及
具有时变增益的放大电路，所述时变增益具有与所述响应信号的所述正向变换部分和所述负向变换部分基本上对齐的增大增益以及介于所述响应信号的所述正向变换部分与所述负向变换部分之间的减小增益。
2.根据权利要求1所述的触敏设备，其中所述放大电路包括与所述驱动信号同步的时变电阻。
3.根据权利要求1所述的触敏设备，其中所述放大电路包括并联连接到运算放大器的输入端口的多个电阻器，所述多个电阻器中的至少两个电阻器的值彼此不同，所述多个电阻器中的每个电阻器具有不同的对应开关。
4.根据权利要求1所述的触敏设备，其中所述放大电路包括与所述驱动信号同步的时变电容。
5.一种触敏设备，所述触敏设备包括：
电容耦合到接收电极的驱动电极；
感测电路，所述感测电路被构造成响应于传送到所述驱动电极的驱动信号生成所述接收电极的响应信号，所述响应信号包括与负向变换部分分开的正向变换部分；以及
具有时变时间常数的放大电路，所述时变时间常数具有与所述响应信号的所述正向变换部分和所述负向变换部分基本上对齐的较小值以及介于所述响应信号的所述正向变换部分与所述负向变换部分之间的较大值。
6.根据权利要求5所述的触敏设备，其中所述时变时间常数包括时变电阻。
7.根据权利要求5所述的触敏设备，其中所述时变时间常数包括时变电容。
8.一种触敏设备，所述触敏设备包括：
电容耦合到接收电极的驱动电极；
感测电路，所述感测电路被构造成响应于传送到所述驱动电极的驱动信号生成所述接收电极的响应信号，所述响应信号包括所述驱动信号的谐波；以及
具有时变增益的放大电路，所述时变增益在对应于所述谐波的频率范围内具有减小的增益。
9.根据权利要求8所述的触敏设备，其中所述谐波包括多个奇次谐波，并且所述时变增益在对应于所述多个奇次谐波的所述频率范围内具有多个最小值。
10.一种触敏设备，所述触敏设备包括：
电容耦合到接收电极的驱动电极；
感测电路，所述感测电路耦合到所述接收电极并包括：
耦合到所述接收电极并且被构造成响应于传送到所述驱动电极的驱动信号生成所述接收电极的响应信号的第一级，所述响应信号是所述驱动信号的微分表示并且包括所述驱动信号的至少一个奇次谐波和至少一个偶次谐波；
耦合到所述第一级的输出并且抑制所述响应信号中的所述至少一个奇次谐波的第二级；以及
电容耦合到所述第二级的输出的第三级，所述第三级放大所述第二级的输出并且抑制所述响应信号中的所述至少一个偶次谐波。
11.根据权利要求10所述的触敏设备，其中：
所述第一级包括可变增益微分电路；
所述第二级包括在对应于所述至少一个奇次谐波的频率响应中具有空值的增益；并且
所述第三级包括求和积分器。
12.一种触敏设备，所述触敏设备包括：
电容耦合到接收电极的驱动电极；
感测电路，其响应于传送到所述驱动电极的驱动信号生成所述接收电极的响应信号，所述响应信号包括与负向变换部分分开的正向变换部分；
被构造成放大所述响应信号并且具有非线性增益的放大器；以及
从所述响应信号的所述正向变换部分中减去所述响应信号的所述负向变换部分的积分器。
13.一种***，所述***包括：
一种触敏设备，所述触敏设备包括：
触摸面板，所述触摸面板具有触敏表面以及至少一个电容耦合到至少一个接收电极的驱动电极；
感测电路，其被构造成响应于传送到所述驱动电极的驱动信号生成所述接收电极的响应信号；以及
被构造成将时变传递函数施加到所述响应信号的测量电路；以及
被构造成将所述时变传递函数匹配到所述响应信号的校准电路，所述传递函数与所述响应信号成比例地同步变化。
14.一种触敏设备，所述触敏设备包括：
触摸面板，所述触摸面板具有触敏表面以及至少一个电容耦合到至少一个接收电极的驱动电极；
感测电路，其被构造成响应于传送到所述驱动电极的驱动信号生成所述接收电极的响应信号；以及
被构造成将时变传递函数施加到所述响应信号的测量电路，所述传递函数与所述响应信号成比例地同步变化。
15.根据权利要求14所述的设备，其中所述测量电路包括具有时变增益的放大器。
16.根据权利要求14所述的设备，其中所述测量电路包括具有时变增益的积分器。
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